專利名稱：限制器接收器結(jié)構(gòu)的轉(zhuǎn)換器電路及限制器接收器結(jié)構(gòu)中轉(zhuǎn)換信號(hào)的方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種轉(zhuǎn)換器電路，用以處理一限制器接收器結(jié)構(gòu)的一模擬頻率調(diào)制接收信號(hào)，或是相位調(diào)制接收信號(hào)，本發(fā)明亦關(guān)于一種方法，其系在一限制器接收器結(jié)構(gòu)中，一模擬頻率調(diào)制接收信號(hào)或是相位調(diào)制接收信號(hào)的信號(hào)轉(zhuǎn)換方法。
背景技術(shù)：
所謂的限制器接收器結(jié)構(gòu)是用于接收器的一種適當(dāng)花費(fèi)實(shí)施方式，其針對(duì)具有固定波封(envelope)的頻率調(diào)制或相位調(diào)制信號(hào)，舉例來說，高斯頻移鍵控(GFSK，Gaussian Frequency Shift Keying)信號(hào)。限制器接收器結(jié)構(gòu)的原則乃是基于，一頻率調(diào)制或相位調(diào)制信號(hào)信息的必要部分會(huì)落在頻率或相位中，且因此在該信號(hào)的過零點(diǎn)(zero crossing)中。接收信號(hào)的模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換在限制器接收器中會(huì)收到一閾值決定(其由該限制器所執(zhí)行)，以及隨后該限制器的值離散時(shí)間連續(xù)矩形信號(hào)輸出的取樣所影響。由于該信號(hào)整個(gè)有用的信息落在該限制器的信號(hào)路徑下鏈的過零點(diǎn)中，因此需要高取樣率Tz-1，以便以所需的精確度檢測(cè)該過零點(diǎn)。為了在取樣期間避免較高諧波頻譜成分的頻譜部分重疊(失真或混疊)以及信息的損失，因此該取樣率Tz-1的選擇必須大于由該限制器所接收信號(hào)的頻寬B，換句話說，從信息論的觀點(diǎn)來說，所需的最小取樣率(由限制器所接收的信號(hào)頻寬B所決定的速率)必須明顯的小于所使用的取樣率Tz-1。
其后，由該取樣所產(chǎn)生的數(shù)字信號(hào)，藉由復(fù)數(shù)個(gè)濾波器階段后，該信號(hào)的較高諧波成分便會(huì)被消除，信號(hào)率會(huì)數(shù)字化，且經(jīng)由解調(diào)制會(huì)產(chǎn)生一個(gè)等價(jià)于該GFSK信號(hào)的數(shù)字信號(hào)。該信號(hào)的較高諧波成分消除必須以較高的取樣率Tz-1作用，并且使得在該取樣的信號(hào)路徑下鏈中所使用的濾波器需求較高。在實(shí)作方面，為了信號(hào)重建必須使用具有內(nèi)插數(shù)字化階段的復(fù)雜濾波器，由于高取樣率Tz-1，所以也會(huì)發(fā)生高功率消耗的情形。
文件”Low-Power Design of a Digital FM Demodulator Basedon Zero-Cross Detection at IF”，N.Ismailoglu et al.，IEEEVehicular Tecgnology Conference，September 19-22，1999中，第810至813頁揭露了配置在該取樣信號(hào)路徑下鏈中的數(shù)字過零點(diǎn)檢測(cè)器，該過零點(diǎn)檢測(cè)器產(chǎn)生一信號(hào)，其透過產(chǎn)生邏輯「1」來描述由該限制器所輸出信號(hào)的過零點(diǎn)的瞬間。為了解調(diào)制由該過零點(diǎn)檢測(cè)器所輸出的信號(hào)，所用者由四級(jí)sinc cube數(shù)字化濾波器所組成，且其后使用因子4來降低該取樣率。
本發(fā)明的目的是提供一種轉(zhuǎn)換器電路，其用以處理一限制器接收器結(jié)構(gòu)的一模擬頻率調(diào)制或是相位調(diào)制接收信號(hào)，使得該轉(zhuǎn)換信號(hào)的解調(diào)制使用較簡(jiǎn)單的濾波器結(jié)構(gòu)。除此之外，本發(fā)明的目的在于描述一種方法，用以處理在一限制器接收器結(jié)構(gòu)中的一模擬頻率或是相位調(diào)制接收信號(hào)，其可產(chǎn)生在復(fù)雜度方面易于解調(diào)制的處理信號(hào)。除此之外，本發(fā)明的意圖尤其是在于可獲得在該轉(zhuǎn)換器電路及其后的電路段(解調(diào)制器)中較低的功率消耗。
本發(fā)明所闡述的目的系藉由獨(dú)立權(quán)利要求的特征所達(dá)成。

發(fā)明內(nèi)容
根據(jù)本發(fā)明的轉(zhuǎn)換器電路，其包含一限制器，其根據(jù)公知設(shè)計(jì)，該限制器轉(zhuǎn)換一模擬接收信號(hào)成為一時(shí)間連續(xù)值離散的限制器信號(hào)，其包含一序列的舉行脈沖。一評(píng)估電路連接至該限制器的下鏈，該評(píng)估電路檢測(cè)該限制器信號(hào)的兩連續(xù)過零點(diǎn)間的時(shí)間距離，并且輸出一過零點(diǎn)距離信號(hào)。除此之外，該轉(zhuǎn)換器包含一信號(hào)合成電路，其接收該過零點(diǎn)距離信號(hào)，且產(chǎn)生一個(gè)值離散和時(shí)間離散的處理信號(hào)用于該信號(hào)解調(diào)制，其過零點(diǎn)對(duì)應(yīng)該限制器信號(hào)的過零點(diǎn)，且該信號(hào)合成所使用的脈沖形狀具有比矩形脈沖相同寬度較小的頻譜寬度。
藉由該信號(hào)合成電路的達(dá)成，代替由該限制器預(yù)設(shè)的矩形脈沖已處理該轉(zhuǎn)換器的下鏈，便是使用具有一信號(hào)脈沖，其具有比該矩形脈沖更小頻譜寬度，由于有較佳的頻譜特征，因此配置在下鏈濾波器單元的需求以及其復(fù)雜度便會(huì)降低。
原則上，該信號(hào)合成所使用的脈沖形狀，可根據(jù)在轉(zhuǎn)換器電路信號(hào)路徑下鏈后的后處理做最佳化選擇。然而，本發(fā)明一較佳實(shí)施方式的特征在于，該信號(hào)合成電路使用三角脈沖作為該脈沖形狀，三角脈沖實(shí)質(zhì)上具有比矩形脈沖更佳的頻譜特征，使得此選擇可在其后單元(濾波器)中在復(fù)雜度方面獲得較大的增益，使用三角脈沖的另一優(yōu)點(diǎn)便在于，三角脈沖的信號(hào)值可藉由簡(jiǎn)單線性運(yùn)作來計(jì)算。
本發(fā)明的另一優(yōu)點(diǎn)在于該限制器信號(hào)的兩連續(xù)過零點(diǎn)間的時(shí)間距離，可以時(shí)間精確度Tz檢測(cè)，且在于該處理信號(hào)具有小于Tz-1的取樣率Ts-1。這允許基頻信號(hào)處理(包含解調(diào)制的濾波)可以明顯較低的取樣率執(zhí)行Ts-1，即便在該轉(zhuǎn)換器電路內(nèi)(更精確地說在決定該過零點(diǎn)后)。藉由此方式可明顯降低功率消耗。
本發(fā)明的另一優(yōu)點(diǎn)在于該評(píng)估電路包含一過零點(diǎn)檢測(cè)器和一計(jì)數(shù)器，其配置在該過零點(diǎn)檢測(cè)器的下鏈。在此情況下，僅有該計(jì)數(shù)器必須以高取樣率Tz-1運(yùn)作，在該信號(hào)合成電路中的脈沖產(chǎn)生已可在能量節(jié)省方式中作用，其由降低的取樣率Ts-1所給予的時(shí)間基礎(chǔ)上。為此目的，該信號(hào)合成電路較佳地包含一內(nèi)插器，其根據(jù)該過零點(diǎn)距離信號(hào)，在支持點(diǎn)上合成該處理信號(hào)，該支持點(diǎn)由該取樣率Ts-1使用該預(yù)設(shè)脈沖形狀決定。
本發(fā)明更進(jìn)一步具優(yōu)勢(shì)的樣態(tài)和細(xì)節(jié)在從屬權(quán)利要求中描述。


本發(fā)明參照附圖及實(shí)施方式更詳細(xì)的解釋圖1所示為根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)具有限制器的轉(zhuǎn)換器電路；圖2所示為根據(jù)本發(fā)明具有限制器的轉(zhuǎn)換器電路；圖3A所示為根據(jù)本發(fā)明的轉(zhuǎn)換器電路輸入信號(hào)的信號(hào)特性圖；圖3B所示為由該限制器輸出的時(shí)間連續(xù)值離散信號(hào)的信號(hào)特性圖；圖3C所示為由該計(jì)數(shù)器輸出的數(shù)字計(jì)數(shù)信號(hào)的信號(hào)特性圖；圖4所示為根據(jù)本發(fā)明的轉(zhuǎn)換器電路輸出的值離散和時(shí)間離散處理信號(hào)的信號(hào)特性圖；圖5所示為圖2所示脈沖合成階段的電路圖；以及圖6所示為具有一限制器接收器結(jié)構(gòu)的無線接收器電路圖。
具體實(shí)施例方式
圖1所示為根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)，在一限制器接收器結(jié)構(gòu)中，頻率調(diào)制或是相位調(diào)制信號(hào)模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換的轉(zhuǎn)換器電路WS圖。該轉(zhuǎn)換器電路WS包含一限制器L、其輸出系連接至一取樣階段AS的輸入。該取樣階段AS以一取樣率Tz-1運(yùn)作。該取樣階段AS的輸出信號(hào)系輸入一基頻處理電路BS，其執(zhí)行濾波及信號(hào)解調(diào)制。
圖1所示的電路功能如下所述該限制器L執(zhí)行該模擬接收信號(hào)a(t)的閾值決定，該模擬接收信號(hào)a(t)的時(shí)間特性段如圖3A所示，該模擬接收信號(hào)a(t)為正弦信號(hào)，其具有關(guān)于該頻率調(diào)制或相位調(diào)制的一可變執(zhí)行期長(zhǎng)度，如果在發(fā)射器末端使用例如二值(二元)調(diào)制符號(hào)系統(tǒng)的話，則該調(diào)制接收信號(hào)a(t)具有兩個(gè)不同的執(zhí)行期長(zhǎng)度。
該限制器L執(zhí)行一閾值決定，該限制器L的輸出信號(hào)lim(t)如下決定lim(t)＝-1 if a(t)＜0lim(t)＝+1 if a(t)＞0該限制器L的輸出信號(hào)lim(t)，其包含一連串的矩形脈沖，藉由該取樣階段AS以一取樣率Tz-1取樣。該取樣時(shí)間Tz決定時(shí)間分辨率，以決定lim(t)的過零點(diǎn)，由于矩形脈沖的頻譜特征不好，因此Tz-1必須大于該信號(hào)a(t)的頻寬B。
由取樣階段AS所輸出的數(shù)字信號(hào)標(biāo)示為p(nTz)，在此例中，nTz代表取樣時(shí)間期間T-z的n單位中的離散時(shí)間。數(shù)字信號(hào)p(nTz)轉(zhuǎn)送至基頻處理電路BS，藉由濾波消除信號(hào)的較高諧波成分，并且產(chǎn)生一解調(diào)制信號(hào)。
圖2所示為根據(jù)本發(fā)明具有一轉(zhuǎn)換器電路WS’的限制器接收器結(jié)構(gòu)。
該轉(zhuǎn)換器電路WS’具有一限制器L，一過零點(diǎn)檢測(cè)器ND連接該限制器L的下鏈，一計(jì)數(shù)器CN連接至該過零點(diǎn)檢測(cè)器ND的下鏈，以及一脈沖合成階段PSY連接至該計(jì)數(shù)器CN的下鏈，該脈沖合成階段PSY輸出轉(zhuǎn)送至一基頻處理電路BS’，該過零點(diǎn)檢測(cè)器ND及該計(jì)數(shù)器CN形成一評(píng)估電路AW。
在構(gòu)造和功能方面而言，該限制器L與圖1所描述的限制器L相同。由該限制器L所輸出的信號(hào)lim(t)于圖3B中說明。矩形脈沖期間與該接收信號(hào)a(t)的個(gè)別過零點(diǎn)距離T1-1、T1、T1+1相符合。該限制器L的時(shí)間連續(xù)值離散的輸出信號(hào)1im(t)的過零點(diǎn)，于該過零點(diǎn)檢測(cè)器ND中決定，如果識(shí)別到一過零點(diǎn)，則該過零點(diǎn)檢測(cè)器ND輸出一信號(hào)start_z，此過零點(diǎn)信號(hào)start_z每一次重新激活該計(jì)數(shù)器CN。該計(jì)數(shù)器CN以Tz-1的時(shí)鐘頻率運(yùn)作。在由該信號(hào)start_z的下一次激活后，計(jì)數(shù)器的計(jì)數(shù)結(jié)果Z1(對(duì)應(yīng)該過零點(diǎn)距離T1)立即于該計(jì)數(shù)器CN的輸出上顯現(xiàn)，直到現(xiàn)行計(jì)數(shù)期結(jié)束為止。該計(jì)數(shù)器CN的輸出信號(hào)cnt以及現(xiàn)行內(nèi)部計(jì)數(shù)器該取(虛線)于圖3C中說明，用以測(cè)量該過零點(diǎn)時(shí)間距離所需的粒度(granularity)為Tz，且與圖1中所示現(xiàn)有技術(shù)的取樣頻率Tz一樣具有相同等級(jí)的量。
如同從圖3A至3C所見，(最大)計(jì)數(shù)量Z1-1、Z1、Z1+1與對(duì)應(yīng)由過零點(diǎn)所定義的時(shí)間間隙1-1、1、1+1的時(shí)間期間T1-1、T1、T1+1相符合。
基于以時(shí)間粒度Tz所定義這些過零點(diǎn)時(shí)間距離T1-1、T1、T1+1，該脈沖合成階段PSY由一基礎(chǔ)脈沖產(chǎn)生一數(shù)字處理信號(hào)p(nTs)，舉例來說，可使用三角脈沖作為基礎(chǔ)脈沖，如同圖4所示。該數(shù)字處理信號(hào)p(nTs)可由一內(nèi)插器產(chǎn)生，其在某種程度上依賴由該計(jì)數(shù)器CN所輸出的過零點(diǎn)距離T1-1、T1、T1-1，以該計(jì)數(shù)器Z1-1、Z1、Z1+1在支持點(diǎn)計(jì)算該處理信號(hào)的形式，該支持點(diǎn)由一時(shí)間基礎(chǔ)Ts使用三角脈沖所決定。關(guān)于產(chǎn)生該數(shù)字處理信號(hào)p(nTs)的該時(shí)間基礎(chǔ)Ts可任意選擇，原則上，必須確保一定程度的最小時(shí)間分辨率(最大取樣時(shí)間期間Ts)，其因?yàn)槠浜笮盘?hào)處理的需求，以及因?yàn)樾盘?hào)理論的需求(滿足取樣理論)。
必須指出的是，時(shí)間分辨率Ts現(xiàn)在不在由該過零點(diǎn)的精確度要求所決定，而是端視用以數(shù)字處理信號(hào)p(nTs)合成脈沖的頻譜特性，以及其后在基頻處理階段BS’中的基頻信號(hào)處理。這使得可以在基頻處理階段BS’中以明顯較低的速率Ts-1來執(zhí)行該基頻處理，其在以時(shí)間精確度Tz決定該過零點(diǎn)后，基頻處理階段BS’的復(fù)雜度所構(gòu)成的需求便因此降低。
必須更進(jìn)一步的指出，即便時(shí)間離散處理信號(hào)p(nTs)以低處理率Ts產(chǎn)生，也就是說個(gè)別基礎(chǔ)脈沖并未以高取樣率(例如Tz-1)產(chǎn)生且數(shù)字化，倒不如由內(nèi)插器直接在最小需求時(shí)間基礎(chǔ)Ts上計(jì)算，這是因?yàn)樵撁}沖合成階段PSY接受該計(jì)數(shù)器CN該輸出信號(hào)cnt的該計(jì)數(shù)Z1-1、Z1、Z1+1，該計(jì)數(shù)器具有自身(慢)時(shí)鐘Ts，因此該脈沖合成階段PSY亦可以非常低的復(fù)雜度執(zhí)行。
圖5所示為一種脈沖合成階段PSY的執(zhí)行方式，其在復(fù)雜度方面較有利，用以產(chǎn)生具有相同的最大高度C的三角脈沖，該脈沖合成階段PSY包含一計(jì)數(shù)器CN1、一比較器COMP連接至該計(jì)數(shù)器的下鏈、一表格儲(chǔ)存TAB、一累積器AC以及一乘法器M。
假設(shè)計(jì)數(shù)Z1如同取樣時(shí)間Ts的整數(shù)倍數(shù)，該整數(shù)倍數(shù)N由方程式N＝Ts/Tz定義，下列關(guān)系式則接著成為該三角脈沖的輸出值p(nTs)結(jié)果p(nTs)＝{2C n N/Z-1for 0＜n＜Z1/(2N){2C-2C n N/Z-1for Z1/(2N)＜n＜Z1/N該計(jì)數(shù)器CN1產(chǎn)生值n表示離散時(shí)間，該比較器COMP檢查n是否小于Z1/(2N)，亦即必須使用上述方程式之上表示式或是下表示式來產(chǎn)生該信號(hào)值，如果滿足不等式n＜Z1/(2N)，則該比較器COMP輸出一控制信號(hào)S，其具有該值S＝1，否則S＝0維持為真。
該因子N/Z1以C0表示，既然僅有一有限數(shù)因子N/Z1存在，這些便能預(yù)先計(jì)算且儲(chǔ)存于表格儲(chǔ)存TAB中，現(xiàn)行所需值C0由該表格儲(chǔ)存中讀出，其在某種程度上依靠計(jì)數(shù)結(jié)果Z1，且轉(zhuǎn)送至該累積器AC，在該脈沖合成階段PSY系統(tǒng)時(shí)鐘率為TS-1，該累積器AC在S＝1時(shí)計(jì)算p＝C0n，或是在S＝0時(shí)計(jì)算p＝1-C0n。該脈沖形狀因此以正確的脈沖長(zhǎng)度產(chǎn)生，該三角脈沖的最大振幅C由乘上該因子2C所決定，該乘法于該乘法器M中執(zhí)行，C則可根據(jù)其后單元(基頻處理BS’)需要選擇。
圖6所示為根據(jù)德國(guó)專利案DE 101 03 479 A1所描述的限制器鑒別器原則之一接收器電路結(jié)構(gòu)，圖6所示的公知轉(zhuǎn)換器電路WS與圖1所示的轉(zhuǎn)換器電路WS相同。
根據(jù)圖6，一無線信號(hào)由一天線A所捕捉，且經(jīng)由一輸入濾波器E輸入至一低噪聲輸入放大器LNA(低噪聲放大器)，該輸入放大器LNA以一調(diào)整增益放大該無線射頻天線信號(hào)，在該低噪聲放大后，該放大信號(hào)轉(zhuǎn)換成一中間頻率。為此目的，該低噪聲放大器LNA的輸出信號(hào)系輸入至兩混合器M1和M2，該混合器M1及M2以一已知方法運(yùn)作，其以一相位偏差90°及一混合頻率運(yùn)作，該混合頻率來自于一區(qū)域振蕩器(圖上未示)，用以運(yùn)作該混合器M1和M2的兩信號(hào)與其時(shí)間相關(guān)cos(ω0t)和sin(ω0t)相符，其中ω0表示分派給該振蕩器頻率的角頻率，而t代表時(shí)間。
在中間頻率的同相(I)和正交(Q)信號(hào)分別在該混合器M1和M2的輸出是有效的。
兩混合器M1和M2的輸出分別輸入一模擬頻道選擇濾波器KSF的一I和一Q信號(hào)輸入，其作為虛部頻率抑制。藉由頻道選擇濾波器KSF，選擇一特定頻率頻道且所需可用信號(hào)藉此由該基頻信號(hào)濾出-于該輸出端出現(xiàn)的干擾信號(hào)混合。
兩I和Q信號(hào)成分在該頻道選擇濾波器KSF的兩輸出A1、A2，以可用頻道的頻寬輸出。
在關(guān)于根據(jù)本發(fā)明基于限制器鑒別器原則的接收器電路方面，已知的轉(zhuǎn)換器電路WS由根據(jù)本發(fā)明如圖2所示的轉(zhuǎn)換器電路WS’取代，除此之外，使用簡(jiǎn)化的基頻處理電路BS’代替BS(圖6以二頻道形式說明)，該模擬接收信號(hào)a(t)因此分別與在輸出A1和A2的I信號(hào)成分和Q信號(hào)成分相同。
在基頻處理/解調(diào)制方面，舉例來說，可使用在文件DE 101 03 479A1所描述的算法，其藉此與本文件內(nèi)容整合。
權(quán)利要求
1.一種轉(zhuǎn)換器電路，用以處理一限制器接收器結(jié)構(gòu)的一模擬頻率或相位調(diào)制接收信號(hào)，所述轉(zhuǎn)換器電路包含一限制器(L)，其轉(zhuǎn)換該模擬接收信號(hào)(a(t))成為一時(shí)間連續(xù)、值離散的限制器信號(hào)(lim(t))，所述限制器信號(hào)(lim(t))包含一序列的矩形脈沖；一評(píng)估電路(AW；ND，CN)，連接至該限制器(L)的下鏈，該評(píng)估電路檢測(cè)該限制器信號(hào)(lim(t))的二連續(xù)過零點(diǎn)間的時(shí)間距離(T1-1、T1、T1+1)，且輸出一過零點(diǎn)距離信號(hào)(cnt；Z1-1、Z1、Z1+1)；以及一信號(hào)合成電路(PSY)，其接收該過零點(diǎn)距離信號(hào)(cnt；Z1-1、Z1、Z1+1)，且以依靠后者的方式產(chǎn)生一值和時(shí)間離散處理信號(hào)(p(nTs))，所述值和時(shí)間離散處理信號(hào)(p(nTs))的過零點(diǎn)與該限制器信號(hào)(lim(t))的過零點(diǎn)相同，且所述值和時(shí)間離散處理信號(hào)(p(nTs))的用以信號(hào)合成的脈沖形狀具有比相同寬度之一矩形脈沖更小的頻譜寬度。
2.如權(quán)利要求1所述的轉(zhuǎn)換器電路，其特征在于該信號(hào)合成電路(PSY)使用一三角脈沖作為脈沖形狀。
3.如權(quán)利要求1或2所述的轉(zhuǎn)換器電路，其特征在于該評(píng)估電路(AW；ND，CN)以一時(shí)間精確度Tz檢測(cè)該限制器信號(hào)(lim(t))之二連續(xù)過零點(diǎn)間的時(shí)間距離(T1-1、T1、T1+1)；以及該處理信號(hào)(p(nTs))具有小于Tz-1的一取樣率Ts-1。
4.如前述權(quán)利要求其中一項(xiàng)所述的轉(zhuǎn)換器電路，其特征在于該評(píng)估電路(AW；ND，CN)包含一過零點(diǎn)檢測(cè)器(ND)，以及一計(jì)數(shù)器(CN)，所述計(jì)數(shù)器(CN)配置在該過零點(diǎn)檢測(cè)器(ND)的下鏈。
5.如權(quán)利要求3和4所述的轉(zhuǎn)換器電路，其特征在于該信號(hào)合成電路(PSY)具有一內(nèi)插器，所述內(nèi)插器以依靠該過零點(diǎn)距離信號(hào)(cnt；Z1-1、Z1、Z1+1)的形式在支持點(diǎn)合成該處理信號(hào)(p(nTs))，該支持點(diǎn)由使用預(yù)設(shè)脈沖形狀的取樣率Ts-1所決定。
6.一種用以在一限制器接收器結(jié)構(gòu)中轉(zhuǎn)換一模擬頻率或相位調(diào)制接收信號(hào)的方法，所述方法步驟包含由一模擬接收信號(hào)(a(t))產(chǎn)生一限制、時(shí)間連續(xù)、值離散的限制器信號(hào)(lim(t))，所述限制器信號(hào)(lim(t))包含一序列的矩形脈沖；決定該限制器信號(hào)(lim(t))的二連續(xù)過零點(diǎn)間的時(shí)間距離(T1-1、T1、T1+1)；以及以依靠由該限制器信號(hào)(lim(t))的連續(xù)過零點(diǎn)間決定的該時(shí)間距離(T1-1、T1、T1+1)的方式，合成一值和時(shí)間離散處理信號(hào)(p(nTs))，所述值和時(shí)間離散處理信號(hào)(p(nTs))的過零點(diǎn)與該限制器信號(hào)(lim(t))的過零點(diǎn)相同，且所述值和時(shí)間離散處理信號(hào)(p(nTs))的用以信號(hào)合成的脈沖形狀具有比相同寬度的一矩形脈沖更小的頻譜寬度。
7.如權(quán)利要求6所述的方法，其特征在于使用一三角脈沖作為脈沖形狀。
8.如權(quán)利要求6或7所述的方法，其特征在于以一時(shí)間精確度Tz決定該限制器信號(hào)(lim(t))的二連續(xù)過零點(diǎn)間的時(shí)間距離(T1-1、T1、T1+1)；以及以小于Tz-1的一取樣率Ts-1合成該處理信號(hào)(p(nTs))。
9.如權(quán)利要求8所述的方法，其特征在于為了決定該限制器信號(hào)(lim(t))的二連續(xù)過零點(diǎn)間的時(shí)間距離，檢測(cè)該限制器信號(hào)(lim(t))的過零點(diǎn)，兩相鄰過零點(diǎn)間的時(shí)間距離則藉由一計(jì)數(shù)器(CN)決定，所述計(jì)數(shù)器(CN)以該計(jì)數(shù)時(shí)鐘Tz-1計(jì)時(shí)。
10.如權(quán)利要求6至9其一所述的方法，其特征在于該值和時(shí)間離散處理信號(hào)(p(nTs))是以一依靠?jī)蛇^零點(diǎn)間的時(shí)間距離而藉由在該支持點(diǎn)的預(yù)設(shè)脈沖形狀的內(nèi)插來計(jì)算，該支持點(diǎn)由該取樣率T-s-1所決定。
全文摘要
一種轉(zhuǎn)換器電路，具有一限制器(L)，所述轉(zhuǎn)換器電路轉(zhuǎn)換一模擬接收信號(hào)成為一值離散的限制器信號(hào)。一評(píng)估電路(AW)由該限制器信號(hào)的連續(xù)過零點(diǎn)間的時(shí)間距離決定一過零點(diǎn)距離信號(hào)。一信號(hào)合成電路(PSY)，計(jì)算一數(shù)字處理信號(hào)，所述數(shù)字處理信號(hào)的過零點(diǎn)與該限制器信號(hào)的過零點(diǎn)相同，且所述數(shù)字處理信號(hào)的脈沖形狀具有比矩形脈沖更小的頻譜寬度。
文檔編號(hào)H04L27/233GK1739273SQ200380108755
公開日2006年2月22日 申請(qǐng)日期2003年12月23日 優(yōu)先權(quán)日2003年1月13日
發(fā)明者B·菲貝克, M·哈梅斯, M·斯佩斯 申請(qǐng)人:因芬尼昂技術(shù)股份公司