專利名稱：功率調整器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種功率調整器和一種調整功率的方法。具體地說，本發(fā)明涉及這樣一種功率調整器，其中通過改變交流電源的頻率使之靠近或遠離調諧電路的諧振頻率，或者在有固定頻率交流電源的場合通過改變調諧電路的諧振頻率使之靠近或遠離交流電源的頻率，實現功率調整。
已知幾種用來調節(jié)電源輸出功率的方法。在切換模式電源中，借助于脈沖寬度調制的調節(jié)是最常用的方法。調節(jié)輸出功率的另一種方法是使用與交流電壓源串聯的調諧電路。調諧電路包括一個電感和一個電容器，并且具有與它有關的諧振頻率。

圖1表示作為LC濾波器的電感L和電容C的串聯連接的衰減曲線，作為頻率的函數。對于能用于對于采用諧振電路(一個LC濾波器)的電阻負載的功率調整的最簡單電路，電感L和電容C的諧振頻率Fres由公式1給出Fres=1/(2πLC)]]>(公式1)通過定義，在頻率Fres處的衰減是1，意味著所有能量都通過電路，并且有最大功率。在與諧振頻率Fres相鄰的區(qū)域中，只有一部分能量通過。
通過調節(jié)在交流電源的頻率與由帶有電感L和電容C的LC濾波器形成的諧振電路的頻率之間的對應性，可以調節(jié)從LC濾波器至負載電阻的功率輸出。通過改變交流電源的頻率使之靠近或遠離諧振電路的諧振頻率，或者在有固定頻率交流電源的情況下通過改變諧振電路的諧振頻率使之靠近或遠離交流電源的頻率，可以調節(jié)在交流電源的頻率與諧振電路的頻率之間的對應性。圖2表明通過改變諧振電路的諧振頻率使之靠近或遠離交流電源的頻率實現的功率調整的衰減曲線。更具體地說，在圖2中，Fac是交流電源信號的頻率。Fres.1是LC濾波器的衰減曲線，如圖1中所示。其中對于具有諧振頻率Fres的LC濾波器交流電源的頻率Fac穿過衰減曲線的的點A，表明由LC濾波器實現的交流電源頻率Fac的衰減量。在表明的情形中，LC濾波器之后的信號振幅由LC濾波器減小到交流電源頻率Fac的振幅的約15％，如由點A所示的那樣。
然而，如果諧振頻率曲線在交流電源頻率Fac的方向上運動，則通過LC濾波器的交流電源頻率Fac的衰減變化，并且電壓輸出振幅升高，增大功率輸出。諧振頻率曲線通過按照以上公式1改變電感L和電容C的值的一個或兩個，可以在交流電源頻率Fac的方向上運動。在圖2中，這種移動通過把諧振頻率Fres.1的曲線在水平箭頭的方向運動到新的諧振頻率Fres.2表明。其中交流電源頻率Fac穿過新衰減曲線的點B表示，LC濾波器之后的信號增大到交流電源信號頻率Fac的振幅的約90％，如由豎直箭頭所示。因而，輸出電壓并因此輸出功率增大。通過改變諧振電路的電感L和電容C的諧振頻率，能調節(jié)由電源輸送到負載電阻的輸出功率。
通過改變交流電源的頻率使之靠近或遠離諧振電路的諧振頻率實現功率調整的第二種方法。圖3圖示表明該方法，其中諧振頻率Fres保持恒定，而交流電源的頻率曲線在水平箭頭方向從Fac1至Fac2變化。對于交流電源的第一頻率Fac1，穿過衰減曲線和Fac1的點導致LC濾波器之后的振幅是交流電源頻率Fac的振幅的約15％，當交流電源頻率按由水平箭頭指示的減小到值Fac2時，通過LC濾波器的交流電源頻率的衰減變化，并且輸出振幅升高。在交流電源新頻率Fac2處，穿過衰減曲線的點B增大到交流電源頻率的振幅的約90％，如由豎直箭頭所示。因而，增大輸出電壓即至負載電阻的輸出功率。通過把交流電源的頻率從Fac1改變到Fac2，能調整功率。
圖4表示一種用來向電阻負載供電的先有技術功率調整器，該調整器通過一個比以上討論的只是LC濾波器更復雜的諧振電路進行功率調整。更具體的說，圖4中表明的功率調整器10帶有一個交流電源11、一個諧振電路12、一個隔離變壓器13、整流裝置14、及跨過終端18和19用來連接到負載電阻器Rload20上的輸出。諧振電路12包括一個電感L和一個電容C。整流裝置14是一個整流器，并且包括由二極管15和16組成的二極管電路、及一個平波電容器17。按照先有技術圖4的電路公開在于1990年5月29日授予Henze等的美國專利No.4,930,063中，并且包括一個用于諧振電路的電感L的可變電感器。因而，在Henze等的用于電源的調整器中，為了調整功率通過改變諧振電路的電感改變諧振頻率。對于在Henze等的專利中的先有技術電路可以得到與圖1類似的衰減曲線，并且通過以與圖示表明在圖2中的相類似的方式改變諧振電路的諧振頻率可以得到功率調整。
對于采用諧振電路的功率調整，幾個缺點與先有技術電路有關。如在圖1-3的衰減曲線中表明的那樣，用于每個電路的衰減曲線近似于，但絕不會等于交流電源頻率的零振幅。輸出功率絕不可能等于零。這是因為當在電路輸出處的電流基本上等于零時，先有技術電路的LC濾波器衰減不得不為無限高以便調節(jié)到比交流電源電壓低的電壓，并且連接到電路上的負載電阻基本上為無限大。最小功率輸出僅能出現在基本上無限高電源頻率處或在基本上無限大的電感L處。而且，在整流器中的二極管由于緊在恢復之后的顯著瞬時反向電壓導致顯著的恢復損失。在先有技術電路中，跨過整流器二極管的電壓經受迅速過渡。而且，先有技術電路經受來自隔離變壓器漏電感、隔離變壓器繞組電容、及與整流器二極管相聯的電容的寄生效應。而且，隔離變壓器與由銅繞組的電阻造成的稱作繞組銅損的功率消耗有關。
因此需要這樣一種功率調整器通過調節(jié)交流電源頻率與諧振電路諧振頻率之間的對應性調整功率，該諧振電路允許在最大值與零最小值之間的功率調整。而且，需要這樣一種功率調整器采用減小在整流器中采用的二極管的恢復損耗的諧振電路。另外，需要這樣一種功率調整器通過采用減小或消除由變壓器泄漏、變壓器繞組的銅損、與變壓器有關的有害繞組電容、及與整流裝置中的二極管有關的有害電容造成的寄生效應的諧振電路，調整功率。
本發(fā)明的一個目的在于提供一種采用一個串聯諧振電路調節(jié)輸出功率的功率調整器，該諧振電路能在最大值與零或基本上為零的最小值之間調整功率。
本發(fā)明的另一個目的在于提供一種采用一個串聯諧振電路調整功率的功率調整器，該諧振電路減小整流器中的二極管的恢復損失。
本發(fā)明的另一個目的在于提供一種采用一個串聯諧振電路調整功率的功率調整器，該諧振電路減小功率調整器的變壓器的漏電感的寄生效應。
本發(fā)明的另一個目的在于提供一種采用一個串聯諧振電路調整功率的功率調整器，該諧振電路減小功率調整器的變壓器的繞組電容的寄生效應。
另外，本發(fā)明的一個目的在于提供一種采用一個串聯諧振電路調整功率的功率調整器，該諧振電路減小與功率調整器的整流器的二極管有關的電容的寄生效應。
本發(fā)明的又一個目的在于提供一種采用一個串聯諧振電路調整功率的功率調整器，該諧振電路減小與功率調整器的變壓器繞組有關的銅損。
本發(fā)明的這些和其他目的通過提供一種功率調整器實現，該功率調整器包括一個交流電源，具有一個電壓和一個頻率；一個輸出，具有一個輸出電壓Vout；一個第一諧振電路，包括串聯連接到交流電源上的一個第一電感L1和一個第一電容C1，并且具有一個第一諧振頻率；用來調節(jié)在交流電源頻率與第一諧振電路的第一諧振頻率之間的對應性的調節(jié)裝置，以便調整功率；及用來當有基本上為零的輸出電流時調整到比交流電源電壓低的輸出電壓的調整裝置。
在功率調整器的一個最佳實施例中，用來調整的調整裝置包括一個與輸出并聯連接的第二電容器C2，以與第一電感L1形成一個第二諧振電路。
這些目的進一步通過提供一個功率調整器實現，該功率調整器包括一個交流電源，具有一個電壓和一個頻率；一個輸出，具有一個輸出電壓Vout；一個第一諧振電路，包括串聯連接到交流電源上的一個第一電感L1和一個第一電容C1，并且具有一個第一諧振頻率；用來調節(jié)在交流電源頻率與第一諧振電路的第一諧振頻率之間的對應性的調節(jié)裝置，以便調整功率；及一個與輸出并聯連接的第二電容器C2，以與第一電感L1形成一個第二諧振電路。
還公開的是一種調整功率的方法，包括為了調整在輸出處的功率，調節(jié)在交流電源頻率與第一諧振電路的諧振頻率之間的對應性，該第一諧振電路包括串聯連接到交流電源上的一個第一電感L1和一個第一電容C1；及當有基本上為零的輸出電流時，把功率調整器的輸出電壓調整到比交流電源電壓低的值。
由聯系附圖和權利要求書進行的本發(fā)明最佳實施例的描述，將更容易明白本發(fā)明的以上和其他的目的、方面、特征及優(yōu)點。
本發(fā)明通過附圖中的例子表明，并且不限于附圖，在附圖中類似的標號指示類似或對應的部分，并且其中圖1表明用于根據先有技術的LC濾波器的衰減曲線；圖2表明當按照先有技術調節(jié)諧振頻率以調整功率時衰減曲線的變化；圖3表明當按照先有技術改變交流頻率以調整功率時衰減曲線交點的變化；圖4是按照先有技術的功率調整器；圖5是按照本發(fā)明第一實施例的功率調整器；圖6是按照本發(fā)明第二實施例的功率調整器；圖7是按照本發(fā)明第三實施例的功率調整器；圖8是按照本發(fā)明第四實施例的功率調整器；圖9是按照本發(fā)明第五實施例的功率調整器；
圖10是按照本發(fā)明第六實施例的功率調整器；圖11A表示對于按照圖10本發(fā)明功率調整器的一個最佳實施例標識的信號的波形，采用具有方波的交流電源；圖11B表示對于按照圖10本發(fā)明功率調整器的一個最佳實施例標識的信號的波形，采用具有正弦波的交流電源；圖12表示對于圖7-10中表明的本發(fā)明實施例Id1和跨過二極管D1的電壓的波形；圖13表示對于在以上強調二極管D1和D2的電流變化慢速率的圖7-10中表明的本發(fā)明實施例Id1和Id2的波形；圖14表示當L1增大并且負載電阻為無限大時電源電壓和在Va1處的電壓的波形；圖15表示在C2等于C2min的場合Iin和Va1的波形；圖16表示在C2小于C2min的場合Iin和Va1的波形；圖17表示在C2大于C2min的場合Iin和Va1的波形；及圖18表示按照圖11A和11B中表明的波形在C2遠大于C2min的場合Iin和Va1的波形。
參照圖5，按照本發(fā)明第一實施例的功率調整器30向一個電阻負載Rload40供電，并且通過一個串聯諧振電路32進行功率調整。更具體地說，表明在圖5中的功率調整器30帶有一個是正弦波或方波的交流電源31的電壓源。交流電源波形的形狀對于由調整器得到的電壓和電流并不重要。諧振串聯電路32包括電感L1和電容C1。該電路進一步包括一個隔離變壓器33和用來在功率調整器的終端38和39處提供直流輸出的整流裝置34。電阻負載Rload40跨過在終端38和39處的輸出連接。整流裝置34是一個包括由二極管35和36(D1和D2)組成的二極管電路、和平波電容器37(C3)的整流器。電壓源31具有一個電壓Vac和一個頻率Fac?？邕^終端38和39的輸出具有輸出電壓Vout。諧振電路32包括串聯連接到交流電源上的電感L1和電容C1，并且具有諧振頻率Fres。
在圖5中表明的實施例中，諧振電路32的諧振頻率可以通過改變在圖中表明為可變電感的電感L1而改變。另外，電容C1可以是可變的，以便改變諧振電路32的諧振頻率。而且，電感L1和電容C1都可以變化以改變諧振電路32的諧振頻率。改變諧振電路32的諧振頻率是一種調節(jié)在交流電源31的頻率與諧振電路32的諧振頻率Fres之間的對應性以調整功率調整器30的功率的一種方式。因而，表明的用來調節(jié)諧振電路的電感的裝置41，可以認為是一個用來調節(jié)在交流電源31的頻率與諧振電路32的諧振頻率Fres之間的對應性的裝置。另外，用來改變電容C1的任何已知裝置，可以認為是一個用來調節(jié)在交流電源31的頻率與諧振電路32的諧振頻率Fres之間的對應性以調整功率的裝置。另一方面，在交流電源的頻率與諧振電路32的諧振頻率之間的對應性，可以采用在圖5中用虛線箭頭31′表明的可變交流電源調節(jié)。因而，在改變信號頻率的可變交流電源31′內的電路，可以認為是一個用來調節(jié)在交流電源31的頻率與諧振電路32的諧振頻率Fres之間的對應性的裝置。在另一個選擇例中，在交流電源31的頻率與諧振電路32的諧振頻率Fres之間的對應性，可以采用一個可變交流電源頻率和/或用來改變電感L1和結合的電容C1的任何已知裝置來調節(jié)。
圖5中表示的第一實施例進一步包括電容器C2，電容器C2與跨過終端38和39的輸出并聯連接，并且與第一諧振電路32的電感L1形成一個第二諧振電路。電容C2連接在隔離變壓器33的初級側，并且當有基本上為零的輸出電流時允許調整到比交流電源電壓低的輸出電壓。因而，電容C2使功率調整器30得到一個基本上為零的輸出功率。
變壓器33帶有一個初級繞組和至少一個帶有連接到輸出終端39上的中心抽頭的次級繞組。次級繞組每端的輸出由包括二極管35和36的整流裝置34的二極管電路整流，以輸送直流輸出電流Iout和輸出電壓Vout。整流裝置34進一步包括一個平波電容器37(C3)。變壓器33具有一個與其有關的漏電感T1。
在操作中，本發(fā)明的第一實施例包括一個諧振電路32，諧振電路32帶有串聯連接到交流電源上的一個電感L1和一個電容C1。通過調節(jié)在交流電源頻率Fac與諧振電路的諧振頻率Fres之間的對應性而調整功率。而且，當在輸出處有基本上為零的電流時，把輸出電壓調節(jié)到比交流電源電壓低的值。添加一個并聯電容C2，以便當輸出電流基本上為零時把輸出電壓調整到比交流電源電壓低的值。電容C2跨過變壓器33的初級繞組連接。電容C2與諧振電路32的電感L1形成一個第二諧振電路。第二諧振電路的使用，當輸出電流基本上為零時，使第二諧振電路作為低通濾波器。
在交流電源的頻率處變壓器33的初級繞組的阻抗比電感L1、電容C1及電容C2的阻抗高許多倍。因而，初級電感的阻抗高得足以使對諧振電路L1和C1及諧振電路L1和C2的諧振頻率的影響可忽略。電源頻率及包括L1和C1的諧振電路的諧振頻率的值這樣設置，從而諧振頻率Fres剛好放置在電源頻率Fac以下，并且通過改變諧振電路32的諧振頻率或者通過采用選擇可變交流電源31′改變電源頻率而調整功率。如果交流電源頻率放置在L1和C1的諧振頻率下面，則操作相同，然而，在LC濾波器的正斜率上實現功率調整。
在用于電路諧振頻率的與以上公式1類似的公式中，認為變壓器33的初級電感為無限大。因而，變壓器33的初級電感是如此之大，在電路中與任何電容器的諧振至少低于諧振電路32的諧振的十倍。因而，在電路中變壓器33的初級繞組與任何電容的諧振可以認為是可忽略的。C2的存在使第二諧振電路，包括電感L1和電容C2，具有低通濾波效應，這種效應對于電源頻率和對于電感L1的值能給出有限的足夠衰減和實際值。
該電路僅使用電壓源的基波頻率。因而，來自電壓源的交流信號不限于任何特定波形，并且可以是正弦波或方波。對于具有對于圖10的電路給出的特定值的實施例，可以參考圖11A和11B中所示的對應波形。
為了得到最小輸出功率，使交流電源的頻率離諧振電路32的諧振頻率Fres最遠。設想固定頻率交流電源的情形，對于由L1和C1形成的諧振電路的低諧振頻率把電感L1選擇得較高，從而衰減曲線遠低于交流電源頻率Fac。大的L1值也使由L1和C2形成的諧振電路的諧振頻率低于交流電源頻率Fac。對于交流電源頻率Fac，電感L1和電容C2形成一個低通濾波器。以這樣一種方式選擇電容器C1和C2的值，從而在二極管D1和D2的陽極(34和35)處的正波峰電壓Va1和Va2等于或低于希望輸出電壓Vout，以便使最小輸出功率等于零。更具體地說，為了在給定輸出電壓Vout下實現零功率輸出，在二極管D1的陽極處的波峰電壓值Va1必須等于輸出電壓Vout。
對于給定輸出電壓Vout達到零或基本上達到零輸出功率的標準是，由電感L1和電容C2形成的低通濾波器產生的交流電源基波頻率Fac的衰減等于交流電源基波頻率的波峰振幅與輸出電壓Vout的比值。當改變交流電源頻率Fac時，電路的操作類似。得到用于電流和電壓的相同波形。
圖6是本發(fā)明功率調整器的第二實施例。第二電容C2放置在變壓器33的次級側。更具體地說，電容C2跨過變壓器33的次級繞組連接，使電容C2的終端連接到二極管D1和D2的陽級的每一個上。變壓器33的漏電感T1成為由電感器L1、電容器C1、變壓器的漏電感T1及電容C2組成的調諧電路的部分。變壓器33的漏電感T1與電感L1的電感之和構成諧振電路的電感部分。因而，電感L1的值可以設置成補償變壓器33的漏電感T1。因而，本發(fā)明的第二實施例減小變壓器33的漏電感T1的影響。
跨過變壓器33的次級側放置電容C2進一步允許把電容C2的值設置成補償隔離變壓器的繞組電容。而且，電容C2的值可以設置成補償與整流裝置34的二極管D1和D2有關的電容。變壓器33的寄生繞組電容完全跨過電容C2，并因此形成電容C2的值的一部分。而且，二極管D1和D2的結電容完全跨過電容C2，并因此也形成電容C2的值的一部分。
圖7是根據本發(fā)明的功率調整器的第三實施例。本發(fā)明的第三實施例類似于圖5中表明的本發(fā)明第一實施例，然而，一個串聯電感L2添加在二極管D1和D2的陽極連接點與輸出終端38之間。在圖7上的類似標號指示與以前圖中的類似或對應的部分。然而，在圖7中電感12添加到整流裝置34上。正象在圖5中所示的第一實施例中那樣，調諧電路限于電感器L1及電容C1和C2。變壓器33的初級電感和電感L2選擇得足夠高，對諧振電路具有最小的影響。更具體地說，如果把電感L2設置成如此高的值，從而從二極管D2輸送的信號電壓的波形對通過電感L2的輸出電流Iout沒有什么影響，則電感L2幾乎不影響由電感L1、及電容C1和C2形成的諧振電路的諧振頻率。
圖8是根據本發(fā)明第四實施例的功率調整器。圖8中表明的功率調整器類似于圖6中表明的功率調整器，該功率調整器把電容C2放置在隔離變壓器33的次級側，然而，把電感L2添加到整流裝置34上，如在圖7中表明的實施例中那樣。串聯電感L2減小在整流裝置34中的二極管D1和D2的恢復損失。電感L2起對于在二極管D1和D2的陰極處的交流電壓產生高阻抗及對于直流輸出產生低阻抗的作用。
為了減小在整流器二極管中的反向恢復損失，重要的是，二極管具有盡可能慢的正向電流過渡和盡可能慢的反向電壓過渡。必要的還有，二極管的每一個僅每個周期只進入反向一次。圖12和13表示對于通過二極管D1和D2的正向電流Id1和Id2的波形。圖12進一步表示對于二極管D1跨過二極管的電壓的波形。圖12表示D1的緩慢正向電流增大和減小及跨過二極管D1的反向電壓的平穩(wěn)增大。串聯電感L2使輸出電流Iout為恒定的直流值(具有小的交流分量)(見圖11A和11B的底部波形)，并且使電流從一個二極管逐漸接收到另一個。這由圖13的Id1和Id2的波形圓圈部分標出。在通過二極管的電流已經達到零之后，反向電壓如在跨過二極管D1的電壓波形中表示的那樣平穩(wěn)地升高，如圖12中所示。在二極管中的正向電流減小得越慢，恢復電荷越少。而且，恢復電荷以熱量形式消散得越少，反向電壓升高得越慢。因而，有較小的恢復損失。
為了實現這種操作模式，需要用于C2的最小值。如果C2太小，則二極管將每個周期多于一次進入反向(截止)，也引起反向恢復損失在每個周期發(fā)生多于一次。圖16表示其中C2是最小值C2min的0.7倍的情形。二極管每個周期截止兩次，導致不能接收的高恢復損失。
C2最小值的確定如下二極管D1和D2將引起電流Iin的雙側整流，導致直流輸出電流Iout。如果假定電感L2是無限大，那么輸出電流Iout等于輸入電流Iin的平均值，就是Iout＝Iinpk((∑0→π(sinΦ))/π)Iout＝近似0.64Iinpk(公式2)其中假定Iin是完美的正弦波，而Φ是輸入的頻率。
如果輸入電流Iin的瞬時值低于輸出電流Iout，則二極管D1和D2都導通。這由表明通過二極管D1和D2的正向電流Id1和Id2的圖13的圓圈區(qū)域表明。如果輸入電流Iin的瞬時值超過輸出電流Iout，則二極管之一將截止，并且“半正弦波形狀”電壓波形Va1和Va2出現在二極管D1和D2的陽極處。該電壓波形由電容C2與電感L1的諧振確定。
諧振電路C2和L1的諧振僅當二極管之一截止時才出現，因為二極管D1和D2都導通時，電容C2由兩個導通二極管短路，并因此然后存在的諧振僅歸因于電感L1和電容C1。
用于電容C2的諧振頻率的準確公式是FresC2＝1/(2π(L1(C1(4)C2/(C1+4C2)))) (公式3)因數4來自隔離變壓器的變比T1。
由于電容C2遠小于電容C1，所以該公式能簡化成FresC2＝1/(4π(L1C2) (公式4)滿足設置電容C2的值的標準是，在輸入電流Iin的瞬時值(而不是RMS值)大于輸出電流Iout的時間期間，他們不可能大于諧振頻率FresC2的一個完全循環(huán)。如果有多于一個循環(huán)，則二極管每個周期多于一次截止，導致過大的恢復損失。
給定公式1，當輸出電流Iout達到大于輸入電流的平均值0.64Iinpk時，輸入電流Iin將高于輸出電流Iout。因此，在360°周期的近似100°期間，輸入電流Iin高于輸出電流Iout。這意味著諧振頻率FresC2的最大值是電壓源Fac頻率的3.6倍。
FresC2max＝(360/100)Fac (公式5)用于C2的最小值然后是C2min＝1/(16p2(3.6)2Fac2L1)C2min＝近似1/(204.7Fac2L1)(公式6)圖15、16、17和18對于電容C2的不同值表示對于輸入電流Iin和在二極管D1的陽極處的電壓Va1的波形。
圖15表示其中電容C2等于C2min的情形。輸入電流Iin的波形清楚地表示在基波頻率的波峰中諧振頻率FresC2的一個完全循環(huán)。
圖16表示其中電容C2小于C2min的情形。更具體地說，C2＝0.7C2min。輸入電流Iin的波形表示多于諧振頻率FresC2的一個完全循環(huán)，并且電壓Va1的波形表示在一個地方中的兩個波峰。兩個波峰指示二極管每個循環(huán)截止兩次，導致兩次恢復損失。
圖17表示其中電容C2大于C2min的情形。在圖17中C2＝(3C2min)。Iin的波形表示小于諧振頻率FresC2的一個完全循環(huán)。
圖18表示其中電容C2遠大于C2min的情形。在圖18中C2＝6C2min。輸入電流Iin的波形接近正弦波，因為在輸入電流Iin的波峰中只有諧振頻率FresC2的約半個循環(huán)。得到圖11A和B中的波形，把電容C2的值設置得遠大于C2min。
由于電感L1當電壓源頻率Fac恒定時是可變的，所以對于電感L1的最小可能值必須計算C2min。
圖9表示類似于圖8中表明的實施例的本發(fā)明第五實施例，其中類似標號指示對應部分，然而，在圖9中變壓器33用一個具有多線纏繞和串聯連接的多個相同變壓器繞組44a、44b和44c的變壓器44代替。在變壓器上串聯相同繞組和多線纏繞法的使用，使變壓器44的漏電感T1最小，并且減小變壓器44的繞組的銅損。在圖9中，變壓器44具有三個相同的繞組，并且用來得到2∶1的從輸入至輸出的變比。
圖10是按照本發(fā)明第六實施例的功率調整器，其中變壓器45帶有多線纏繞和串聯連接的兩個相同變壓器繞組45a和45b，以便得到1∶1的從輸入至輸出的變比。
表明本發(fā)明第六實施例的圖10，當采用元件和電壓的如下值時，提供表明在圖11A和11B中的波形。
Fac 700kHz/36Vpp方波(或42Vpp正弦波)L1 0.92μHC1 100nFN1/N2 1C2 4700pFL2 2.2μHC3 10μFRload 1ΩVout12VDC圖11A表明采用交流電源借助于方波得到的波形，而圖11B表示采用交流電源借助于正弦波得到的波形。交流電源的實際波形并不重要，只要基波頻率在用于Fac的給定值處。來自交流電源的波形形狀實際上不影響得到的電壓和電流。
還設想一種調整功率的方法，包括為了調整在輸出處的功率，調節(jié)在交流電源頻率與第一諧振電路的諧振頻率之間的對應性，該第一諧振電路包括串聯連接到交流電源上一個第一電感L1和一個第一電容C1；及當在輸出處有基本上為零的電流時，把功率調整器的輸出電壓調節(jié)到比交流電源電壓低的值。當有零輸出電流時把輸出電壓調節(jié)成比交流電源電壓低的步驟包括，提供一個與輸出并聯連接的第二電容C2以與第一電感L1形成一個第二諧振電路。
盡管參照最佳實施例已經描述了本發(fā)明，但對于熟悉本專業(yè)的技術人員顯而易見的是，在本發(fā)明的精神和范圍內可以變更和修改。附圖和對最佳實施例的描述是示范性的而不限制本發(fā)明的范圍，并且打算把所有這樣的變更和修改覆蓋在本發(fā)明的精神和范圍內。
權利要求
1.一種功率調整器，包括一個交流電源，具有一個電壓和一個頻率；一個輸出，具有一個輸出電壓；一個第一諧振電路，包括串聯連接到所述交流電源上的一個第一電感和一個第一電容，并且具有一個第一諧振頻率；用來調節(jié)在所述交流電源頻率與所述第一諧振電路的第一諧振頻率之間的對應性以便調整功率的調節(jié)裝置；及用來當有基本上為零的輸出電流時調整到比所述交流電源電壓低的輸出電壓的調整裝置。
2.根據權利要求1所述的功率調整器，其中用來調整的所述調整裝置包括一個與所述輸出并聯連接的第二電容，以與所述第一電感形成一個第二諧振電路。
3.根據權利要求1所述的功率調整器，其中用來調節(jié)在所述交流電源頻率與第一諧振頻率之間的對應性的所述調節(jié)裝置包括用來改變第一電感的裝置。
4.根據權利要求1所述的功率調整器，其中用來調節(jié)在所述交流電源頻率與第一諧振頻率之間的對應性的所述調節(jié)裝置包括用來改變電容的裝置。
5.根據權利要求1所述的功率調整器，其中用來調節(jié)在所述交流電源頻率與第一諧振頻率之間的對應性的所述調節(jié)裝置包括用來改變所述交流電源的所述頻率的裝置。
6.根據權利要求1所述的功率調整器，其中用來調整的所述調整裝置允許基本上為零的輸出功率。
7.根據權利要求1所述的功率調整器，進一步包括一個帶有一個初級繞組和至少一個次級繞組的隔離變壓器；所述初級繞組與所述第一諧振電路串聯連接，并且所述第二繞組可操作地連接到所述功率調整器的所述輸出上。
8.根據權利要求2所述的功率調整器，進一步包括一個帶有一個初級繞組和至少一個次級繞組的隔離變壓器；所述初級繞組與所述第一諧振電路串聯連接，并且所述第二繞組可操作地連接到所述功率調整器的所述輸出上。
9.根據權利要求7所述的功率調整器，進一步包括連接到所述變壓器的所述次級繞組上的整流裝置，以在所述功率調整器的所述輸出處提供直流電壓。
10.根據權利要求9所述的功率調整器，其中所述整流裝置包括一個串聯電感器。
11.根據權利要求9所述的功率調整器，其中所述第二電容設置成等于或高于一個最小值。
12.根據權利要求9所述的功率調整器，其中所述第二諧振電路具有第二諧振頻率，并且所述第二電容設置成這樣一個值當輸入電流的瞬時值大于輸出電流Iout時，允許小于所述第二諧振頻率的一個整波。
13.根據權利要求9所述的功率調整器，進一步包括用來減慢來自所述整流裝置的正向電流輸出的過渡的裝置。
14.根據權利要求13所述的功率調整器，其中用來減慢來自所述整流裝置的正向電流過渡的所述裝置包括一個串聯電感器。
15.根據權利要求9所述的功率調整器，進一步包括用來消除跨過所述整流裝置的電壓的急劇過渡的裝置。
16.根據權利要求15所述的功率調整器，其中用來消除跨過所述整流裝置的電壓的急劇過渡的所述裝置包括一個串聯電感器。
17.根據權利要求9所述的功率調整器，進一步包括用來減小與所述整流裝置有關的恢復損失的裝置。
18.根據權利要求17所述的功率調整器，其中用來減小恢復損失的所述裝置包括一個串聯電感器。
19.根據權利要求8所述的功率調整器，其中所述第二電容跨過所述變壓器的初級繞組連接。
20.根據權利要求8所述的功率調整器，其中所述第二電容跨過所述變壓器的所述次級繞組連接。
21.根據權利要求7所述的功率調整器，其中所述第一諧振電路包括所述隔離變壓器的漏電感。
22.根據權利要求8所述的功率調整器，其中第二電容的值設置成補償所述變壓器的繞組電容。
23.根據權利要求7所述的功率調整器，進一步包括整流裝置，并且其中第二電容的值設置成補償與所述整流裝置有關的電容。
24.根據權利要求7所述的功率調整器，其中所述變壓器包括串聯連接的多個相同繞組。
25.根據權利要求24所述的功率調整器，其中所述相同繞組是纏繞的多線。
26.一種功率調整器，包括一個交流電源，具有一個電壓和一個頻率；一個輸出，具有一個輸出電壓；一個第一諧振電路，包括串聯連接到所述交流電源上的一個第一電感和一個第一電容，并且具有一個第一諧振頻率；用來調節(jié)在所述交流電源頻率與所述第一諧振電路的第一諧振頻率之間的對應性的裝置，以便調整功率；及一個第二電容，與所述輸出并聯連接，以與所述第一電感形成一個第二諧振電路。
27.一種調整功率的方法，包括當在所述輸出處有基本上為零的電流時，把所述功率調整器的輸出電壓調節(jié)到比所述交流電源電壓低的值。
28.根據權利要求27所述的方法，其中當有零輸出電流時把輸出電壓調節(jié)成比交流電源電壓低的所述步驟包括，提供一個與所述輸出并聯連接的第二電容以與所述第一電感形成一個第二諧振電路。
全文摘要
提供一種功率調整器(30)，該功率調整器(30)采用一個諧振電路(32)，并且允許在一定的最大值與零之間的調節(jié)。通過調節(jié)諧振頻率與諸如輸送正弦波或方波的交流電源之類的電壓源(31)的頻率之間的對應性，調節(jié)一個串聯諧振電路以調整功率。而且，當輸出電流為零時，把輸出電壓調節(jié)成比交流電源(31)低。一個電容(C2)與功率調整器(30)的輸出并聯連接，以與串聯諧振電路(32)的電感(L1)形成一個第二諧振電路。也設想一種功率調整的方法。
文檔編號G05F1/10GK1398411SQ99806462
公開日2003年2月19日 申請日期1999年5月7日 優(yōu)先權日1998年5月22日
發(fā)明者亞里安姆·簡森 申請人:Nmb(美國)公司