專利名稱：用于單相并網(wǎng)lcl逆變器的控制方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及控制并網(wǎng)變換器，更具體地，涉及其中將LCL濾波器用作電壓源逆變器(VSI)和電網(wǎng)之間的接口的配置。
背景技術(shù)：
并網(wǎng)應用中的電力變換器的使用近年來已變?yōu)榉浅Ａ餍械恼n題。在分布式發(fā)電系統(tǒng)中，這些電力變換器用作有源接口，并且通常包括借助于簡單的串聯(lián)L濾波器并網(wǎng)的 VSL·然而，為了避免注入開關(guān)諧波，該解決方案限于高開關(guān)頻率。相反地，已觀察到，即使在低開關(guān)頻率下并且利用較小的電感，使用具有LCL濾波器的逆變器仍可以實現(xiàn)減少的諧波失真水平。因此，它們已變?yōu)楦o湊的和在經(jīng)濟上更便利的解決方案。這使得具有LCL 濾波器的逆變器成為其中開關(guān)頻率受到限制的較高功率應用的良好候選者。這些系統(tǒng)的適用范圍包括(除其他之外)靜態(tài)VAR補償器、不間斷電源系統(tǒng)、電力潮流補償器和分布式發(fā)電系統(tǒng)接口(光伏、風力、微燃機、燃料電池等)。在分布式發(fā)電應用中，初級能量源借助于電力變換器(通常是電壓源逆變器(VSI))和濾波器并網(wǎng)。在最初時使用L濾波器，但是近來基于LCL濾波器的變換器由于其改進的特性而變得較為流行，這些改進的特性允許它們符合限制越來越多的標準。然而，這些系統(tǒng)呈現(xiàn)了比基于L濾波器的變換器更加復雜的動力學特征。除了 LCL濾波器的增加的復雜度之外，出現(xiàn)了諧振，其危害系統(tǒng)的穩(wěn)定性并且使得系統(tǒng)更易受電網(wǎng)干擾的影響。因此，需要更加精密的控制器方法來確保具有增強的抗干擾能力的穩(wěn)定性。特別地，控制方案必須能夠減輕諧波失真，這已變?yōu)殛P(guān)于控制器設(shè)計的幾乎強制性的特征。同時，這些控制器的實現(xiàn)方案應盡可能簡單并且不需要另外的傳感器以使實現(xiàn)成本與常規(guī)的基于L濾波器的變換器相當。在[1]中作者呈現(xiàn)了 PV逆變器與L濾波器之間和PV逆變器與LCL濾波器之間的比較。它們示出了，通過這兩種方案，低頻諧波衰減或多或少是相同的。然而，在LCL濾波器中，更好地使開關(guān)諧波衰減。事實上，LCL濾波器使得可能符合具有相對低的開關(guān)頻率的 EMC標準。作者觀察到在LCL濾波器中，控制變得更加昂貴和復雜。事實上，所提出的控制器需要測量所有變量。在[2]中作者提出了針對LCL濾波器使用與L濾波器逆變器中的控制器相似的控制器。它們考慮，在低頻下，單個L濾波器和LCL濾波器之間的響應是相似的。事實上，作者使用PI控制器用于電流和DC(直流)鏈電壓控制器。而且，它們提出添加與外部電感器并聯(lián)的無源電阻器以耗散損失為代價以某種方式提高穩(wěn)定性?？刂颇孀兤饕阅M電阻器，從而電流將是電網(wǎng)電壓的成比例的版本。然而，如果電網(wǎng)電壓是失真的，則電流也將失真。電壓外部回路用于產(chǎn)生電流參考，并且因此使其帶寬非常小以避免另外的失真的重新注入。在[3]中作者呈現(xiàn)了比例加諧振(P+R)控制器。它們測量電網(wǎng)側(cè)的電流和電容器電流。這用于三相系統(tǒng)。他們研究了電網(wǎng)電壓中的諧波失真的影響，但是僅提出了對控制器進行調(diào)諧以某種方式減輕該問題。在[4]中作者提出了一種控制器，其僅需要測量逆變器側(cè)的電流和電網(wǎng)電壓。該方案基于用于基波的穩(wěn)定和跟蹤的P+R控制器，并且包括用于補償諧波失真(HC)的諧波振蕩器陣列。然而，所提出的方案控制逆變器側(cè)的電流而非電網(wǎng)電流，并且因此其可能體驗關(guān)于所遞送的輸出電流的某些不準確。作者還提出了包括因采樣引起的延遲，其明顯提高了穩(wěn)定性。隨后，在[5]至W]中，他們基本上使用同一控制器，不同之處在于此時他們測量電網(wǎng)側(cè)的電流。然而，將該控制器直接應用到電網(wǎng)電流可能伴隨有穩(wěn)定性問題，這是因為不能通過簡單的P+R控制器注入缺失的阻尼。顯然，通過LCL濾波器引入了諧振，并且因此應努力以某種方式阻尼該諧振并且保持穩(wěn)定性。這種阻尼諧振的處理被稱為有源阻尼注入。到目前為止在[7]至[10]中已提出了用于LCL濾波器中的有源阻尼注入的不同方法。在[7]中作者提出了對電容器電壓使用超前滯后補償器回路以有源地阻尼LCL濾波器的諧振。其他工作使用電容器電流的反饋[10]，并且一些其他工作需要LCL濾波器的所有狀態(tài)變量的反饋[9]。然而，由于需要更多的傳感器，因此使用另外的測量增加了成本。 復極點和復零點的引入以及諧振周圍的陷波濾波器的引入也是[8]中報導的技術(shù)。然而， 如作者注意到的，這些方案的調(diào)諧對于系統(tǒng)參數(shù)非常敏感，并且有源阻尼注入在弱電網(wǎng)的情況中可能變得無效。在論文[8]中，作者提出了使用P+R作為電流控制器。他們認識到在低頻范圍中， 主要由P+R控制器強加穩(wěn)定性條件。然而，在高頻下，穩(wěn)定性更加與LCL濾波器自身的阻尼相關(guān)，而來自P+R控制器的影響非常小。這引出了使用插入額外的阻尼的機制，因此可以確保穩(wěn)定。作者提出了通過在諧振頻率周圍插入兩個零點來注入有源阻尼。而且，在變換器電流是被測變量的情況中，他們提出了包括兩個有源阻尼極點以某種形式補償系統(tǒng)的諧振零點。他們還研究了另一方法，其包括在系統(tǒng)諧振周圍插入陷波濾波器。作者示出了，在弱電網(wǎng)的情況中，有源阻尼注入可能是無效的，并且因此必須采取措施以適當?shù)貙刂破鬟M行調(diào)諧。在[9]中作者提出了一種作為PI和無差拍控制器的級聯(lián)的控制器。PI被用作控制電網(wǎng)電流的外部回路，遞送關(guān)于逆變器側(cè)電流的參考，其隨后由無差拍控制器進行穩(wěn)定。 該控制器需要測量LCL濾波器中的所有變量，并且因此它們在控制器上的反饋表示穩(wěn)定性機制。研究了電網(wǎng)電壓中的諧波失真的影響，但是不包括用于克服該問題的諧波機制，該補償被留給級聯(lián)控制器的頻率特性。在[10]中作者提出了對常規(guī)的DPC控制進行修改以考慮LCL濾波器。他們提出了通過注入有源阻尼來減輕諧振問題。出于該目的，除了變換器側(cè)的電流之外，測量電容器電流。還呈現(xiàn)了諧波補償方案，其基于信號的同步參考幀表示。

發(fā)明內(nèi)容
因此本發(fā)明的目的在于提供一種方法以便于解決以上問題。本發(fā)明的目的通過具有獨立權(quán)利要求中闡述的特征的方法來實現(xiàn)。本發(fā)明的優(yōu)選實施例在從屬權(quán)利要求中公開。本發(fā)明基于將有源阻尼注入(ADI)和諧波補償機制(HCM)引入用于控制通過LCL 濾波器并網(wǎng)的單向逆變器的電流的控制方法。有源阻尼注入(ADI)阻尼LCL濾波器的諧振并且諧波補償機制(HCM)應對電網(wǎng)電壓中存在的諧波失真。該控制方法的設(shè)計基于模結(jié)構(gòu)，并且因此動力學結(jié)構(gòu)的信息被并入該方法以允許更好的動力學性能。該方法還包括反饋控制回路以注入所需的有源阻尼(ADI)。由于不需要測量所有所需的量，因此使用觀測器形成非被測信號的估值。例如，如果僅測量逆變器側(cè)的電流，則還可以包括降階觀測器 (R-OBS)以重建不可獲得的狀態(tài)。R-OBS使用關(guān)于測得的逆變器側(cè)的電流、電網(wǎng)電壓和由逆變器產(chǎn)生的注入電壓信號的信息。使用觀測變量替代不可獲得的狀態(tài)用于控制實現(xiàn)受到分離原理的良好支持。諧波補償機制(HCM)由二次信號生成器(QSG)集合形成，其中基頻作為輸入變量而輸入。本發(fā)明的方法的優(yōu)點在于該方法直接控制電網(wǎng)側(cè)的電流，其使系統(tǒng)響應對電網(wǎng)側(cè)的干擾不太敏感，并且確保電網(wǎng)側(cè)的電流的更干凈的響應。該方法的另一優(yōu)點在于不需要另外的傳感器，因此在沒有額外成本的情況下維持容易的實現(xiàn)方案。另一優(yōu)點在于，由于諧波補償機制(HCM)使用基頻作為輸入變量，因此該方法在基頻變化的情況中適當?shù)匕l(fā)揮作用?；l值可以由諸如PLL方案的外部方案生成。


在下文中將參照附圖借助于優(yōu)選實施例更詳細地描述本發(fā)明，在附圖中圖1圖示了通過LCL濾波器并網(wǎng)的單向逆變器；圖2圖示了其中逆變器側(cè)的電流被視為輸出的LCL濾波器的框圖；圖3圖示了根據(jù)本發(fā)明的控制方法的框圖；圖4圖示了用于重建電網(wǎng)電壓、的基諧波分量的基波正交信號生成器(F-QSG)的實施例；圖5圖示了電網(wǎng)側(cè)的電流被視為輸出的LCL濾波器的框圖；圖6圖示了關(guān)于LCL并網(wǎng)逆變器的ADI方案的頻率響應；圖7圖示了在LCL并網(wǎng)逆變器中包括ADI方案之前和之后的極點位置；圖8圖示了基于QSG陣列的HCM的反饋回路，其設(shè)計遵循內(nèi)模原理；圖9圖示了關(guān)于LCL并網(wǎng)逆變器的ADI+HC方案的頻率響應；圖10圖示了基于重建干擾#的k次諧波二次信號生成器kth-QSG的概念的諧波補償器機制HCM的實施例；圖11圖示了降階觀測器(R-OBS)和電廠的互連；圖12圖示了 ADI+HC方案和電廠的實施例；圖13圖示了穩(wěn)定狀態(tài)中的跟蹤相位與電網(wǎng)電壓vs —致的純凈正弦信號的電網(wǎng)側(cè)的電流io;圖14圖示了在電網(wǎng)輻射的階躍改變期間的電網(wǎng)側(cè)的電流、的形狀；圖15圖示了電網(wǎng)電壓的基波分量的估值；圖16圖示了啟動時的電網(wǎng)側(cè)的電流、、電網(wǎng)側(cè)的電流估值&、電容器電壓Vctl和電容器電壓估值、Q的瞬態(tài)現(xiàn)象；圖17圖示了相對短的瞬態(tài)現(xiàn)象之后的真實電網(wǎng)電流、及其參考Ct間的誤差；圖18圖示了因輻射改變引起的瞬態(tài)現(xiàn)象；圖19圖示了在輻射的階躍改變期間的電網(wǎng)側(cè)的電流觀測誤差的瞬態(tài)現(xiàn)象；圖20圖示了在輻射的階躍改變期間的瞬態(tài)現(xiàn)象。
具體實施例方式本發(fā)明集中于并網(wǎng)LCL逆變器的電流控制。就是說，根據(jù)本發(fā)明的控制方法生成了關(guān)于注入電壓e的表述，該注入電壓隨后可以由連接到DC電壓源的適當?shù)碾妷涸茨孀兤?(VSI)基于適當?shù)恼{(diào)制算法重現(xiàn)。重要的是注意，該技術(shù)用于任何能夠重現(xiàn)信號e的電壓源逆變器(VSI)拓撲以及任何DC電壓源或者初級能量源。后者包括具有或不具有另外的變換器或者能夠向電壓源逆變器(VSI)提供恒定DC電壓的無源能量存儲元件的替選能量源。 因此，在本文通篇中信號e被視為控制輸入信號。圖1圖示了通過LCL濾波器3連接到電網(wǎng)2的單向逆變器1。逆變器1具有作為能量源的DC電壓源4。并網(wǎng)LCL逆變器1+3的數(shù)學模型是
權(quán)利要求
1.一種控制單相并網(wǎng)變換器的電網(wǎng)側(cè)的電流的方法，所述變換器具有連接在所述變換器的輸出和所述電網(wǎng)之間的LCL濾波器，所述方法包括測量電網(wǎng)電壓(Vs)以及包括電網(wǎng)側(cè)的電流(、)、變換器側(cè)的電流G1)和電容器電壓(vj的信號組中的至少一個信號的步驟， 其特征在于所述方法包括如下步驟估計電網(wǎng)電壓(Vs)的基波分量(Vy)，使用電網(wǎng)電壓的基波分量(Vs>1)形成關(guān)于所述LCL濾波器的電網(wǎng)側(cè)的電流的電網(wǎng)側(cè)的電流參考(ζ )、變換器側(cè)的電流參考(i;)和電容器電壓參考(V^0 ), 形成關(guān)于所述信號組中的非被測信號的估值，根據(jù)參考和所述信號的測量的/估計的值之間的差形成電網(wǎng)側(cè)的電流的差項(% )、變換器側(cè)的電流的差項( ；)和電容器電壓的差項(乙)，通過使用有源阻尼注入機制ADI形成用于阻尼所述LCL濾波器的諧振的注入項，其中使用電網(wǎng)側(cè)的電流的差項(\ )、變換器側(cè)的電流的差項(《)和電容器電壓的差項(Vco )， 使用電網(wǎng)側(cè)的電流的差項(% )形成諧波失真項的估值(φ ), 基于電網(wǎng)電壓、所形成的注入項和所形成的諧波失真項的估值(^ )來控制變換器的輸出電壓(e)以產(chǎn)生對應于電流參考的電網(wǎng)側(cè)的電流(、)。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于電網(wǎng)電壓的基頻(ω)是已知的并且估計電網(wǎng)電壓的基波分量(VsJ包括通過對電網(wǎng)電壓的基波分量(Vs>1)的相反值和電網(wǎng)電壓的基頻(ω)的積進行積分來確定關(guān)于正交伴隨信號(φ3Λ )的值，確定電網(wǎng)電壓和電網(wǎng)電壓的基波分量(ν")之間的差()， 使正交伴隨信號()和電網(wǎng)電壓的基頻(ω。)的積與所述差(& )和估計增益(X1) 的積相加，通過對相加的和進行積分來確定電網(wǎng)電壓的基波分量(Vw)的值。
3.根據(jù)權(quán)利要求1至2中任一項所述的方法，其特征在于關(guān)于電網(wǎng)側(cè)的電流的電流參考(g )的幅值與所遞送的功率的近似值(P)成比例。
4.根據(jù)權(quán)利要求1至3中任一項所述的方法，其特征在于電網(wǎng)電壓的基頻(ω)和正交伴隨信號( )是已知的，電容器電壓參考( <。)由電網(wǎng)電壓的基波分量(Vsa)近似，以及變換器側(cè)的電流參考(i:)通過電容器電容(C。)、基頻(ω。)和正交伴隨信號(φ5Λ )的積與電網(wǎng)側(cè)的電流參考(ζ )相加來近似。
5.根據(jù)權(quán)利要求1至4中任一項所述的方法，其特征在于測量變換器側(cè)的電流G1)并且使用觀測器估計電網(wǎng)側(cè)的電流(io)和電容器電壓( )，其中所述觀測器的動力學特征被給出為C0^1 = ~αλ{ξγ - e)-ξ2 + φ4 -^lOc2+ χCq J-jO
6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的方法，其特征在于兩個設(shè)計參數(shù)、和α2的調(diào)諧基于所期望的帶寬(ωΜ)并且所述參數(shù)根據(jù)下式進行調(diào)諧
7.根據(jù)權(quán)利要求1至4中任一項所述的方法，其特征在于測量變換器側(cè)的電流G1)和電容器電壓(Vol)并且使用觀測器估計電網(wǎng)側(cè)的電流(io)，其中所述觀測器的動力學特征被給出為
8.根據(jù)權(quán)利要求7所述的方法，其特征在于設(shè)計參數(shù)Ci1的調(diào)諧基于所期望的帶寬 (ωΒΙ)并且所述參數(shù)根據(jù)下式調(diào)諧
9.根據(jù)權(quán)利要求1至4中任一項所述的方法，其特征在于測量電網(wǎng)側(cè)的電流(、)和電容器電壓(vj并且使用觀測器估計變換器側(cè)的電流G1)，其中所述觀測器的動力學特征被給出為
10.根據(jù)權(quán)利要求9所述的方法，其特征在于設(shè)計參數(shù)Ci1的調(diào)諧基于所期望的帶寬 (ωΒΙ)并且所述參數(shù)根據(jù)下式調(diào)諧
11.根據(jù)權(quán)利要求1至10中任一項所述的方法，其特征在于形成所述注入項包括 使電網(wǎng)側(cè)的電流的差項(I )乘以常數(shù)R。，使變換器側(cè)的電流的差項(^ )乘以常數(shù)R1, 使電容器電壓的差項(‘)乘以常數(shù)R2,以及通過使這些積加在一起來形成所述注入項。
12.根據(jù)權(quán)利要求11所述的方法，其特征在于所述常數(shù)被定義為
13.根據(jù)權(quán)利要求1至12中任一項所述的方法，其特征在于形成所述諧波失真項的估值(φ )包括對k個諧波分量(n )求和。
14.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于電網(wǎng)電壓的基頻(ω)是已知的并且形成具有索引編號k的諧波分量(忒)包括通過對諧波分量(j>k )的相反值和電網(wǎng)電壓的基頻(Qci)乘以索引編號k的值的積進行積分，確定關(guān)于正交伴隨信號(ij>k )的值，使正交伴隨信號(ψ,)和電網(wǎng)電壓的基頻(ω)乘以基頻(ω)的積與電網(wǎng)側(cè)的電流的差(% )和設(shè)計參數(shù)(Yk)的積相加，通過對相加的和進行積分來確定諧波分量(φ,)的值。
15.根據(jù)權(quán)利要求14所述的方法，其特征在于設(shè)計參數(shù)(Yk)被設(shè)置為Y k = 2. 2/Tkr, 其中Tfa是關(guān)于每個k次諧波分量的所期望的響應時間，其在相應的正弦擾動的幅度的階躍響應的10%和90%之間進行評估。
16.根據(jù)權(quán)利要求1至15中任一項所述的方法，其特征在于通過從電網(wǎng)電壓(Vs)減去諧波失真項的估值(φ )和注入項來形成注入電壓(e)。
17.—種與LCL濾波器關(guān)聯(lián)的變換器，其中所述變換器包括用于測量電網(wǎng)電壓(Vs)以及包括電網(wǎng)側(cè)的電流(、)、變換器側(cè)的電流G1)和電容器電壓(vj的信號組中的至少一個信號的裝置，其特征在于所述變換器還包括用于估計電網(wǎng)電壓(Vs)的基波分量(VsJ的裝置，用于使用電網(wǎng)電壓的基波分量(vs,i)形成關(guān)于所述LCL濾波器的電網(wǎng)側(cè)的電流的電網(wǎng)側(cè)的電流參考(ζ )、變換器側(cè)的電流參考(i；)和電容器電壓參考(V^0 )的裝置， 用于形成關(guān)于所述信號組中的非被測信號的估值的裝置，用于根據(jù)參考和所述信號的測量的/估計的值之間的差形成電網(wǎng)側(cè)的電流的差項 (I )、變換器側(cè)的電流的差項(I)和電容器電壓的差項(^cq )的裝置，用于通過使用有源阻尼注入機制ADI形成用于阻尼所述LCL濾波器的諧振的注入項的裝置，其中使用電網(wǎng)側(cè)的電流的差項(% )、變換器側(cè)的電流的差項( )和電容器電壓的差項(I。)，用于使用電網(wǎng)側(cè)的電流的差項(I )形成諧波失真項的估值($ )的裝置， 用于基于電網(wǎng)電壓、所形成的注入項和所形成的諧波失真項的估值(# )來控制變換器的輸出電壓(e)以產(chǎn)生對應于電流參考的電網(wǎng)側(cè)的電流(、)的裝置。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種控制單相并網(wǎng)變換器的電網(wǎng)側(cè)的電流的方法，變換器具有連接在變換器的輸出和電網(wǎng)之間的LCL濾波器，該方法包括測量電網(wǎng)電壓(vS)以及包括電網(wǎng)側(cè)的電流(i0)、變換器側(cè)的電流(i1)和電容器電壓(vC0)的信號組中的至少一個信號的步驟。
文檔編號H02J3/01GK102163843SQ201110042838
公開日2011年8月24日 申請日期2011年2月21日 優(yōu)先權(quán)日2010年2月19日
發(fā)明者安東尼奧·科恰, 格拉爾多·埃斯科巴爾, 米科·帕基寧, 萊昂納多-奧古斯托·塞爾帕, 薩米·彼得松 申請人:Abb研究有限公司