專利名稱：：雙三極管電流控制型自振蕩反激變換器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
：本發(fā)明涉及一種應(yīng)用于小功率DC-DC變換電源的自振蕩反激變換器，特別涉及一種輸入端雙三極管電流控制型自振蕩反激變換器。
背景技術(shù)：
：現(xiàn)有技術(shù)中自振蕩反激變換器(RCC)較為理想的電路原理框圖如圖1所示，主要包括濾波部分、軟啟動(dòng)部分、MOS管、變壓器、、脈沖頻率調(diào)制部分(PFM)、基準(zhǔn)放大部分、隔離光耦、穩(wěn)壓輸出回路部分。輸入電量經(jīng)變壓器連接輸出回路部分，軟啟動(dòng)部分連接MOS管的柵極，MOS管的柵極還接脈沖頻率調(diào)制部分，脈沖頻率調(diào)制部分和穩(wěn)壓輸出回路部分之間接基準(zhǔn)放大部分、隔離光耦，形成電壓負(fù)反饋回路。目前業(yè)界常用的一種小功率DC-DC變換電源的自振蕩反激變換器如圖2所示，電路基本組成是軟啟動(dòng)部分主要由電阻R1、R7、R8和電容C9組成，其中電阻R1、R7、R8串聯(lián)，電容C9并聯(lián)在電阻R7、R8兩端。其中脈沖頻率調(diào)制部分包括NPN型三極管TR2、電容C1、C2、電阻R2、R3、R4、續(xù)流二極管D3和反饋繞組P2等組成。輸入電壓從初級繞組Pl的同名端接入，初級繞組Pl異名端接MOS管TR1漏極，MOS管TR1的源極分別通過電阻R4接地和通過偏置電阻R3接三極管TR2基極，偏置電阻R3的兩端并聯(lián)電容C2;三極管TR2集電極接MOS管TR1的柵極，三極管TR2發(fā)射極接地；反饋繞組P2同名端經(jīng)電容C1、電阻R2接M0S管TR1的柵極，續(xù)流二極管D3的陰極與反饋繞組P2的同名端相連，續(xù)流二極管D3的陽極一路接地，另一路經(jīng)電容C51接光耦0C1。輸入電壓另外一路經(jīng)軟啟動(dòng)部分接MOS管TR1的柵極；基準(zhǔn)放大部分由穩(wěn)壓器Adj組成。其作用以輸出回路部分的采樣電壓為負(fù)反饋信號，經(jīng)光耦0C1輸入到脈沖頻率調(diào)制部分的晶極管TR2的基極，形成電壓負(fù)反饋回路。穩(wěn)壓輸出回路部分主要由變壓器T1的次級繞組P3、整流二極管Dl和濾波電容C3連接而成。由于MOS管TR1在關(guān)斷過程中，其內(nèi)部結(jié)電容Ciss所充電量只能通過電容C1、電阻R2、與變壓器T1反饋繞組P2再到地形成放電回路，則放電時(shí)間常數(shù)較長，造成其關(guān)斷波形失真，MOS管關(guān)斷過程的功率損耗較大，使產(chǎn)品的整機(jī)效率偏低。當(dāng)電路工作在輸出短路狀態(tài)時(shí)，由于短路瞬間電流非常大，導(dǎo)致Vgl點(diǎn)電壓偏高，MOS管TR1導(dǎo)通強(qiáng)度加強(qiáng)，則MOS管TR1的漏極電流Id增大，R4上的壓降也增加，于是三極管TR2導(dǎo)通強(qiáng)度增強(qiáng)，則Vgl點(diǎn)電位被拉低，TR1逐漸退出飽和狀態(tài)，M0S管TR1的導(dǎo)通內(nèi)阻增大漏極電流Id下降，但由于三極管TR2工作在放大狀態(tài)，MOS管TR1的柵極電壓Vgl不會(huì)被拉的很低，MOS管TR1不會(huì)進(jìn)入可靠的截止?fàn)顟B(tài)，仍然會(huì)出現(xiàn)較大的漏極電流Id，短路功耗較大。當(dāng)三極管TR2的基極電壓小于(0.7V+VR3)時(shí)(其中VR3為電阻R3電壓)TR2截止，Vgl點(diǎn)電位又會(huì)升高，于是M0S管TR1導(dǎo)通強(qiáng)度又加強(qiáng)，M0S管TR1的漏極電流W又增大，如此循環(huán)往復(fù)，電路出現(xiàn)高頻自激振蕩，MOS管的開關(guān)損耗較大，根據(jù)公式短路功率Ps二輸入電壓Vi一輸入短路電流Ii(此時(shí)Ii近似為MOS管TR1漏極電流Id)知道短路功率Ps與輸入電壓Vin成一定的比例關(guān)系，且會(huì)隨輸入電壓Vi增大而增大。假設(shè)一款標(biāo)稱輸入電壓為5VDC、輸出功率為3W的產(chǎn)品，輸入電壓在4.59VDC間變化，當(dāng)短路時(shí)輸入電壓為5VDC，短路電流為0.34A，則短路功率Ps二5，34二1.7W;如此時(shí)輸入電壓為9VDC，短路電流為0.27A，則短路功率Ps=9*0.27=2.43W，可見短路功耗增大。另一方面，當(dāng)Vgl點(diǎn)電位高于V1點(diǎn)電位時(shí)，電流將反向向前級流動(dòng)，產(chǎn)生對前級電路的干擾。同時(shí)由于變壓器纏線工藝過程中具有一定的離散性，初次級繞線不平整，導(dǎo)致初次級漏感較大，短路功耗也會(huì)急劇的增加。上述電路在輸入電壓變化大的場合，特別是功率在10W以下的微功率電路中，輸入電壓變化比在2:14:l變化范圍或以上的電路，實(shí)際應(yīng)用中出現(xiàn)了一些棘手問題，主要缺點(diǎn)表現(xiàn)在M0S管TR1截止時(shí)出現(xiàn)波形失真，增大MOS管TR1開關(guān)損耗，使產(chǎn)品整機(jī)效率不高;增加產(chǎn)品噪聲；短路功率大，且隨輸入電壓增大而增大；MOS管TR1的漏-源電壓Vds峰值壓差高；工作頻率隨輸入電壓和輸出負(fù)載變化而變化，EMI電磁兼容性難設(shè)計(jì);空載工作時(shí)易產(chǎn)生振蕩，導(dǎo)致輸出電壓不穩(wěn)定。
發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明目的在于提供一種大大降低開關(guān)損耗和短路功耗，改善整機(jī)空、滿載綜合性能的高效率雙三極管電流控制型自振蕩反激變換器。為達(dá)到上述目的，本發(fā)明采用以下技術(shù)方案，一種雙三極管電流控制型自振蕩反激變換器，包括軟啟動(dòng)部分、M0S管TR1、變壓器T1、脈沖頻率調(diào)制部分(PFM)、基準(zhǔn)放大部分、隔離光耦0C1、穩(wěn)壓輸出回路部分，輸入電量經(jīng)變壓器Tl連接輸出回路部分，軟啟動(dòng)部分連接MOS管TR1的柵極，MOS管TR1的柵極還接脈沖頻率調(diào)制部分，脈沖頻率調(diào)制部分和穩(wěn)壓輸出回路部分之間接基準(zhǔn)放大部分、隔離光耦0C1，形成電壓負(fù)反饋回路；其中所述脈沖頻率調(diào)制部分主要包括三極管TR2、電阻R3、電容C2、電阻R4，三極管TR2基極通過并聯(lián)的偏置電阻R3和電容C2接MOS管TR1的源極，MOS管TR1的源極通過電阻R4接地；其特征在于所述脈沖頻率調(diào)制部分中增設(shè)三極管電流控制電路，該三極管電流控制電路連接在所述的MOS管TR1和三極管TR2之間，實(shí)現(xiàn)輸入端雙三極管電流控制的自激振蕩輸出。所述三極管電流控制電路包括三極管TR3和電阻R36，所述三極管TR3的發(fā)射極接MOS管TR1柵極，三極管TR3的基極一路經(jīng)偏置電阻R36接MOS管TR1柵極，另外一路接三極管TR2集電極，三極管TR3的集電極接三極管TR2基極，三極管TR2基極經(jīng)偏置電阻R3接MOS管TR1的源極，MOS管源極經(jīng)電阻R4接地。所述三極管電流控制電路包括三極管TR3和電阻R36，所述三極管TR3的發(fā)射極接MOS管TR1柵極，三極管TR3的基極一路經(jīng)偏置電阻R36接MOS管TR1柵極，另外一路接三極管TR2集電極，三極管TR3的集電極接MOS管TR1的源極，MOS管TR1的源極經(jīng)偏置電阻R3接三極管TR2基極，MOS管源極經(jīng)電阻R4接地。所述三極管電流控制電路包括三極管TR3和電阻R36、電阻R27，所述三極管TR3的發(fā)射極接MOS管TR1柵極，三極管TR3的基極一路經(jīng)偏置電阻R36接M0S管TR1柵極，另外一路經(jīng)偏置電阻R27接三極管TR2集電極，三極管TR3的集電極接MOS管TR1的源極，MOS管TR1的源極經(jīng)偏置電阻R3接三極管TR2基極，M0S管源極經(jīng)電阻R4接地。所述MOS管TR1的源極與電阻R4之間連接電流互感器SI和續(xù)流二極管D5，電流互感器S1的初級繞組N1的同名端接MOS管TRl的源極，電流互感器Sl的次級繞組N2的同名端接二極管D5的陽極，二極管D5的陰極接電阻R4，電流互感器Sl的兩個(gè)異名端接地。在滿載工作時(shí)，若單獨(dú)采用限流電阻R4對輸入電流進(jìn)行采樣，會(huì)降低電源的效率，尤其是在大電流的輸出情況下R4的功耗就會(huì)明顯的增加，若采用電流互感器S1就為電源效率的提高創(chuàng)造了一個(gè)有利的條件。產(chǎn)品在滿載時(shí)功耗非常小，僅有1(^W級別的功耗。所述偏置電阻R36兩端并聯(lián)電容C34，作用是配合屯阻R36，通過匹配電阻R36、電容C34的參數(shù)，可使電路工作在間歇振蕩狀態(tài)，達(dá)到10"W級別的空載功耗，其空載功耗達(dá)到接近于O的效果，且空載輸出電壓穩(wěn)定。C34的作用分析如下當(dāng)TR2導(dǎo)通的瞬間，由于C34兩端的電壓不能突變，使得三極管TR3的發(fā)射極電壓VBE3-0V，三極管TR3截止，隨著三極管TR2導(dǎo)通能力的增強(qiáng)，三極管TR3的基極電壓Vb2下降，C34兩端的電位差增大，即C34兩端儲(chǔ)存的能量增加，當(dāng)達(dá)到三極管TR3的導(dǎo)通電壓0.7V時(shí)，三極管TR3導(dǎo)通。所述MOS管TR1柵極連接穩(wěn)壓二極管Zl，穩(wěn)壓二極管Zl的陰極接MOS管TR1柵極，穩(wěn)壓二極管Z1的陽極接地，用于高電壓輸入時(shí)限制M0S管TR1柵極電壓，能夠嵌位MOS管TR1的Vgs電壓，防止高電壓輸入時(shí)MOS管TR1的Vgs過高造成MOS管TR1的永久性損壞，保證產(chǎn)品的工作可靠性。同時(shí)改善空載振蕩的現(xiàn)象。所述MOS管TR1為N溝道型，三極管TR2為NPN型，三極管TR3為PNP型。所述的軟啟動(dòng)電路由電阻R1、電阻R8，電容C9和二極管D2組成，輸入端VIN串接電阻Rl后一路經(jīng)電容C9接地，另外一路接二極管D2陽極，二極管D2陰極接電阻R8后接地，其中二極管D2陰極還有一路接MOS管TR1的柵極。其作用是避免電路中的電流反向流入前級電路，達(dá)到減少電量對前級電路的干擾。由于本發(fā)明在輸入端采用雙三極管脈沖頻率調(diào)制，大大縮短了MOS管TR1的關(guān)斷時(shí)間，提高了產(chǎn)品的整機(jī)效率；同時(shí)由于三極管TR3形成MOS管TR1的內(nèi)部結(jié)電容Ciss的放電回路，使產(chǎn)品的短路功率得到了很大程度上的降低。本發(fā)明相對現(xiàn)有技術(shù)優(yōu)點(diǎn)在于轉(zhuǎn)換器的工作效率高;能空載工作，且能保證輸出電壓穩(wěn)定；空載功耗非常小，僅有10"W級別的空載功耗;短路功率非常小，基本不隨輸入電壓變化；實(shí)現(xiàn)持續(xù)的短路保護(hù)；動(dòng)態(tài)響應(yīng)快速。圖1為現(xiàn)有技術(shù)的電路原理框圖；圖2為現(xiàn)有技術(shù)的電路原理圖；圖3為本發(fā)明實(shí)施一的電路原理圖；圖4為本發(fā)明電路標(biāo)稱輸入電壓效率與輸出負(fù)載的曲線特性圖；圖5為現(xiàn)有技術(shù)的M0S管穩(wěn)態(tài)標(biāo)稱滿載時(shí)柵極電壓(Vgl)波形圖；圖6為本發(fā)明實(shí)施一中的MOS管穩(wěn)態(tài)標(biāo)稱滿載時(shí)柵極電壓(Vgl)波形圖；圖7為現(xiàn)有技術(shù)的MOS管穩(wěn)態(tài)標(biāo)稱滿載時(shí)漏極電壓(Vds)波形圖；圖8為本發(fā)明實(shí)施一中的MOS管穩(wěn)態(tài)標(biāo)稱滿載時(shí)漏極電壓(Vds)波形圖；圖9為本發(fā)明實(shí)施二的電路原理圖；圖10為本發(fā)明實(shí)施三的電路原理圖；圖11為本發(fā)明實(shí)施四的電路原理圖。具體實(shí)施方式如圖3所示，主要包括軟啟動(dòng)部分、M0S管TR1、變壓器T1、脈沖頻率調(diào)制部分(PFM)、基準(zhǔn)放大部分、光耦隔離、穩(wěn)壓輸出回路部分。其中脈沖頻率調(diào)制部分主要包括NPN型三極管TR2、PNP型三極管TR3、電容Cl、C2、電阻R2、R3、R4、R27、R36、C34、穩(wěn)壓管Zl、續(xù)流二極管D3和反饋繞組P2等組成。輸入電壓一路經(jīng)軟啟動(dòng)部分接MOS管TR1的柵極，另一路從初級繞組P1的同名端接入，初級繞組P1異名端接M0S管TR1的漏極，MOS管TR1的源極分別通過電阻R4接地和通過偏置電阻R3接三極管TR2基極，電阻R3的兩端并聯(lián)電容C2，三極管TR2集電極接電阻R27，三極管TR2發(fā)射極接地；反饋繞組P2同名端經(jīng)電容C1、電阻R2接M0S管TR1的柵極；三極管TR3的發(fā)射極接MOS管TR1柵極，三極管TR3的集電極接MOS管TR1的源極，三極管TR3的基極一路經(jīng)偏置電阻R36電容C34接MOS管TR1柵極，另外一路串接一個(gè)偏置電阻R27后接三極管TR2集電極；續(xù)流二極管D3的陰極與反饋繞組P2的同名端相連，續(xù)流二極管D3的陽極一路接地，另一路經(jīng)電容C51接光耦0C1;另外在M0S管TR1柵極連接穩(wěn)壓二極管Z1，穩(wěn)壓二極管Zl的陰極接M0S管TR1柵極，穩(wěn)壓二極管Z1的陽極接地，用于高電壓輸入時(shí)限制MOS管TR1柵極電壓，同時(shí)還可以改善空載振蕩的現(xiàn)象。穩(wěn)壓輸出回路部分主要由變壓器T1的次級繞組P3、整流二極管D1和濾波電容C3連接而成，基準(zhǔn)放大部分由穩(wěn)壓器Adj組成。其作用以輸出回路部分的采樣電壓為負(fù)反饋信號，經(jīng)光耦0C1輸入到脈沖頻率調(diào)制部分的晶極管TR2的基極，形成負(fù)反饋電壓回路。本發(fā)明的具體工作原理如下當(dāng)輸入端VIN加上電壓后，通過電阻R1、D2加到MOS管TR1的柵極，對MOS管TR1內(nèi)部結(jié)電容Ciss進(jìn)行充電，至柵極電壓Vgl達(dá)到MOS管TR1的導(dǎo)通電壓Vth時(shí)，MOS管TR1導(dǎo)通，于是變壓器Tl的初級繞組P1產(chǎn)生上正下負(fù)的自感電動(dòng)勢，由于變壓器T1次級繞組P3所接的整流濾波電路因感應(yīng)電動(dòng)勢反相而截止，電能便以磁能的方式存儲(chǔ)在變壓器T1的初級繞組P1內(nèi)部。由于正反饋雪崩過程時(shí)間極短，電容C1來不及充電。與此同時(shí)，由于互感作用變壓器T1的反饋繞組P2也產(chǎn)生上正下負(fù)的感應(yīng)電動(dòng)勢，通過電容C1、電阻R2組成的正反饋回路，加到MOS管TRl的柵極，使MOS管TR1柵極電壓Vgl進(jìn)一步增大，于是MOS管TR1迅速進(jìn)入飽和狀態(tài)。MOS管TR1飽和后，反饋繞組P2上的感應(yīng)電壓對電容Cl充電，隨著電容Cl充電的不斷進(jìn)行，電容C1兩端的電位差升高，于是MOS管TRl的柵極電壓Vgl下降，使MOS管TR1逐漸退出飽和狀態(tài)。MOS管TR1退出飽和后，其內(nèi)阻增大，導(dǎo)致MOS管TRl的漏極電流Id進(jìn)一步下降，由于電感中的電流不能突變，于是變壓器T1各個(gè)繞組的感應(yīng)電動(dòng)勢反相。同時(shí)在MOS管TR1飽和導(dǎo)通過程中，流經(jīng)初級繞組Pl、MOS管TR1的漏極電流Id隨著時(shí)間的增加而增大，電阻R4上的壓降也增加，當(dāng)電壓達(dá)到(0.7+VR3)時(shí)(其中VR3為電阻R3電壓)，三極管TR2導(dǎo)通，三極管TR3的基極電壓下降，從而使三極管TR3導(dǎo)通，于是三極管TR3的集電極電流增大，三極管TR2導(dǎo)通能力增強(qiáng)，如此循環(huán)往復(fù)，最終使三極管TR2、TR3進(jìn)入飽和。同時(shí)，由于三極管TR3的導(dǎo)通，MOS管TR1飽和導(dǎo)通過程中儲(chǔ)存在Ciss的能量通過TR3釋放到地，從而使MOS管TRl進(jìn)入可靠的截止?fàn)顟B(tài)。當(dāng)MOS管TRl截止時(shí)，由續(xù)流二極管D3、反饋繞組P2、電容C51組成續(xù)流回路，一方面釋放反饋繞組P2的感應(yīng)電勢對C51進(jìn)行充電，另一方面將反饋繞組P2的感應(yīng)電勢提供給光耦OCl。當(dāng)初級繞組P1能量下降到一定值時(shí)，根據(jù)電感中的電流不能突變的原理，初級繞組P1便會(huì)產(chǎn)生一個(gè)反相電動(dòng)勢，以阻止初級電流的下降，該電流在初級繞組Pl產(chǎn)生上正下負(fù)的感應(yīng)電動(dòng)勢。反饋繞組P2產(chǎn)生正脈沖電壓通過正反饋回路，使三極管TR1重新導(dǎo)通。因此，開關(guān)電源便工作在自激振蕩狀態(tài)。振蕩頻率主要由變壓器T1的電感量Lp決定；自激振蕩工作后，此電路將進(jìn)行反激。當(dāng)MOS管TR1導(dǎo)通時(shí)變壓器Tl儲(chǔ)能，MOS管TR1關(guān)斷時(shí)變壓器Tl輸出能量，能量再經(jīng)穩(wěn)壓輸出回路輸出，實(shí)現(xiàn)能量的傳遞。輸出的能量一路提供給負(fù)載，而另一路經(jīng)基準(zhǔn)放大部分采樣比較后，經(jīng)光耦OCl輸入到脈沖頻率調(diào)制部分的晶極管TR2的基極，來控制三極管TR2基極上的電流，從而調(diào)節(jié)MOS管TRl、三極管TR2的通斷時(shí)間，實(shí)現(xiàn)電路的反激過程。以上是本發(fā)明電路的整個(gè)工作過程。上述MOS管TR1在飽和導(dǎo)通過程中，流經(jīng)初級繞組Pl、MOS管TR1的漏極電流Id隨著時(shí)間的增加而增大，電阻R4上的壓降也增加，當(dāng)電壓達(dá)到(0.7V+VR3)時(shí),于是三極管TR2導(dǎo)通，三極管TR3的基極電壓下降，從而使三極管TR3導(dǎo)通，于是三極管TR3的集電極電流增大，三極管TR2導(dǎo)通能力增強(qiáng)，如此循環(huán)往復(fù)，最終使三極管TR2、TR3進(jìn)入飽和。同時(shí)，由于三極管TR3的導(dǎo)通，MOS管TR1飽和導(dǎo)通過程中儲(chǔ)存在Ciss的能量通過三極管TR3釋放到地，放電時(shí)間常數(shù)很短，M0S管TR1的關(guān)斷損耗很低，從而使產(chǎn)品的整機(jī)效率得到了很大程度上的提高。當(dāng)電路工作在輸出短路狀態(tài)時(shí)，由于短路瞬間電流非常大，導(dǎo)致Vgl點(diǎn)電壓高，MOS管TR1導(dǎo)通強(qiáng)度加強(qiáng)，MOS管TR1的漏極電流Id增大，電阻R4上的壓降也增加，當(dāng)電壓達(dá)到(0.7+VR3)時(shí)，三極管TR2導(dǎo)通，三極管TR3的基極電壓下降，從而使三極管TR3導(dǎo)通，于是三極管TR3的集電極電流增大，三極管TR2導(dǎo)通能力增強(qiáng)，如此循環(huán)往復(fù)，最終使三極管TR2、TR3進(jìn)入飽和。同時(shí)，由于三極管TR3的導(dǎo)通，MOS管TR1飽和導(dǎo)通過程中儲(chǔ)存在Ciss的能量通過三極管TR3釋放到地，從而主使MOS管TR1進(jìn)入可靠的截止?fàn)顟B(tài)。MOS管TR1的漏極電流Id接近為零，從而使短路功耗接近為零。直至短路狀態(tài)消失后，變壓器T1感應(yīng)電動(dòng)勢反相，提供到三極管TR2基極的電流Ib2小于導(dǎo)通電流時(shí)，三極管TR2、TR3關(guān)斷，M0S管TR1的柵極電壓Vgl迅速回復(fù)高位，則M0S管TR1導(dǎo)通，自動(dòng)恢復(fù)到電路正常的自激振蕩工作模式，實(shí)現(xiàn)電路持續(xù)的短路保護(hù)。另外，本發(fā)明對軟啟動(dòng)部分作了進(jìn)一步的改進(jìn)，如圖3，軟啟動(dòng)電路由電阻Rl、電阻R8，電容C9和二極管D2組成，輸入端VIN串接電阻R1后一路經(jīng)電容C9再接地，另外一路接二極管D2陽極，二極管D2陰極接電阻R8后接地，其中二極管D2陰極還有一路接MOS管柵極。軟啟動(dòng)電路是將快恢復(fù)二極管D2替代如圖2所示現(xiàn)有電路中的電阻R7，一般工作情況下，快恢復(fù)二極管D2的導(dǎo)通內(nèi)阻rdR7,當(dāng)電路剛上電從t=0開始工作時(shí),輸入電壓通過電阻Rl對電容C9充電，當(dāng)達(dá)到0.7V時(shí)，快恢復(fù)二極管D2導(dǎo)通開始對MOS管TR1的內(nèi)部結(jié)電容Ciss充電，當(dāng)達(dá)到MOS管TR1的刪極門限電壓Vth時(shí)MOS管TR1導(dǎo)通，此時(shí)的充電時(shí)間常數(shù)rdCgs《R7Cgs(rd為二極管D2的內(nèi)阻)，M0S管TR1的啟動(dòng)性能增強(qiáng)，帶容性負(fù)載的能力加強(qiáng)；另外當(dāng)Vgl點(diǎn)電位高于V1點(diǎn)電位時(shí)，由于二極管的單向?qū)ㄐ?，電流不能反向向前級流?dòng)，避免了電量對前級電路的干擾，提高了產(chǎn)品工作時(shí)的可靠性。通過對軟啟動(dòng)電路的改裝，巧妙地運(yùn)用二極管反向截止的特性有效地避免了正反饋繞組產(chǎn)生的驅(qū)動(dòng)信號對軟啟動(dòng)電路的干擾，大大提升了產(chǎn)品的啟動(dòng)性能。下面對本發(fā)明圖3所示實(shí)施例和圖2所示現(xiàn)有技術(shù)的具體實(shí)施中的各項(xiàng)參數(shù)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)對比電源采用的基本參數(shù)為輸入直流電壓范圍為918V、輸出為12V/500mA。在空載、輕載及滿載的情況下都能夠正常工作，本發(fā)明與現(xiàn)有技術(shù)相同的部分采用相同元器件。如圖5所示，使用圖2電路在標(biāo)稱滿載時(shí)，在0500mA的輸出負(fù)載范圍里，本發(fā)明的輸入電壓效率明顯比圖2電路的要高，在負(fù)載電流越小的情況下，差別越大。如圖5、6所示，M0S管TR1作為功率開關(guān)管，在穩(wěn)態(tài)標(biāo)稱滿載時(shí)，其柵極電壓Vgl的波幅在本發(fā)明電路達(dá)到9.62V，而在圖2所示電路里只能達(dá)到5.52V。如圖7、8所示，MOS管TR1在穩(wěn)態(tài)標(biāo)稱滿載時(shí)，其漏極電壓Vds的波幅在本發(fā)明電路只有27.4V,而在圖2所示電路里卻達(dá)到32.6V,所需器件的耐壓值更高。下表是其他測試指標(biāo)對比'J試項(xiàng)B及條件<table>tableseeoriginaldocumentpage12</column></row><table>如圖9所示，為了進(jìn)一步改善本發(fā)明，在圖3所示的實(shí)施例的基礎(chǔ)上，所述MOS管TR1的源極與電阻R4連接電流互感器Sl和整流二極管D5，電流互感器Sl的初級繞組Nl的同名端接MOS管TR1的源極，電流互感器Sl的次級繞組N2的同名端接二極管D5的陽極，二極管D5的陰極接電阻R4，電流互感器Sl的兩個(gè)異名端接地。其工作原理是根據(jù)初、次級線圈匝數(shù)比與電流比關(guān)系式Nl/N2=Is2/Isl，可知Is2=Isl*Nl/N2。假設(shè)取N1二1匝，N2=50匝，Isl=5A，R4=1Q,貝UIs2=Is2*R4=5"/50=0.1A，PR4=Is22*R4=0.12*l=0.01W。而原電路功率PR4二Is2"R4二Isl^R4二52"二25W。可見此電路的優(yōu)點(diǎn)是產(chǎn)品在滿載時(shí)功耗非常小，僅有10—ZW級別的功耗。如圖IO所示的實(shí)施方式與圖3所示的實(shí)施例基本相同，不同之處在于三極管TR3的連接，本實(shí)施例中三極管TR3的發(fā)射極接MOS管TR1柵極，三極管TR3的基極一路經(jīng)偏置電阻R36接MOS管TR1柵極，另外一路接三極管TR2集電極，三極管TR3的集電極接三極管TR2基極，三極管TR2基極經(jīng)偏置電阻R3接MOS管TR1源極，電容C2并聯(lián)于電阻R3的兩端，MOS管TR1的源極經(jīng)電阻R4接地。同樣在圖10所示的實(shí)施方式中，也可以在MOS管TR1的源極與電阻R4之間連接電流互感器S1和整流二極管D5，起到同樣的效果。如圖11所示的實(shí)施方式與圖3所示的實(shí)施例基本相同，不同之處在于三極管TR3的連接，本實(shí)施例中三極管TR3的發(fā)射極接MOS管TR1柵極，三極管TR3的基極一路經(jīng)偏置電阻R36接MOS管TR1柵極，另外一路接三極管TR2集電極，三極管TR3的集電極接MOS管TR1的源極，MOS管TR1源極經(jīng)偏置電阻R3接三極管TR2基極，電容C2并聯(lián)于電阻R3的兩端，MOS管TR1的源極經(jīng)電阻R4接地。同樣在圖ll所示的實(shí)施方式中，也可以在M0S管TR1的源極與電阻R4之間連接電流互感器S1和整流二極管D5，起到同樣的效果。權(quán)利要求1、一種雙三極管電流控制型自振蕩反激變換器，包括軟啟動(dòng)部分、MOS管TR1、變壓器T1、脈沖頻率調(diào)制部分(PFM)、基準(zhǔn)放大部分、隔離光耦OC1、穩(wěn)壓輸出回路部分，輸入電量經(jīng)變壓器T1連接輸出回路部分，軟啟動(dòng)部分連接MOS管TR1的柵極，MOS管TR1的柵極還接脈沖頻率調(diào)制部分，脈沖頻率調(diào)制部分和穩(wěn)壓輸出回路部分之間接基準(zhǔn)放大部分、隔離光耦OC1，形成電壓負(fù)反饋回路；其中所述脈沖頻率調(diào)制部分主要包括三極管TR2、電阻R3、電容C2、電阻R4，三極管TR2基極通過并聯(lián)的偏置電阻R3和電容C2接MOS管TR1的源極，MOS管TR1的源極通過電阻R4接地；其特征在于所述脈沖頻率調(diào)制部分中增設(shè)三極管電流控制電路，該三極管電流控制電路連接在所述的MOS管TR1和三極管TR2之間，實(shí)現(xiàn)輸入端雙三極管電流控制的自激振蕩輸出。2、根據(jù)權(quán)利要求1所述的雙三極管電流控制型自振蕩反激變換器，其特征在于所述三極管電流控制電路包括三極管TR3和電阻R36，所述三極管TR3的發(fā)射極接MOS管TR1柵極，三極管TR3的基極一路經(jīng)偏置電阻R36接MOS管TR1柵極，另外一路接三極管TR2集電極，三極管TR3的集電極接三極管TR2基極，三極管TR2基極經(jīng)偏置電阻R3接MOS管TR1的源極，MOS管源極經(jīng)電阻R4接地。3、根據(jù)權(quán)利要求1所述的雙三極管電流控制型自振蕩反激變換器，其特征在于所述三極管電流控制電路包括三極管TR3和電阻R36，所述三極管TR3的發(fā)射極接MOS管TR1柵極，三極管TR3的基極一路經(jīng)偏置電阻R36接MOS管TR1柵極，另外一路接三極管TR2集電極，三極管TR3的集電極接MOS管TR1的源極，MOS管TR1的源極經(jīng)偏置電阻R3接三極管TR2基極，MOS管源極經(jīng)電阻R4接地。4、根據(jù)權(quán)利要求1所述的雙三極管電流控制型自振蕩反激變換器，其特征在于所述三極管電流控制電路包括三極管TR3和電阻R36、電阻R27，所述三極管TR3的發(fā)射極接MOS管TR1柵極，三極管TR3的基極一路經(jīng)偏置電阻R36接MOS管TR1柵極，另外一路經(jīng)偏置電阻R27接三極管TR2集電極，三極管TR3的集電極接MOS管TR1的源極，MOS管TR1的源極經(jīng)偏置電阻R3接三極管TR2基極，MOS管源極經(jīng)電阻R4接地。5、根據(jù)權(quán)利要求2或3或4所述的雙三極管電流控制型自振蕩反激變換器，其特征在于所述MOS管TR1的源極與電阻R4之間連接電流互感器Sl和續(xù)流二極管D5，電流互感器Sl的初級同名端接MOS管TR1的源極，電流互感器Sl的次級同名端接二極管D5的陽極，二極管D5的陰極接電阻R4，電流互感器S1的兩個(gè)異名端接地。6、根據(jù)權(quán)利要求5所述的雙三極管電流控制型自振蕩反激變換器，其特征在于所述偏置電阻R36兩端并聯(lián)電容C34;偏置電阻R3的兩端并聯(lián)電容C2。7、根據(jù)權(quán)利要求6所述的雙三極管電流控制型自振蕩反激變換器，其特征在于所述MOS管TR1為N溝道型，三極管TR2為NPN型，三極管TR3為PNP型。8、根據(jù)權(quán)利要求7所述的雙三極管電流控制型自振蕩反激變換器，其特征在于所述MOS管TR1柵極連接穩(wěn)壓二極管Zl，穩(wěn)壓二極管Zl的陰極接MOS管TR1柵極，穩(wěn)壓二極管Zl的陽極接地。9、根據(jù)權(quán)利要求1所述的雙三極管電流控制型自振蕩反激變換器，其特征在于所述的軟啟動(dòng)電路由電阻R1、電阻R8，電容C9和二極管D2組成，輸入端VIN串接電阻Rl后一路經(jīng)電容C9再接地，另外一路接二極管D2陽極，二極管D2陰極接電阻R8后接地，其中二極管D2陰極還有一路接MOS管TR1的柵極。全文摘要本發(fā)明公開了一種雙三極管電流控制型自振蕩反激變換器，包括軟啟動(dòng)部分、MOS管TR1、變壓器T1、脈沖頻率調(diào)制部分、基準(zhǔn)放大部分、隔離光耦OC1、穩(wěn)壓輸出回路部分，輸入電量經(jīng)變壓器T1連接輸出回路部分；其中所述脈沖頻率調(diào)制部分主要包括三極管TR2、電阻R3、電容C2、電阻R4，三極管TR2基極通過并聯(lián)的偏置電阻R3和電容C2接MOS管TR1的源極，MOS管TR1的源極通過電阻R4接地；所述脈沖頻率調(diào)制部分中增設(shè)三極管電流控制電路，該三極管電流控制電路連接在所述的MOS管TR1和三極管TR2之間，實(shí)現(xiàn)輸入端雙三極管電流控制的自激振蕩輸出。本發(fā)明工作效率高；能空載工作，且能保證輸出電壓穩(wěn)定；空載、短路功率非常?。粚?shí)現(xiàn)持續(xù)的短路保護(hù)和動(dòng)態(tài)響應(yīng)快速。文檔編號G05F1/10GK101272098SQ20081002728公開日2008年9月24日申請日期2008年4月8日優(yōu)先權(quán)日2008年4月8日發(fā)明者尹向陽申請人:廣州金升陽科技有限公司