專利名稱：Rfid收發(fā)器裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種RFID(射頻識(shí)別)系統(tǒng)中的RFID收發(fā)器裝置，更具體地，涉及一種改進(jìn)了接收器噪聲的RFID收發(fā)器裝置。
背景技術(shù)：
如圖1所示，在RFID系統(tǒng)中，載波信號(hào)從由RFID收發(fā)器裝置1構(gòu)成的詢問(wèn)器發(fā)送到諸如IC標(biāo)簽2的響應(yīng)器(P1)。IC標(biāo)簽2用信息數(shù)據(jù)對(duì)接收到的載波信號(hào)進(jìn)行調(diào)制，并通過(guò)反射(反向散射)將其發(fā)回給RFID收發(fā)器裝置1。RFID收發(fā)器裝置1通過(guò)對(duì)反射的信號(hào)進(jìn)行解調(diào)來(lái)獲得信息數(shù)據(jù)。
圖2示出RFID收發(fā)器裝置的配置的示例。此RFID收發(fā)器裝置通過(guò)外部接口I/F連接到數(shù)據(jù)處理裝置(未示出)。控制和處理電路10對(duì)本機(jī)振蕩電路11進(jìn)行控制以對(duì)應(yīng)于各條信道生成本機(jī)振蕩信號(hào)。
在通過(guò)雙工器13從天線16發(fā)射之前，發(fā)送電路12對(duì)從本機(jī)振蕩電路11生成的本機(jī)振蕩信號(hào)進(jìn)行調(diào)制和功率放大。此外，本機(jī)振蕩信號(hào)提供給接收電路14中的解調(diào)電路，解調(diào)電路通過(guò)對(duì)來(lái)自IC標(biāo)簽2的反射信號(hào)進(jìn)行解調(diào)來(lái)輸出信息數(shù)據(jù)。
從成本和尺寸的角度出發(fā)，在圖2中要為發(fā)送和接收分別地提供分立的天線是不理想的，因此可以對(duì)RFID收發(fā)器裝置1采用如圖2所示的收發(fā)天線16。
此外，由于在IC標(biāo)簽2是無(wú)源標(biāo)簽的情況下工作電力(電源能量)是從RFID收發(fā)器裝置1發(fā)送的電磁波獲得的，所以RFID收發(fā)器裝置1需要具有大的發(fā)送功率。相反，由于從IC標(biāo)簽2的響應(yīng)發(fā)送是通過(guò)反射(反向散射)來(lái)進(jìn)行的，所以與RFID收發(fā)器裝置發(fā)送的電磁波的功率相比，其功率非常微弱。因此，其通信對(duì)方(partner)是無(wú)源IC標(biāo)簽的RFID收發(fā)器裝置1需要具有高輸出功率以向IC標(biāo)簽2提供電源能量，同時(shí)，因?yàn)閬?lái)自無(wú)源IC標(biāo)簽的反向散射信號(hào)非常微弱，所以RFID收發(fā)器裝置1必須具有高靈敏度的接收能力。
當(dāng)采用收發(fā)天線16時(shí)，為了隔離發(fā)送和接收信號(hào)，設(shè)置有雙工器13(通常由循環(huán)器或耦合器構(gòu)成)；然而，如上所述，發(fā)送信號(hào)的能量很大，因此產(chǎn)生發(fā)送信號(hào)的泄漏15，其電平取決于雙工器13實(shí)現(xiàn)的隔離程度。此外，如圖3所示，除了分量15a衰減地通過(guò)雙工器之外，發(fā)送信號(hào)的泄漏分量還包括天線16的饋電端反射的分量15b。此外，如圖4所示，如果發(fā)送和接收信號(hào)頻率f1與f2不同，例如其在移動(dòng)電話終端的情況下那樣，可以通過(guò)設(shè)置帶通濾波器12a，14a以及雙工器13來(lái)實(shí)現(xiàn)對(duì)發(fā)送和接收的隔離。然而，在RFID系統(tǒng)的情況下，如圖3所示，發(fā)送(載波信號(hào))的頻率和接收(標(biāo)簽反射信號(hào))的頻率相同，所以不能使用濾波器來(lái)隔離?；谏鲜鲈颍跇?gòu)成接收電路14的解調(diào)電路的輸出中檢測(cè)到載波信號(hào)的相位噪聲的出現(xiàn)。此外，由于因發(fā)送信號(hào)的泄漏所引起的飽和問(wèn)題，無(wú)法在解調(diào)電路的上游進(jìn)行低噪聲放大。
將參照附圖進(jìn)一步描述檢測(cè)這種相位噪聲的機(jī)制。圖5是圖2所示的RFID收發(fā)器裝置1的發(fā)送電路12和接收電路14的詳細(xì)配置的示例。
圖6是示出構(gòu)成接收電路14的解調(diào)電路14b的輸入信號(hào)的圖。解調(diào)電路14b的輸入信號(hào)是來(lái)自本機(jī)振蕩電路11的本機(jī)振蕩信號(hào)17(圖6A)和發(fā)送信號(hào)的泄漏分量15(圖6B)，該泄漏分量15包括具有衰減地通過(guò)雙工器13發(fā)送的分量15a和來(lái)自天線饋電端的反射信號(hào)15b。
因此，假設(shè)解調(diào)電路14b的操作是乘法，當(dāng)丟棄高階的分量時(shí)，解調(diào)電路14b的輸出可以用表達(dá)式(1)來(lái)表示。
cos[ωt+p[t]]×cos[ω(t-τ)+P[t-τ]]]]>⇒12cos[ωτ+P[t]-P[t-τ]]]]>…(1)表達(dá)式(1)中的確定解調(diào)電路的輸出中的相位噪聲分量的大小的項(xiàng)，即P[t]-P[t-τ]當(dāng)τ＝0時(shí)為0。相反，如果相位噪聲是時(shí)間相關(guān)的，則它隨τ增大而增大。
然而，在上述表達(dá)式中，cos[ωt+P[t]]是來(lái)自本機(jī)振蕩電路11的本機(jī)振蕩信號(hào)(圖6A)，并且cos[ω(t-τ)+P[t-τ]]是發(fā)送信號(hào)的泄漏15(圖6B)。
另一方面，通過(guò)P[t]=∫0tdu∫0uh[u-v]g[y]dv]]>來(lái)表示相位噪聲分量，其中g(shù)[t]是本機(jī)振蕩電路11的VCO的輸入噪聲，并且h[t]是VCO輸入級(jí)的頻率特性(環(huán)路濾波器特性)。因此，相位噪聲分量與時(shí)間具有相關(guān)性。
從上述關(guān)系中可以看出，如果對(duì)于來(lái)自本機(jī)振蕩電路11的本機(jī)振蕩信號(hào)與對(duì)于發(fā)送信號(hào)的泄漏15，到路徑解調(diào)電路14b的輸出的路徑各不相同，從而如圖6所示在到解調(diào)電路的路徑之間存在時(shí)間差，則發(fā)送信號(hào)的泄漏15(圖6B)與本機(jī)振蕩信號(hào)(圖6A)的相關(guān)性隨著路徑時(shí)間差τ變大而變小結(jié)果，從解調(diào)電路14b的輸出的噪聲分量也變大。圖7是示出路徑時(shí)間差與噪聲電平(相對(duì)值)之間的關(guān)系的曲線圖。根據(jù)圖7的曲線圖可以明白，檢測(cè)到的相位噪聲電平隨著路徑時(shí)間差τ變大而變大，并且如果沒(méi)有路徑時(shí)間差，則基本上消除了相位噪聲分量。
可以提到日本專利申請(qǐng)?zhí)亻_(kāi)No.2003-174388作為現(xiàn)有技術(shù)。該日本專利申請(qǐng)?zhí)亻_(kāi)No.2003-174388提到，從詢問(wèn)器發(fā)送的載波本身具有的相位噪聲和同步檢波中包含的PLL振蕩電路的相位噪聲出現(xiàn)在解調(diào)信號(hào)中，并且對(duì)接收靈敏度造成不利的影響。在上述日本專利申請(qǐng)?zhí)亻_(kāi)No.2003-174388中闡述的發(fā)明目的是防止詢問(wèn)器的同步檢波中接收靈敏度的降低。
然而，在上述日本專利申請(qǐng)?zhí)亻_(kāi)No.2003-174388中闡述的發(fā)明的設(shè)置是使用來(lái)自標(biāo)簽的響應(yīng)信號(hào)作為基準(zhǔn)來(lái)校正本機(jī)信號(hào)LO的相位。這種設(shè)置在響應(yīng)信號(hào)和發(fā)送信號(hào)的泄漏的幅度/相位基本無(wú)變化的系統(tǒng)(即頻率低(大約13.56MHz)且到響應(yīng)器的距離小(大約30cm)的系統(tǒng))中有效。
然而，在UHF頻帶(860MHz到960MHz)或者更高頻帶中以數(shù)m的距離使用RFID收發(fā)器裝置和IC標(biāo)簽的情況下，根據(jù)距離，經(jīng)歷10倍或更多倍的360°的相位變化。

發(fā)明內(nèi)容
因此，本發(fā)明的目的是提供一種RFID收發(fā)器裝置，其無(wú)論到標(biāo)簽的距離如何，即使在不能使用上述的日本專利申請(qǐng)?zhí)亻_(kāi)No.2003-174388中闡述的發(fā)明的條件下也使得可以減小噪聲，由此使得可以高靈敏度地接收。
根據(jù)第一方面，借以實(shí)現(xiàn)本發(fā)明上述目的的RFID收發(fā)器裝置的特征在于其包括本機(jī)振蕩電路，產(chǎn)生本機(jī)振蕩信號(hào)；解調(diào)電路，使用從本機(jī)振蕩電路輸出的本機(jī)振蕩信號(hào)的頻率對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行解調(diào)；發(fā)送電路，對(duì)從本機(jī)振蕩電路輸出的本機(jī)振蕩信號(hào)進(jìn)行調(diào)制、放大和發(fā)送；雙工器，將來(lái)自發(fā)送電路的發(fā)送信號(hào)提供給收發(fā)天線，并將收發(fā)天線接收到的接收信號(hào)分流到解調(diào)電路；此外還包括本機(jī)振蕩電路與解調(diào)電路之間的延遲電路，該延遲電路的延遲量被設(shè)置為與從本機(jī)振蕩電路輸出的用于發(fā)送的發(fā)送信號(hào)經(jīng)由雙工器進(jìn)入解調(diào)電路的泄漏的路徑與從本機(jī)振蕩電路到解調(diào)電路的直接輸入的路徑之間的路徑差對(duì)應(yīng)的大小。
根據(jù)第二方面，在第一方面中的借以實(shí)現(xiàn)本發(fā)明上述目的的RFID收發(fā)器裝置的特征在于其還包括根據(jù)解調(diào)電路的輸出對(duì)噪聲電平進(jìn)行檢測(cè)的控制和處理電路，所述控制和處理電路響應(yīng)于檢測(cè)到的噪聲電平對(duì)延遲電路的延遲量進(jìn)行反饋控制。
根據(jù)第三方面，借以實(shí)現(xiàn)本發(fā)明上述目的的RFID收發(fā)器裝置的特征在于其包括本機(jī)振蕩電路，產(chǎn)生本機(jī)振蕩信號(hào)；解調(diào)電路，使用從本機(jī)振蕩電路輸出的本機(jī)振蕩信號(hào)的頻率對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行解調(diào)；調(diào)制電路，對(duì)從本機(jī)振蕩電路輸出的本機(jī)振蕩信號(hào)進(jìn)行調(diào)制；以及雙工器，將從調(diào)制電路輸出的發(fā)送信號(hào)提供給收發(fā)天線，并將收發(fā)天線接收到的接收信號(hào)分流到解調(diào)電路；此外，從調(diào)制電路輸出的本機(jī)振蕩信號(hào)提供給解調(diào)電路的路徑上的延遲量被設(shè)置為與發(fā)送信號(hào)經(jīng)由雙工器輸入到解調(diào)電路的泄漏路徑上的延遲量相等。
根據(jù)第四方面，借以實(shí)現(xiàn)本發(fā)明上述目的的RFID收發(fā)器裝置的特征在于，在第一方面到第三方面的任何一個(gè)中，其還包括收發(fā)天線和連接該收發(fā)天線與雙工器的延遲電路，該延遲電路的延遲量被設(shè)置為使得從雙工器看到的收發(fā)天線的阻抗基本等于特性阻抗。
根據(jù)第五方面，借以實(shí)現(xiàn)本發(fā)明上述目的的RFID收發(fā)器裝置的特征在于，在第二方面中，控制和處理電路中對(duì)噪聲電平的檢測(cè)是從發(fā)送電路到標(biāo)簽的命令發(fā)送停止的狀態(tài)下執(zhí)行的。
根據(jù)本發(fā)明，獲得了一種RFID收發(fā)器裝置，其中無(wú)論到標(biāo)簽的距離如何都可以實(shí)現(xiàn)噪聲電平的降低并且由此可以實(shí)現(xiàn)高靈敏度的接收，并且其中可以在UHF頻帶或更高頻帶的頻率上實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的穩(wěn)定化。
根據(jù)以下參照附圖來(lái)描述的本發(fā)明的實(shí)施例，本發(fā)明的特性特征將變得更加顯而易見(jiàn)。


圖1是給出以說(shuō)明RFID系統(tǒng)的圖；圖2是RFID收發(fā)器裝置的框圖；圖3是給出以說(shuō)明發(fā)送信號(hào)的泄漏分量和在天線饋電端的反射的圖；圖4是給出以說(shuō)明在上行頻率與下行頻率不同的情況下發(fā)送信號(hào)的泄漏分量和在天線饋電端的反射的圖；圖5是示出圖2所示的RFID收發(fā)器裝置1的發(fā)送電路和接收電路的配置的具體示例的圖；圖6是示出構(gòu)成接收電路的解調(diào)電路的輸入信號(hào)的圖；圖7是示出路徑時(shí)間差與噪聲電平(相對(duì)值)之間的關(guān)系的曲線圖；
圖8是根據(jù)本發(fā)明的RFID收發(fā)器裝置的第一實(shí)施例的框圖；圖9是根據(jù)本發(fā)明的RFID收發(fā)器裝置的第二實(shí)施例的框圖；圖10是根據(jù)本發(fā)明的RFID收發(fā)器裝置的第三實(shí)施例的框圖；圖11是圖10中的解調(diào)電路14b的示意圖；圖12示出了采用了根據(jù)圖11的解調(diào)電路的情況下控制和處理電路10的對(duì)于延遲電路18的處理流程；圖13A和13B是給出以說(shuō)明對(duì)延遲電路18中的延遲量的控制的圖；圖14是給出以進(jìn)一步說(shuō)明圖7所示的路徑時(shí)間差和噪聲電平(相對(duì)值)的圖；圖15是針對(duì)I信道和Q信道的噪聲之和(I2+Q2)求路徑時(shí)間差與噪聲電平(相對(duì)值)的曲線圖；圖16仍是進(jìn)一步示出本發(fā)明另一實(shí)施例的圖；圖17是延遲電路20的實(shí)施例；圖18是示出天線阻抗Z與線長(zhǎng)1之間的關(guān)系的曲線圖；以及圖19是擴(kuò)展了圖16的實(shí)施例的示例。
具體實(shí)施例方式
下面將參照附圖來(lái)說(shuō)明本發(fā)明的實(shí)施例。應(yīng)該注意，給出實(shí)施例是為了輔助理解本發(fā)明，本發(fā)明的技術(shù)范圍不限于此。
圖8是根據(jù)本發(fā)明的RFID收發(fā)器裝置的第一實(shí)施例的框圖。與圖5所示的現(xiàn)有技術(shù)的配置相比，本實(shí)施例的特性特征是在本機(jī)振蕩電路11與解調(diào)電路14b之間設(shè)置有延遲電路18。
在圖8中，因?yàn)閺谋緳C(jī)振蕩電路11經(jīng)過(guò)解調(diào)電路12b和功率放大器12c發(fā)送的發(fā)送信號(hào)從雙工器13泄漏到解調(diào)電路14b的泄漏信號(hào)15的路徑比從本機(jī)振蕩電路11直接提供給解調(diào)電路14b的本機(jī)振蕩信號(hào)17的路徑長(zhǎng)，所以產(chǎn)生相位差。
因此，圖8中的特性特征是通過(guò)使用延遲電路18以對(duì)從本機(jī)振蕩電路11直接提供給解調(diào)電路14b的本機(jī)振蕩信號(hào)17的路徑提供延遲從而使泄漏信號(hào)15的路徑相等。這樣，如圖7所示，產(chǎn)生與當(dāng)路徑差為“0”時(shí)相同的情況，因此可以將相對(duì)噪聲電平減小到最小。
圖9是根據(jù)本發(fā)明的RFID收發(fā)器裝置的第二實(shí)施例的框圖。第二實(shí)施例的特性特征在于，電路配置使得從本機(jī)振蕩電路11提供到解調(diào)電路14b的本機(jī)振蕩信號(hào)17的路徑與從本機(jī)振蕩電路11經(jīng)由雙工器13的泄漏信號(hào)15的路徑基本相同。
特別地，在功率放大器12c的下游設(shè)置耦合電路12d以減小關(guān)于提供給解調(diào)電路14b的本機(jī)振蕩信號(hào)17與經(jīng)由雙工器13的泄漏信號(hào)15的路徑的差，而不是將本機(jī)振蕩信號(hào)直接從本機(jī)振蕩電路11提供給解調(diào)電路14b。此外，通過(guò)在耦合電路12d與解調(diào)電路14b之間設(shè)置微調(diào)電路18a來(lái)調(diào)節(jié)與現(xiàn)有路徑的微小差別對(duì)應(yīng)的延遲量。
因此，在圖9的實(shí)施例中，因?yàn)榭梢允沟锰峁┙o解調(diào)電路14b的本機(jī)振蕩信號(hào)17的路徑與經(jīng)由雙工器13的泄漏信號(hào)15的路徑基本相等，所以同樣可以減小相位噪聲。
圖10示出了第三實(shí)施例。該實(shí)施例的特性特征是，可以根據(jù)接收到和檢測(cè)到的噪聲電平適當(dāng)?shù)貙?duì)圖8的第一實(shí)施例中的延遲電路18的延遲量進(jìn)行控制。
具體地，解調(diào)電路14b的輸出通過(guò)放大器14c和低通濾波器14a輸入到A/D轉(zhuǎn)換器14d以轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)。A/D轉(zhuǎn)換器14d的數(shù)字輸出輸入到對(duì)噪聲電平進(jìn)行估計(jì)的控制和處理電路10中。
控制和處理電路10將取決于噪聲電平的校正量控制信號(hào)19提供給延遲電路18以提供對(duì)應(yīng)的延遲量。這樣，可以根據(jù)噪聲電平適當(dāng)?shù)乜刂蒲舆t量。為了執(zhí)行這種控制，控制和處理電路10可以被構(gòu)成為配備有校正電平與校正量控制信號(hào)之間的對(duì)應(yīng)表。
圖11是圖10中的解調(diào)電路14b的配置的示例。圖12示出了當(dāng)采用圖11的解調(diào)電路時(shí)控制和處理電路10的對(duì)于延遲電路18的處理流程。此外，圖13A和13B是給出以說(shuō)明延遲電路18中的延遲量控制的圖。
我們現(xiàn)在回到圖11的說(shuō)明。解調(diào)電路14b包括正交分離電路141，將接收信號(hào)RX分離成相互正交的I信道信號(hào)和Q信道信號(hào)；乘法器142，將I信道信號(hào)與從本機(jī)振蕩電路11輸出的本機(jī)振蕩信號(hào)(LO)17相乘；以及乘法器143，將Q信道信號(hào)乘以從本機(jī)振蕩電路11輸出并通過(guò)移相器144相移90°的本機(jī)振蕩信號(hào)。
在圖12中，當(dāng)通過(guò)執(zhí)行校準(zhǔn)來(lái)設(shè)置延遲電路18的延遲量時(shí)，這是在從RFID發(fā)送裝置到IC標(biāo)簽的命令發(fā)送被禁止的狀態(tài)下執(zhí)行的(步驟S1)。通過(guò)輸入從解調(diào)電路14b輸出的I信道解調(diào)信號(hào)和Q信道解調(diào)信號(hào)，控制和處理電路10求出解調(diào)電路輸出的初始功率P1(＝I2+Q2)(步驟S2)。
當(dāng)如上所述地執(zhí)行對(duì)延遲電路18的校準(zhǔn)時(shí)，功率(I2+Q2)是在從RFID發(fā)送裝置到IC標(biāo)簽的命令發(fā)送被禁止的情況下如此求出的，因此對(duì)應(yīng)于由路徑差產(chǎn)生的噪聲電平。
接著，將延遲電路18的延遲量τ增加Δτ1(步驟S3)。然后求出此時(shí)解調(diào)電路14b的輸出功率P2(＝I2+Q2)(步驟S4)。然后將該延遲量τ增加了Δτ1時(shí)的功率P2與初始功率P1進(jìn)行比較(步驟S5)。在該功率比較中，如果P2＜P1(在步驟S5中為是)，當(dāng)直接輸入到解調(diào)電路14b的本機(jī)振蕩信號(hào)(LO)17的路徑變大時(shí)，其與經(jīng)由雙工器13到達(dá)的泄漏分量的路徑的差變小，表示噪聲電平變小。
圖13A和13B示出了該路徑差與噪聲電平之間的關(guān)系。此外，圖13A示出了噪聲電平以路徑差的對(duì)應(yīng)于相位差λ/2的點(diǎn)為中心而增大或減小的特性；在此圖中，反饋控制的目標(biāo)值是最小噪聲電平。
圖13B表示在正方向和負(fù)方向上擴(kuò)展的圖13A的路徑差，并且示出了當(dāng)將延遲電路18的延遲量控制在路徑差小于與相位差λ/2對(duì)應(yīng)的路徑差的范圍中時(shí)向著噪聲電平最小的目標(biāo)值的控制方向。
可以理解，在上述步驟S5中，P2＜P1例如對(duì)應(yīng)于圖13B中的控制方向I。
此外，返回圖12，如果P2＜P1(在步驟S5中為是)，則設(shè)置P1＝P2(步驟S6)并且處理返回到步驟S3，在步驟S3中另行設(shè)置進(jìn)一步延遲量Δτ1；然后繼續(xù)步驟S4和后續(xù)步驟的處理。
反之，如果在步驟S5中P2＞P1(在步驟S5中為否)，則按使延遲量τ減小量Δτ2(＜Δτ1)的方向來(lái)設(shè)置延遲量τ(步驟S7)。接著，求出此時(shí)解調(diào)電路輸出的功率P2(＝I2+Q2)(步驟S8)。將該延遲量τ減少了Δτ2時(shí)的功率P2與初始功率P1進(jìn)行比較(步驟S9)。
在該功率比較中，如果P2＜P1(在步驟S9中為是)，則隨著從本機(jī)振蕩電路11到解調(diào)電路14b的直接路徑變小，其與經(jīng)由雙工器13的泄漏分量15的路徑的差變小，表示噪聲電平降低。這對(duì)應(yīng)于上述的圖13B中的控制方向II。
因此，為了實(shí)現(xiàn)收斂到目標(biāo)值，用P2代替P1(步驟S10)，返回步驟S7，將延遲量進(jìn)一步減少Δτ2，并且繼續(xù)進(jìn)行步驟S7和后續(xù)步驟的處理。
現(xiàn)在考察對(duì)上述路徑差的控制范圍(見(jiàn)圖13A)。在正交調(diào)制的情況下，如圖11所示，必須通過(guò)I信道與Q信道的組合來(lái)執(zhí)行到最優(yōu)值的設(shè)置。圖14是給出以進(jìn)一步說(shuō)明在圖7所示的路徑時(shí)間差與噪聲電平(相對(duì)值)的圖；因?yàn)镮信道和Q信道具有90°相位差，所以如果對(duì)于一個(gè)信道實(shí)現(xiàn)了最優(yōu)化，則另一信道的噪聲電平變大。
例如，在圖14中，即使將I信道設(shè)置到-85dB，因?yàn)镼信道相對(duì)于I信道具有90°的相位差，所以其噪聲電平變大，為-40dB(見(jiàn)圖14，A)。因此執(zhí)行控制以對(duì)于I與Q的組合實(shí)現(xiàn)最優(yōu)值(見(jiàn)圖14，B)。
圖15是對(duì)于I信道和Q信道的噪聲之和(I2+Q2)求出路徑時(shí)間差與噪聲電平(相對(duì)值)的曲線圖。在圖15中，例如當(dāng)路徑時(shí)間差是0.5(路徑差λ/2)時(shí)，可以通過(guò)控制延遲電路18的延遲量來(lái)將路徑時(shí)間差校正到0.2(路徑差λ/5)從而實(shí)現(xiàn)10dB的噪聲電平改善(見(jiàn)圖15，II→I)。
接下來(lái)，圖16是示出本發(fā)明的另一實(shí)施例的圖。本實(shí)施例的特性特征是在雙工器13與天線16的饋電端之間設(shè)置有延遲電路20。在這種情況下，雙工器的端口分配是這樣的，TX端與ANT端進(jìn)行通信，也就是TX端→ANT端，但是阻止TX端→RX端，并且實(shí)現(xiàn)從ANT終端→RX終端的耦合。
在該實(shí)施例中，如圖17所示，延遲電路20包括設(shè)置在雙工器13與天線(圖中的負(fù)載ZL)之間的線長(zhǎng)為l的延遲線DL。可以通過(guò)該延遲線路DL來(lái)調(diào)節(jié)天線16與雙工器13之間的線長(zhǎng)l。
從雙工器看，對(duì)于線長(zhǎng)l、天線負(fù)載阻抗ZL和線特性阻抗Z0的天線阻抗Z如下。
Z=Z0ZLcosβl+Z0sinβlZ0cosβl+ZLsinβl]]>圖18是示出從圖17中的雙工器看到的天線阻抗Z與線長(zhǎng)l之間的關(guān)系的曲線圖。按照波長(zhǎng)λ對(duì)線長(zhǎng)進(jìn)行歸一化，并且假設(shè)Z0＝50Ω，ZL＝47Ω來(lái)計(jì)算阻抗Z。從圖18可以理解，可以通過(guò)改變線長(zhǎng)l來(lái)改變天線端阻抗Z。
另一方面，發(fā)送信號(hào)的泄漏量根據(jù)天線阻抗Z而變化。因此，通過(guò)例如借助于插入延遲線DL作為延遲電路20來(lái)調(diào)節(jié)到饋電端的線長(zhǎng)l，可以控制泄漏量。因此，如果天線端阻抗與特性阻抗Z0一致，則雙工器13的耦合度(發(fā)送(TX)端→接收(RX)端)理論上變?yōu)闊o(wú)窮小(0)。然而，在實(shí)際電路中，極限為大約-40dB。
因此，在本發(fā)明的該實(shí)施例中，可以通過(guò)設(shè)置延遲電路20并調(diào)節(jié)延遲電路20的線長(zhǎng)以使得從雙工器看到的天線阻抗Z更近地接近特性阻抗，從而減小發(fā)送信號(hào)到解調(diào)電路的泄漏量。
應(yīng)該注意到，圖16中的在收發(fā)天線16與雙工器13之間設(shè)置延遲電路20的配置也可以應(yīng)用于上述的圖5、圖8和圖9的實(shí)施例。
圖19是擴(kuò)展了圖16的實(shí)施例的示例。當(dāng)對(duì)多個(gè)IC標(biāo)簽使用公共的RFID收發(fā)器裝置時(shí)，使用切換器21在多個(gè)天線16a到16d之間切換連接。
圖16的實(shí)施例的原理也可以應(yīng)用于本實(shí)施例。具體地，在切換器21與天線16a至16d之間插入延遲電路22a至22d。
通過(guò)調(diào)節(jié)各個(gè)延遲電路22a至22d中的線長(zhǎng)來(lái)使對(duì)應(yīng)的天線端阻抗接近特性阻抗，可以將發(fā)送信號(hào)到解調(diào)電路14b的泄漏最小化。
正如以上參照附圖所述的那樣，根據(jù)本發(fā)明，提供了一種RFID收發(fā)器裝置，該RFID收發(fā)器裝置無(wú)論到標(biāo)簽的距離如何，都能夠通過(guò)減少噪聲來(lái)進(jìn)行高靈敏度的接收。這使得可以構(gòu)造高可靠性的RFID系統(tǒng)。
權(quán)利要求
1.一種射頻識(shí)別收發(fā)器裝置，包括本機(jī)振蕩電路，產(chǎn)生本機(jī)振蕩信號(hào)；解調(diào)電路，使用從所述本機(jī)振蕩電路輸出的本機(jī)振蕩信號(hào)的頻率對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行解調(diào)；發(fā)送電路，對(duì)從所述本機(jī)振蕩電路輸出的本機(jī)振蕩信號(hào)進(jìn)行調(diào)制、放大和發(fā)送；雙工器，將來(lái)自所述發(fā)送電路的發(fā)送信號(hào)提供給收發(fā)天線，并將所述收發(fā)天線接收到的接收信號(hào)分流到所述解調(diào)電路；以及延遲電路，在所述本機(jī)振蕩電路與所述解調(diào)電路之間，其中所述延遲電路的延遲量被設(shè)置為與從所述本機(jī)振蕩電路輸出的用于發(fā)送的發(fā)送信號(hào)經(jīng)由所述雙工器進(jìn)入所述解調(diào)電路的泄漏的路徑與本機(jī)振蕩信號(hào)從所述本機(jī)振蕩電路到所述解調(diào)電路的直接輸入的路徑之間的路徑差對(duì)應(yīng)的大小。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的射頻識(shí)別收發(fā)器裝置，還包括根據(jù)所述解調(diào)電路的輸出對(duì)噪聲電平進(jìn)行檢測(cè)的控制和處理電路，其中，所述控制和處理電路基于所述檢測(cè)到的噪聲電平對(duì)所述延遲電路的延遲量進(jìn)行控制。
3.一種射頻識(shí)別收發(fā)器裝置，包括本機(jī)振蕩電路，產(chǎn)生本機(jī)振蕩信號(hào)；解調(diào)電路，使用從所述本機(jī)振蕩電路輸出的本機(jī)振蕩信號(hào)的頻率對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行解調(diào)；調(diào)制電路，從所述本機(jī)振蕩電路輸出的本機(jī)振蕩信號(hào)進(jìn)行調(diào)制；雙工器，將所述調(diào)制電路輸出的發(fā)送信號(hào)提供給收發(fā)天線，并將所述收發(fā)天線接收到的接收信號(hào)分流到所述解調(diào)電路；以及用于將從所述調(diào)制電路輸出的發(fā)送信號(hào)作為本機(jī)振蕩信號(hào)提供給所述解調(diào)電路的路徑，其中，所述路徑上的延遲量與經(jīng)由所述雙工器輸入到所述解調(diào)電路的發(fā)送載波信號(hào)的泄漏路徑上的延遲量被設(shè)置為相同大小。
4.根據(jù)權(quán)利要求1到3中的任一項(xiàng)所述的射頻識(shí)別收發(fā)器裝置，還包括收發(fā)天線；以及將所述收發(fā)天線連接到所述雙工器的延遲電路，其中該延遲電路的延遲量被設(shè)置為使得從所述雙工器看到的所述收發(fā)天線的阻抗基本等于特性阻抗。
5.根據(jù)權(quán)利要求2所述的射頻識(shí)別收發(fā)器裝置，其中所述控制和處理電路中的對(duì)噪聲電平的檢測(cè)是在從所述發(fā)送電路到標(biāo)簽的命令發(fā)送被停止的狀態(tài)下執(zhí)行的。
全文摘要
一種RFID收發(fā)器裝置，其無(wú)論到標(biāo)簽的距離如何，都能夠通過(guò)減小噪聲來(lái)進(jìn)行高靈敏度的接收。該RFID收發(fā)器裝置包括在本機(jī)振蕩電路與解調(diào)電路之間的延遲電路，其中，該延遲電路的延遲量被設(shè)置為與從本機(jī)振蕩電路輸出的用于發(fā)送的發(fā)送信號(hào)經(jīng)由雙工器進(jìn)入解調(diào)電路的泄漏的路徑與本機(jī)振蕩信號(hào)從本機(jī)振蕩電路到解調(diào)電路的直接輸入的路徑之間的路徑差對(duì)應(yīng)的大小。
文檔編號(hào)G06K7/00GK1845469SQ20051010258
公開(kāi)日2006年10月11日 申請(qǐng)日期2005年9月12日 優(yōu)先權(quán)日2005年4月8日
發(fā)明者二宮照尚, 川崎雄介, 黑田收, 田中良紀(jì) 申請(qǐng)人:富士通株式會(huì)社, 富士通先端科技株式會(huì)社