專利名稱：一種優(yōu)化的脈沖跨周調(diào)制開關(guān)穩(wěn)壓電源控制器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
一種優(yōu)化的脈沖跨周調(diào)制開關(guān)穩(wěn)壓電源控制器，屬于電子技術(shù)領(lǐng)域，涉及一種可應用于功率集成電路中的脈沖跨周調(diào)制(PSM)開關(guān)穩(wěn)壓電源控制器。
背景技術(shù)：
在功率變換器中常采用脈沖寬度調(diào)制模式PWM(Pulse Width Modulation)和脈沖頻率調(diào)制模式PFM(Pulse Frequency Modulation)。圖1表示出了幾種控制方式控制波形的不同。隨著反饋電壓Vfb與參考電壓Vref的誤差變化，PWM調(diào)制模式采用改變固定頻率脈沖寬度控制功率開關(guān)管，PFM調(diào)制模式采用改變固定寬度脈沖頻率控制功率開關(guān)管，而脈沖跨周調(diào)制模式PSM(Pulse Skip Modulation)是功率變換系統(tǒng)的一種新型調(diào)制模式，通過跳過一定的時鐘周期調(diào)節(jié)輸出電壓，當輸出電壓高于設(shè)定值的時候跳過時鐘周期，當輸出電壓低于設(shè)定值時正常導通時鐘周期。
PWM控制器和PFM控制器已被廣泛應用于開關(guān)電源中。圖2表示出了采用普通PSM控制器的Boost開關(guān)穩(wěn)壓電源。普通PSM控制器由電壓比較器、D觸發(fā)器和振蕩器等構(gòu)成。在振蕩器的時鐘周期開始時，若輸出電壓高于設(shè)定值，則電壓比較器輸出邏輯低電平，從而禁止D觸發(fā)器在本時鐘周期置位，所以功率開關(guān)管在本時鐘周期不導通，即跳過時鐘周期；若輸出電壓低于設(shè)定值，電壓比較器輸出邏輯高電平，則D觸發(fā)器在時鐘脈沖控制下置位，控制功率開關(guān)管開通一個與時鐘信號相同的脈沖。采用普通PSM控制器的開關(guān)電源在負載較輕時將跳過較多的時鐘周期，反之負載越重，跳過時鐘周期越少。
正常工作狀態(tài)下，開關(guān)電源的損耗主要包括導通損耗和開關(guān)損耗。輕負載或者待機狀態(tài)下，負載上流過電流較小，導通損耗可以忽略，開關(guān)損耗成為主要的系統(tǒng)待機功耗來源。在輕負載時，PWM控制器由于頻率恒定，開關(guān)損耗在整個負載范圍內(nèi)恒定，影響了輕負載情況下效率的提高；PFM控制器由于頻譜時變，造成了后續(xù)濾波器設(shè)計的困難，影響采用PFM控制器開關(guān)電源的電磁兼容特性。而普通PSM控制器會使功率開關(guān)管在輕負載情況下跳過較多的時鐘周期，因此可以減小開關(guān)損耗，大幅度提高輕負載時的效率。除此之外，普通PSM控制器還有控制方式簡單、魯棒性強、響應速度快、抗干擾能力強、電磁兼容特性好等優(yōu)點。但是采用普通PSM控制器的開關(guān)電源在輕負載時，會跳過較多時鐘周期，功率管的實際開關(guān)頻率易進入音頻范圍而產(chǎn)生噪聲，而且輸出電壓紋波較大。因此需要對普通PSM控制器加以優(yōu)化，避免開關(guān)頻率進入音頻范圍、減小輸出紋波。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明提供一種優(yōu)化的脈沖跨周調(diào)制開關(guān)穩(wěn)壓電源控制器，在保持普通PSM控制器輕負載下效率高、魯棒性強、響應速度快、抗干擾能力強、電磁兼容特性好等優(yōu)點基礎(chǔ)上，對占空比進行了優(yōu)化，從而減小了輸出電壓紋波，且功率開關(guān)管有效開關(guān)頻率不會進入音頻范圍。
本發(fā)明詳細技術(shù)方案為一種優(yōu)化的脈沖跨周調(diào)制開關(guān)穩(wěn)壓電源控制器(如圖3所示)，由電壓控制環(huán)路、電流控制環(huán)路和主控門組成，其特征是，所述電壓控制環(huán)路由電壓比較器C1、電壓基準源1、與門G1、狀態(tài)寄存器、零狀態(tài)判斷器、計數(shù)器和譯碼器組成；所述電流控制環(huán)路由電阻網(wǎng)絡(luò)、電壓比較器C2和電壓基準源2組成；所述主控門由振蕩器、或門G4、RS觸發(fā)器、與非門G2和與門G3組成；電壓比較器C1的正輸入端與電壓基準源1相連，其負輸入端與開關(guān)電源輸出端相連，其輸出端接與門G1的一個輸入端；與門G1的另一個輸入端接振蕩器的時鐘信號輸出端CLK，其輸出端接狀態(tài)寄存器的輸入端；狀態(tài)寄存器的當前狀態(tài)輸出端接零狀態(tài)判斷器的輸入端，其前一狀態(tài)和當前狀態(tài)輸出端接譯碼器的兩個輸入端；零狀態(tài)判斷器的輸出端接計數(shù)器的輸入端和與非門G2的正邏輯輸入端；計數(shù)器的輸出端接譯碼器的另一個輸入端和與非門G2的負邏輯輸入端；譯碼器相應狀態(tài)碼的輸出端接電阻網(wǎng)絡(luò)相應的控制輸入端；電壓比較器C2的正輸入端與電阻網(wǎng)絡(luò)和功率開關(guān)管M的連接點相連，其負輸入端與電壓基準源2相連，其輸出端接或門G4的正邏輯輸入端；振蕩器的時鐘信號輸出端CLK接RS觸發(fā)器的S端和與門G1的另一個輸入端，其最大占空比信號輸出端Dmax接或門G4的負邏輯輸入端；或門G4的輸出端接RS觸發(fā)器的R端；RS觸發(fā)器的輸出端接與門G3的一個輸入端；與門G3的另一個輸入端接與非門G2的輸出端，其輸出端接功率開關(guān)管M的柵極。
上述技術(shù)方案中所述狀態(tài)寄存器為兩位移位寄存器，數(shù)據(jù)輸入端接與門G1，時鐘輸入端為振蕩器時鐘信號CLK，數(shù)據(jù)輸出端為本時鐘周期狀態(tài)和上一個時鐘周期狀態(tài)輸出端。
所述零狀態(tài)判斷器為一個反相器。
所述計數(shù)器為可自動重啟的計數(shù)器，當輸入為‘1’時計數(shù)值增加，當輸入為‘0’時計數(shù)值復位為0，當計數(shù)值達到N時計數(shù)器輸出為‘1’。
所述N為即將進入音頻范圍的臨界跨周數(shù)。音頻范圍為20Hz～20kHz，所以振蕩器時鐘信號CLK頻率為fOSC時，N滿足fOSC/N＞20kHz，確保功率開關(guān)管M的工作頻率在音頻范圍以上。
所述譯碼器以計數(shù)器輸出、狀態(tài)寄存器的當前狀態(tài)和前一狀態(tài)輸出三個信號為輸入，以電阻網(wǎng)絡(luò)控制信號a、b和c為輸出，其輸入輸出關(guān)系按照表1的邏輯關(guān)系運行。
表1譯碼器輸入輸出關(guān)系表

所述電阻網(wǎng)絡(luò)為并聯(lián)式電阻網(wǎng)絡(luò)(如圖4所示)，由電阻R1、R2和R3和開關(guān)管M1、M2和M3組成；電阻R1、R2和R3的一端彼此相連，且共同接功率開關(guān)管M的源極；電阻R1的另一端接開關(guān)管M1的漏極，電阻R2的另一端接開關(guān)管M2的漏極，電阻R3的另一端接開關(guān)管M3的漏極；開關(guān)管M1、M2和M3的源極共同接地；開關(guān)管M1的柵極接譯碼器的狀態(tài)輸出端a，開關(guān)管M2的柵極接譯碼器的狀態(tài)輸出端b，開關(guān)管M3的柵極接譯碼器的狀態(tài)輸出端c。
所述振蕩器輸出信號為時鐘信號CLK和最大占空比信號Dmax，兩者頻率、相位相同，但占空比不同，CLK信號占空比較小，Dmax信號占空比較大。
本發(fā)明各組成部分的功能是電壓控制環(huán)路實現(xiàn)普通PSM調(diào)制功能，電流控制環(huán)路實現(xiàn)三種占空比的轉(zhuǎn)換，主控門實現(xiàn)開關(guān)電源所需的控制波形的輸出。振蕩器輸出信號為時鐘信號CLK和最大占空比信號Dmax，兩者頻率、相位相同，但占空比不同。電壓基準源用于產(chǎn)生固定的電壓值。RS觸發(fā)器在CLK和G4作用下置位或者復位，置位時輸出高電平，復位時輸出低電平。電壓比較器C1將檢測到的開關(guān)電源輸出電壓Vout與固定參考電壓基準源1進行比較，當Vout高于固定電壓基準源1的參考電壓時輸出為0，反之輸出為1。與門G1起同步作用。狀態(tài)寄存器在每個時鐘周期接收電壓比較器C1的輸出信號(0或1)，存儲本時鐘周期和上一個時鐘周期電壓比較器C1的輸出信號。零狀態(tài)判斷器判斷狀態(tài)寄存器的本時鐘周期電壓比較器C1的輸出信號是否為零，當電壓比較器C1的輸出信號為0時，零狀態(tài)判斷器輸出為1。計數(shù)器統(tǒng)計零狀態(tài)判斷器連續(xù)輸出的1狀態(tài)數(shù)量，當零狀態(tài)判斷器連續(xù)輸出1狀態(tài)時(對應狀態(tài)寄存器的本時鐘周期電壓比較器C1的輸出信號為0)計數(shù)器計數(shù)值增加，當零狀態(tài)判斷器輸出0狀態(tài)時(對應狀態(tài)寄存器的本時鐘周期電壓比較器C1的輸出信號為1)計數(shù)器復位。當計數(shù)器計到連續(xù)N個1輸入時輸出有效信號到譯碼器和與非門G2負邏輯輸入端。譯碼器根據(jù)計數(shù)器和狀態(tài)寄存器的輸入，按照表1所示邏輯關(guān)系，產(chǎn)生電阻網(wǎng)絡(luò)中開關(guān)管所需的柵控信號a、b和c。電阻網(wǎng)絡(luò)的作用是調(diào)節(jié)與功率開關(guān)管M相串聯(lián)的等效電阻Rsense從而輸出不同比例的、反映功率開關(guān)管M電流的電壓信號。電壓比較器C2的功能是在特定的電流峰值情況下關(guān)斷功率開關(guān)管M。當功率開關(guān)管M柵控信號為高時，功率開關(guān)管開啟，流過功率開關(guān)管的電流IDS線性增加。所以電壓比較器正輸入端電壓信號為流過功率開關(guān)管電流與等效電阻Rsense之積，即IDS×Rsense。當電壓比較器正輸入端電壓信號的值達到電壓基準源2的參考值時，電壓比較器C2輸出為1，使RS觸發(fā)器復位從而關(guān)斷功率開關(guān)管M，這樣就實現(xiàn)了固定的占空比開關(guān)功率開關(guān)管。通過譯碼器控制電阻網(wǎng)絡(luò)得到不同的等效電阻Rsense，可以使電壓比較器C2在不同的峰值電流時關(guān)斷功率開關(guān)管M，從而實現(xiàn)設(shè)定的占空比D1、D2、D3。
本發(fā)明詳細工作過程為采樣輸出電壓Vout通過電壓比較器C1與電壓基準源1的參考電壓比較，產(chǎn)生輸出電壓的狀態(tài)，若輸出電壓大于設(shè)定值，則輸出狀態(tài)為‘0’；反之輸出狀態(tài)為‘1’。電壓比較器C1的輸出經(jīng)過時鐘信號CLK調(diào)制后，輸入到狀態(tài)寄存器。狀態(tài)寄存器中儲存前一時鐘周期和當前時鐘周期電壓比較器C1的輸出狀態(tài)，通過這兩種狀態(tài)的組合決定當前導通占空比。零狀態(tài)判斷器判斷狀態(tài)寄存器的輸出信號是否為零，計數(shù)器統(tǒng)計零狀態(tài)判斷器連續(xù)輸出的零狀態(tài)有效信號數(shù)量，其基本原理是一個有限狀態(tài)機，當檢測到輸入連續(xù)N個‘1’時則輸出為高；其他狀態(tài)輸出為低。當計數(shù)器計到連續(xù)N個‘1’時輸出有效信號到譯碼器，其輸出表示系統(tǒng)頻率是否進入音頻范圍。若輸出有效，則表示系統(tǒng)進入音頻范圍；反之，系統(tǒng)未進入音頻范圍。當計數(shù)器計到零狀態(tài)判斷器輸出非零狀態(tài)時，或者計到連續(xù)N個‘1’時復位，重新開始計數(shù)。譯碼器以計數(shù)器輸出信號和狀態(tài)寄存器狀態(tài)作為輸入，如果當前輸出電壓狀態(tài)為0，不管前一周期狀態(tài)為何值，則跳過此周期；如果當前時鐘周期輸出狀態(tài)為1，則譯碼器依據(jù)上周期的輸出狀態(tài)輸出控制信號以控制電阻網(wǎng)絡(luò)確定本周期的占空比。若兩周期狀態(tài)序列為“01”，則控制電阻網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生一個中等的電阻值Rmid；若兩周期狀態(tài)序列為“11”，則控制電阻網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生一個較小的電阻值Rmin。為防止系統(tǒng)進入音頻范圍，在計數(shù)器輸出有效時，譯碼器控制電阻網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生一個較大的電阻值Rmax。電阻網(wǎng)絡(luò)和電壓比較器C2為最核心的控制電路，其輸出信號直接決定著柵控信號。電阻網(wǎng)絡(luò)由并聯(lián)的三條由開關(guān)控制的電阻支路組成，分別由a，b和c信號控制。當采樣電流流過電阻網(wǎng)絡(luò)時，在電阻網(wǎng)絡(luò)上產(chǎn)生隨電流變化的電壓信號，與電壓基準源2的參考電壓比較就會使電壓比較器C2在輸出電壓信號與電壓基準源2的參考電壓相等時關(guān)斷功率開關(guān)管，通過不同的控制信號控制電阻網(wǎng)絡(luò)的值，可以產(chǎn)生不同占空比脈沖控制信號。振蕩器電路輸出的時鐘信號為一個窄脈沖信號，在每個時鐘周期開始，時鐘信號CLK為高，最大占空比信號Dmax為高，比較器輸出為低，即RS觸發(fā)器S端為高，R端為低，使得RS觸發(fā)器置位輸出高電平。過很短一段時間，時鐘變?yōu)榈?，此時S端變?yōu)榈?，而R端仍為低，RS觸發(fā)器狀態(tài)保持，仍輸出高電平；當或門G4的任意一個輸入信號變化時，即Dmax由高變?yōu)榈停蛘唠妷罕容^器輸出從低變?yōu)楦?代表功率開關(guān)管電流達到設(shè)定值基準源2/Rsense)時，RS觸發(fā)器R端為高，S端為低，使得RS觸發(fā)器復位輸出低電平。采樣電流Ids為一斜率固定的三角波，當其值上升到電壓基準源2參考電壓/Rsense時，比較器輸出變?yōu)楦?，即R端變?yōu)楦?，RS觸發(fā)器復位輸出低電平。與門G3和與非門G2將計數(shù)器輸出、零狀態(tài)判斷器輸出、RS觸發(fā)器輸出通過一定的組合邏輯變?yōu)楣β书_關(guān)管M的控制信號。當計數(shù)器輸出為低，零狀態(tài)判斷器輸出為低時，說明本時鐘周期輸出電壓低于設(shè)定值，此時與非門G2輸出高電平使G3與RS觸發(fā)器輸出相同，在時鐘周期的開始RS觸發(fā)器置位，即功率開關(guān)管控制信號為高，開啟功率開關(guān)管，譯碼器根據(jù)本時鐘周期和上時鐘周期狀態(tài)，控制電阻網(wǎng)絡(luò)的Rsense，當采樣電流Ids值上升到基準源2參考電壓/Rsense時，比較器輸出變?yōu)楦?，即R端變?yōu)楦?，RS觸發(fā)器復位輸出低電平從而關(guān)斷功率開關(guān)管M；當計數(shù)器輸出為低，零狀態(tài)判斷器輸出為高時，說明本時鐘周期輸出電壓高于設(shè)定值，但功率開關(guān)管M的開關(guān)頻率沒有進入音頻范圍，此時與非門G2輸出低電平使G3也輸出低電平，功率開關(guān)管M控制信號保持為低從而實現(xiàn)跳過時鐘周期；當計數(shù)器輸出為高，說明由于功率開關(guān)管M的開關(guān)頻率將進入音頻范圍，此時不論零狀態(tài)判斷器輸出為何狀態(tài)，與非門G2輸出高電平使G3輸出與RS觸發(fā)器輸出相同，譯碼器控制電阻網(wǎng)絡(luò)使功率開關(guān)管M導通一個最小占空比D3來防止系統(tǒng)進入音頻范圍。
本發(fā)明所述優(yōu)化PSM控制器脈沖控制信號的占空比有三種固定占空比D1、小占空比D2和最小占空比D3。為達到減小輸出電壓紋波的目的，固定占空比D1用于負載電流較大的情況；小占空比D2用于負載電流較小的情況。當輸出電壓值高于設(shè)定值時，功率開關(guān)管跨過時鐘周期；當變換器輸出電壓值低于設(shè)定值時，功率開關(guān)管以占空比D1或D2導通，此時優(yōu)化PSM控制器根據(jù)本時鐘周期和上一個時鐘周期輸出電壓與設(shè)定值的相對關(guān)系，確定功率開關(guān)管M以何種占空比導通。固定占空比D1和小占空比D2的引入，降低了開關(guān)周期與跳過時鐘周期之間的能量跨度，從而減小了輸出電壓紋波。
本發(fā)明所述優(yōu)化PSM控制器在輕負載情況下，當跳過的時鐘周期大于N(N為即將進入音頻范圍的臨界跨周數(shù))時，使開關(guān)穩(wěn)壓器以最小占空比D3開關(guān)一次，從而使功率開關(guān)管M有效開關(guān)頻率不進入音頻范圍，避免了音頻噪聲的產(chǎn)生。
本發(fā)明所述優(yōu)化PSM控制器，具有以下優(yōu)點1、在輕負載時效率較PWM控制器高輕負載或者待機狀態(tài)下，導通損耗由于負載上流過電流較小而可以忽略，開關(guān)損耗成為主要的系統(tǒng)功耗來源。輕載時，該優(yōu)化PSM控制器通過跳過時鐘周期，使功率管的開關(guān)次數(shù)減少，從而降低開關(guān)損耗，以達到提高其效率的目的。
2、輕負載時，功率開關(guān)管的實際開關(guān)頻率不會進入音頻范圍本發(fā)明所述優(yōu)化PSM控制器在不同負載下跨周期現(xiàn)象都會出現(xiàn)，負載越輕跨過的周期數(shù)越多，并且占空比隨著負載輕重而變化。當負載很輕時，雖然跨過時鐘周期數(shù)增加，但由于計數(shù)器控制而產(chǎn)生的最小占空比D3的存在，使跨過時鐘周期數(shù)始終小于N，所以可以有效避免功率開關(guān)管的實際開關(guān)頻率進入音頻范圍。


圖1為PSM與PWM、PFM脈沖控制信號對比示意圖；其中，Vref為參考電壓，Vfb為反饋電壓。
圖2為具有普通PSM控制器的Boost開關(guān)穩(wěn)壓電源電路結(jié)構(gòu)示意圖；其中，L為儲能電感，Vin為輸入電壓，Vout為輸出電壓，D為二極管，C為電容，R為負載電阻。
圖3為具有本發(fā)明所述的優(yōu)化PSM控制器的Boost開關(guān)穩(wěn)壓電源電路結(jié)構(gòu)示意圖；其中，L為儲能電感，Vin為輸入電壓，Vout為輸出電壓，D為二極管，C為電容，R為負載電阻，M為功率開關(guān)管，C1、C2為電壓比較器，G1為與門，G2為帶負邏輯輸入端的與非門，G3為與門，G4為帶負邏輯輸入端的或門，CLK為振蕩器時鐘信號，Dmax為振蕩器輸出最大占空比信號。
圖4為本發(fā)明所述優(yōu)化PSM控制器中的電阻網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)示意圖；R1、R2和R3位電阻，M1、M2和M3為開關(guān)管，Ids為采樣電流，a、b和c表示開關(guān)管的柵控信號。
圖5為所述優(yōu)化PSM控制器在不同負載下的工作波形圖
(a)負載R＝50Ω，(b)負載R＝150Ω，(c)負載R＝500Ω圖6為在不同負載下，采用所述優(yōu)化PSM控制器的Boost變換器驗證電路中，功率管漏源電壓Vds、漏源電流Ids和變換器輸出電壓Vout測試波形(a)R＝36Ω時，Vds和Ids測試波形(b)R＝150Ω時，Vds和Ids測試波形(c)R＝500Ω時，Vds和Ids測試波形(d)R＝150Ω時，Vds和Vout測試波形具體實施方案計數(shù)器以零狀態(tài)判斷器輸出為輸入，以譯碼器和與非門G2負邏輯輸入端為輸出。當零狀態(tài)判斷器輸出為零時計數(shù)器工作，當零狀態(tài)判斷器輸出非零時計數(shù)器復位。計數(shù)器統(tǒng)計零狀態(tài)判斷器連續(xù)輸出的零狀態(tài)數(shù)量，當計數(shù)器計到連續(xù)N個零時輸出有效信號到譯碼器和與非門G2負邏輯輸入端。其輸出顯示系統(tǒng)頻率是否進入音頻。若輸出有效，則表示系統(tǒng)進入音頻范圍；反之，系統(tǒng)未進入音頻范圍。
譯碼器以計數(shù)器輸出信號和狀態(tài)寄存器狀態(tài)量作為輸入，其輸出總線a/b/c連接到電阻網(wǎng)絡(luò)。輸出總線a/b/c包括3根信號線a、b、c。如果當前輸出電壓狀態(tài)S0為0，不管前一周期狀態(tài)為何值，則跳過此時鐘周期；如果當前周期輸出狀態(tài)S0為1，則依據(jù)上周期的輸出狀態(tài)S1確定本周期的電流極限值。若兩周期狀態(tài)S1/S0序列為“01”，則控制電阻網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生一個中等的電阻值Rmid；若兩周期狀態(tài)序列為“11”，則控制電阻網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生一個較小的電阻值Rmin。為防止系統(tǒng)進入音頻范圍，在計數(shù)器輸出有效時，控制電阻網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生一個較大的電阻值Rmax。
典型的電阻網(wǎng)絡(luò)如圖4所示，其作用是調(diào)節(jié)與功率開關(guān)管串聯(lián)的電阻從而輸出不同比例反映功率開關(guān)管電流的電壓信號，由并聯(lián)的三條開關(guān)控制電阻支路組成，分別由a，b和c信號控制。如圖4所示，當功率開關(guān)管開啟后，電流IDS從上端流下，當控制信號c為邏輯1，IDS流過電阻R3，輸出電壓信號為IDS與R3之積；當控制信號b為邏輯1，IDS流過電阻R2，輸出電壓信號為IDS與R2之積；當控制信號a為邏輯1，IDS流過電阻R1，輸出電壓信號為IDS與R1之積。通過控制電阻網(wǎng)絡(luò)等效電阻值Rsense，可以確定相應的輸出電壓信號的電壓值與功率開關(guān)管M電流的比例。
電流限值和狀態(tài)寄存器中的檢測狀態(tài)的對應關(guān)系如下
表2電流限和檢測狀態(tài)的對應關(guān)系

本發(fā)明所述優(yōu)化PSM控制器，狀態(tài)寄存器本周期邏輯狀態(tài)S0與上周邏輯狀態(tài)S1代表了輸出電壓與設(shè)定值的關(guān)系。在輸出電壓小于設(shè)定值時使功率開關(guān)管導通一個占空比為D1或D2的開關(guān)周期，在輸出電壓大于設(shè)定值時，使功率開關(guān)管跨過時鐘周期，而當跨過時鐘周期過多時，使功率開關(guān)管導通一個占空比為D3的開關(guān)周期。占空比由電阻網(wǎng)絡(luò)和電流極限比較器確定的電流極限確定。在負載較重時，電流極限較高，功率開關(guān)管導通較大占空比或者跳過時鐘周期；而當負載減輕時，則可能由于跳過時鐘周期增加而使實際開關(guān)頻率接近音頻范圍，所以此時將電流極限減小，功率開關(guān)管導通占空比同時減小，從而減小功率開關(guān)管跨過的時鐘周期，增大實際開關(guān)頻率。當負載足夠輕時，電流極限處于最低，跳過的時鐘周期較多，實際開關(guān)頻率可能進入音頻范圍，此時使功率開關(guān)管每隔N個時鐘周期導通一次最小占空比D3。其中N為即將進入音頻范圍的臨界跨周數(shù)，對于時鐘周期為132kHz的典型系統(tǒng)，N為6。以上所述工作方式可以保證采用本發(fā)明所述優(yōu)化PSM控制器的開關(guān)穩(wěn)壓電源通過跳周達到較高的轉(zhuǎn)換效率，同時實際開關(guān)頻率不進入音頻范圍。
本發(fā)明所述優(yōu)化PSM控制器的占空比由譯碼器控制電阻網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生的電流極限實現(xiàn)。以Boost電路為例，其中最小占空比D3可由式D3=2L(1-KN+1)TVin2KN(1-K)x0]]>計算得到。此公式來源于輸入輸出能量平衡關(guān)系，其中K=1-T/RC1+T/RC;]]>R，L，C分別為變換器主電路(如Boost電路)中的電阻、電感、電容值；T為控制信號的時鐘周期；Vin為電路的輸入電壓；x0為能量平衡時的負載功耗)。固定占空比D1的最大值由式D1=8m+nnLRT(2VinVref1-1)2-1]]>計算得到，其中m為功率開關(guān)管導通的周期數(shù)，n為功率開關(guān)管跳過的周期數(shù)；Vref1為變換器輸出電壓的參考值。小占空比D2的選取較為靈活，一般有D2＝(0.2～0.6)D1，可根據(jù)實際情況而定。
普通PSM控制器有兩種狀態(tài)跨過時鐘周期和以最大占空比D1開關(guān)導通，因此能量跨度較大，進而影響進入穩(wěn)態(tài)的速度和輸出電壓紋波。而本發(fā)明所述優(yōu)化PSM控制器與普通PSM控制器相比，不同之處在于共有4種工作狀態(tài)跨過時鐘周期、占空比分別為D1(固定占空比)、D2(小占空比)和D3(最小占空比)的開關(guān)狀態(tài)。其中，D1用于負載較大的情況，可以從輸入向輸出傳遞更多的能量；D2用于負載稍小的情況，來緩和跨過時鐘周期和以固定占空比D1開關(guān)之間的能量跨度，減少輸出電壓紋波；D3用于跨過時鐘周期數(shù)等于即將進入音頻范圍的臨界跨周數(shù)時，使功率管導通的占空比，避免功率開關(guān)管的實際開關(guān)頻率進入音頻范圍。
如附圖5所示為優(yōu)化的PSM控制器在不同負載下的控制信號波形圖。其中第一個波形是時鐘信號，第二個波形S1是上一周期檢測到負載的狀態(tài)，第三個波形S0是當前周期檢測到負載的狀態(tài)，第四個波形IDS是功率開關(guān)管的電流。從圖中可以看出，當前狀態(tài)為0時功率開關(guān)管關(guān)斷；當狀態(tài)是01、11時，對應不同的極限電流值(即對應不同的占空比)；當計數(shù)器計滿連續(xù)N個(圖例中為6)0狀態(tài)時，功率開關(guān)管導通一個最小占空比D3。從該圖可以看出當負載較重時，系統(tǒng)主要在固定占空比D1(即電流限為Imax)和跨過時鐘周期之間變換；當負載變輕時，系統(tǒng)主要在占空比D2(即電流限為k2Imax)和跨過時鐘周期之間變換；當負載更輕時，系統(tǒng)主要在最小占空比D3(即電流限為k3Imax)和跨過時鐘周期之間變換。因此，所述優(yōu)化PSM控制器在整個負載范圍內(nèi)，導通占空比和跨過時鐘周期之間能量跨度較小，可以克服普通PSM控制器輸出電壓紋波較大，輕載時易進入音頻范圍的缺點。圖6為用FPGA驗證的實驗波形。顯然，在不同負載下跨周期現(xiàn)象都會出現(xiàn)，負載越輕跨過的周期數(shù)越多，并且占空比隨著負載輕重而變化。當負載很輕時，如圖6(c)所示，雖然跨周數(shù)增加，但跨周數(shù)始終小于N，而且如圖6(d)所示，達到了較小的輸出電壓紋波。因此，本發(fā)明所述優(yōu)化的PSM控制器可達到較小的輸出電壓紋波，同時避免功率管的實際開關(guān)頻率進入音頻范圍。
權(quán)利要求
1.一種優(yōu)化的脈沖跨周調(diào)制開關(guān)穩(wěn)壓電源控制器，由電壓控制環(huán)路、電流控制環(huán)路和主控門組成，其特征是，所述電壓控制環(huán)路由電壓比較器(C1)、電壓基準源1、與門(G1)、狀態(tài)寄存器、零狀態(tài)判斷器、計數(shù)器和譯碼器組成；所述電流控制環(huán)路由電阻網(wǎng)絡(luò)、電壓比較器(C2)和電壓基準源2組成；所述主控門由振蕩器、或門(G4)、RS觸發(fā)器、與非門(G2)和與門(G3)組成；電壓比較器(C1)的正輸入端與電壓基準源1相連，其負輸入端與開關(guān)電源輸出端相連，其輸出端接與門(G1)的一個輸入端；與門(G1)的另一個輸入端接振蕩器的時鐘信號輸出端(CLK)，其輸出端接狀態(tài)寄存器的輸入端；狀態(tài)寄存器的當前狀態(tài)輸出端接零狀態(tài)判斷器的輸入端，其前一狀態(tài)和當前狀態(tài)輸出端接譯碼器的兩個輸入端；零狀態(tài)判斷器的輸出端接計數(shù)器的輸入端和與非門(G2)的正邏輯輸入端；計數(shù)器的輸出端接譯碼器的另一個輸入端和與非門(G2)的負邏輯輸入端；譯碼器相應狀態(tài)碼的輸出端接電阻網(wǎng)絡(luò)相應的控制輸入端；電壓比較器(C2)的正輸入端與電阻網(wǎng)絡(luò)和功率開關(guān)管(M)的連接點相連，其負輸入端與電壓基準源2相連，其輸出端接或門(G4)的正邏輯輸入端；振蕩器的時鐘信號輸出端(CLK)接RS觸發(fā)器的(S)端和與門(G1)的另一個輸入端，其最大占空比信號輸出端(Dmax)接或門(G4)的負邏輯輸入端；或門(G4)的輸出端接RS觸發(fā)器的(R)端；RS觸發(fā)器的輸出端接與門(G3)的一個輸入端；與門(G3)的另一個輸入端接與非門(G2)的輸出端，其輸出端接功率開關(guān)管(M)的柵極。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的一種優(yōu)化的脈沖跨周調(diào)制開關(guān)穩(wěn)壓電源控制器，其特征是，所述狀態(tài)寄存器為兩位移位寄存器，數(shù)據(jù)輸入端接與門(G1)，時鐘輸入端為振蕩器時鐘信號(CLK)，數(shù)據(jù)輸出端為本時鐘周期狀態(tài)和上一個時鐘周期狀態(tài)輸出端。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的一種優(yōu)化的脈沖跨周調(diào)制開關(guān)穩(wěn)壓電源控制器，其特征是，所述零狀態(tài)判斷器為一個反相器。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的一種優(yōu)化的脈沖跨周調(diào)制開關(guān)穩(wěn)壓電源控制器，其特征是，所述計數(shù)器為可自動重啟的計數(shù)器，當輸入為‘1’時計數(shù)值增加，當輸入為‘0’時計數(shù)值復位為0，當計數(shù)值達到N時計數(shù)器輸出為‘1’。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的一種優(yōu)化的脈沖跨周調(diào)制開關(guān)穩(wěn)壓電源控制器，其特征是，所述N為即將進入音頻范圍的臨界跨周數(shù)；音頻范圍為20Hz～20kHz，當振蕩器時鐘信號(CLK)頻率為fOSC時，N滿足fOSC/N＞20kHz，確保功率開關(guān)管(M)的工作頻率在音頻范圍以上。
6.根據(jù)權(quán)利要求1所述的一種優(yōu)化的脈沖跨周調(diào)制開關(guān)穩(wěn)壓電源控制器，其特征是，所述譯碼器以計數(shù)器輸出、狀態(tài)寄存器的當前狀態(tài)和前一狀態(tài)輸出三個信號為輸入，以電阻網(wǎng)絡(luò)控制信號a、b和c為輸出，其輸入輸出關(guān)系按照下表的邏輯關(guān)系運行
7.根據(jù)權(quán)利要求1所述的一種優(yōu)化的脈沖跨周調(diào)制開關(guān)穩(wěn)壓電源控制器，其特征是，所述電阻網(wǎng)絡(luò)為并聯(lián)式電阻網(wǎng)絡(luò)由電阻(R1、R2和R3)和開關(guān)管(M1、M2和M3)組成；電阻(R1、R2和R3)的一端彼此相連，且共同接功率開關(guān)管(M)的源極；電阻(R1)的另一端接開關(guān)管(M1)的漏極，電阻(R2)的另一端接開關(guān)管(M2)的漏極，電阻(R3)的另一端接開關(guān)管(M3)的漏極；開關(guān)管(M1、M2和M3)的源極共同接地；開關(guān)管(M1)的柵極接譯碼器的狀態(tài)輸出端(a)，開關(guān)管(M2)的柵極接譯碼器的狀態(tài)輸出端(b)，開關(guān)管(M3)的柵極接譯碼器的狀態(tài)輸出端(c)。
8.根據(jù)權(quán)利要求1所述的一種優(yōu)化的脈沖跨周調(diào)制開關(guān)穩(wěn)壓電源控制器，其特征是，所述振蕩器輸出信號為時鐘信號(CLK)和最大占空比信號(Dmax)，兩者頻率、相位相同，但占空比不同，(CLK)信號占空比較小，(Dmax)信號占空比較大。
全文摘要
一種優(yōu)化的脈沖跨周調(diào)制開關(guān)穩(wěn)壓電源控制器，屬于電子技術(shù)領(lǐng)域。控制器由電壓控制環(huán)路、電流控制環(huán)路和主控門組成。電壓控制環(huán)路由電壓比較器C
文檔編號G05F1/46GK1852013SQ20061002091
公開日2006年10月25日 申請日期2006年4月27日 優(yōu)先權(quán)日2006年4月27日
發(fā)明者羅萍, 李肇基, 張波, 甄少偉 申請人:電子科技大學