專利名稱：電磁體裝置的驅(qū)動裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及利用開閉電源的開關(guān)裝置的間斷，對給電磁體裝置的勵磁線圈加載的驅(qū)動電流進(jìn)行定電流控制，以節(jié)省電磁體裝置的電力的電磁體裝置的驅(qū)動裝置。特別是，涉及根據(jù)開關(guān)裝置的間斷，減小從電磁體裝置產(chǎn)生的響聲音的電磁體裝置的驅(qū)動裝置。
背景技術(shù)：
通過使開關(guān)裝置間斷，給電磁體裝置的勵磁線圈進(jìn)行通電，可以節(jié)省電磁體裝置的電力。作為與本發(fā)明接近的現(xiàn)有技術(shù)，本申請人提出了較早申請發(fā)明的專利第2626147號的技術(shù)。
該較早申請發(fā)明的技術(shù)具有開關(guān)控制電路，它可利用使對電磁體裝置的勵磁線圈的通電間斷的脈沖信號，通過開關(guān)裝置進(jìn)行驅(qū)動。通過接通和斷開插入上述電磁體裝置的勵磁線圈和交流電源之間的無接點(diǎn)繼電器的主開關(guān)元件，使電磁體裝置接通和斷開。這時(shí)，上述無接點(diǎn)繼電器內(nèi)的主開關(guān)元件在自身保持電流以下的、電源電壓為零附近的區(qū)域，在比從上述開關(guān)控制電路輸出的斷續(xù)的脈沖信號周期長的預(yù)定時(shí)間內(nèi)，成為不通電狀態(tài)。這樣，即使將斷開指令給與無接點(diǎn)繼電器，無接點(diǎn)繼電器的交流電路持續(xù)導(dǎo)通，可以防止電磁體裝置不能斷開。
圖4表示繼承上述在先申請發(fā)明的技術(shù)，并同時(shí)對電磁體裝置的勵磁電流進(jìn)行定電流控制，進(jìn)一部節(jié)省電磁體裝置的電力的現(xiàn)有的電磁鐵驅(qū)動裝置電路的結(jié)構(gòu)例子。另外，圖5表示圖4中的電流模式型PWM控制集成電路11的內(nèi)部原理的結(jié)構(gòu)；圖9表示圖4的主要部分的動作波形；圖10表示圖4中的電壓檢測電路14的動作波形。
在圖4中，4為與二極管電橋2的直流輸出端連接的電磁接觸器等的電磁體裝置的勵磁線圈(簡記為MC)；1為開閉通往二極管電橋2的交流電源的輸入的無接點(diǎn)繼電器，稱為SSR(Solid State Relay，固態(tài)繼電器)。在該電路中，使無接點(diǎn)繼電器1通和斷，可以使電磁體裝置接通或斷開。
T1，T2為與交流電源連接的輸入端子，無接點(diǎn)繼電器1的輸出端子T3，T4與輸入端子T1，T2串聯(lián)連接。
直流電源E通過開關(guān)SW0與無接點(diǎn)繼電器1的輸入端子T5，T6連接；同時(shí)，光電三端雙向可控硅開關(guān)耦合器PC(phototriac couple)的發(fā)光二極管PD也與其連接。
主三端雙向可控硅開關(guān)TR與光電三端雙向可控硅開關(guān)耦合器PC的光電三端雙向可控硅開關(guān)PTr并聯(lián)連接，電阻R11連接在主三端雙向可控硅開關(guān)TR的控制極和一端的端子之間。另外，由電容器C10和電阻R10構(gòu)成的緩沖電路，與主三端雙向可控硅開關(guān)TR并聯(lián)連接。
上述二極管電橋2連接在無接點(diǎn)繼電器1的輸出端子T4和交流電源的輸入端子T2之間。上述電磁體裝置的勵磁線圈(MC)4，作為控制勵磁線圈4的電流Imc的主開關(guān)元件的功率一MOSFET17，和為了檢測勵磁線圈4的電流Imc插入在MOSFET17的源極中的電流檢測電阻18(電阻值為R18)的串聯(lián)電路，與該二極管電橋2的直流輸出端子連接。另外，電容器3與該串聯(lián)電路并聯(lián)連接，續(xù)流二極管5與勵磁線圈4并聯(lián)連接。
另外，電阻6和齊納二極管9的串聯(lián)電路，與電阻7和基極與電阻6和齊納二極管9的連接點(diǎn)連接的晶體管8、電容器10的串聯(lián)電路與二極管電橋2的直流輸出端子連接。這些電路構(gòu)成被供給至電流模式型PWM控制集成電路11的電源端子VIN的定電壓的電源電路。另外，上述PWM為Pulse Width Modulation(脈沖寬度調(diào)制)的簡稱。
分壓電阻12、13的串聯(lián)電路與二極管電橋2的直流輸出端子連接。該電阻12和13的連接點(diǎn)的電壓14a，被輸入至用于檢測交流電源的電壓達(dá)到零附近的電壓檢測電路14中。
如圖10所示，出現(xiàn)交流電源的兩個波整流電壓的、利用分壓電阻12、13對二極管電橋2的直流輸出端子間的電壓進(jìn)行分壓的電壓14a將預(yù)定的低電壓檢測電平VL0降低期間t1時(shí)為高電平，在時(shí)間t1以外為低電平的電壓V1輸出，并且給與電流模式型PWM控制集成電路11的反饋輸入端子FB。
上述低電壓檢測電平VL0的時(shí)間t1設(shè)定得比后述的PWM脈沖Vout的輸出周期T長。另外，由于設(shè)在二極管電橋2的直流輸出端子之間的電容器C3具有相對于二極管電橋2的直流端的負(fù)荷電流中的高頻成分的電源的作用，所以因?yàn)槠淙萘啃?，二極管電橋2的直流輸出端子間的電壓波形，大致為追隨交流電源的電壓變化的兩個波的整流電壓波形。
從電流模式型PWM控制集成電路11的OUT端子輸出的PWM控制脈沖(簡單記為PWM脈沖)Vout輸入至功率MOSFET17的控制極，在電流檢測電阻18的兩端產(chǎn)生的電流檢測電壓(＝(電阻18的電阻值R18)×(勵磁線圈4中的電流Imc))通過電阻19輸入至電流模式型PWM控制集成電路11的電流檢測端子CS中。此外，令該端子CS的輸入電壓為Vcs。
15和16分別為用于決定電流模式型PWM控制集成電路11的PWM脈沖周期的定時(shí)電阻和定時(shí)電容器。定時(shí)電阻15連接在集成電路11的基準(zhǔn)電壓(在本例中為5V)的輸出端子Vref和集成電路11的定時(shí)電阻/電容連接端子RT/CT之間；定時(shí)電容器16連接在集成電路11的端子RT/CT和二極管電橋2的負(fù)端端子之間。另外，集成電路11的圖外的接地端子GND(參見圖5)與二極管電橋2的負(fù)端端子連接。
在這種情況下，作為電流模式型PWM控制集成電路11，使用開關(guān)電源用的電流模式型PWM控制集成電路，它可以在控制負(fù)荷電流的同時(shí)，定電壓控制開關(guān)電源的電壓。在本例子中，該集成電路利用當(dāng)開關(guān)電源在重負(fù)荷時(shí)，具體地是后述的誤差放大器輸出電壓Vcomp在預(yù)定值以上時(shí)，進(jìn)行定電流控制的性質(zhì)。
其次，參照圖4和圖9說明由圖5實(shí)行的電流模式型PWM控制集成電路11的定電流控制的功能。
在圖5中，當(dāng)供給集成電路11的電源端子VIN的電壓達(dá)到集成電路11的正常工作電壓(本例子中為16V)時(shí)，低電壓閉鎖電路UVL1的鎖定解除，5V的帶隙基準(zhǔn)電壓調(diào)節(jié)器REG接通，除了從供給至電源端子VIN的電壓中生成5V的基準(zhǔn)電壓Vref、輸出至集成電路11的端子Vref以外，還供給至集成電路11內(nèi)的必要的各個部分。
當(dāng)調(diào)節(jié)器REG輸出的基準(zhǔn)電壓Vref在4.7V以上時(shí)，又一個低電壓閉鎖電路UVL2的鎖定解除，“或”電路G2的輸出，即“或非”電路G1的輸入之一變成“L”，解除停止來自由“或非”電路G1驅(qū)動的推拉輸出電路TTP的PWM脈沖Vout的輸出的條件之一。
相反，在這個解除進(jìn)行之前，至少PWM脈沖Vout的輸出停止，將PWM脈沖Vout作為輸入控制極的功率POSFET17保持在斷開狀態(tài)。
振蕩器OSC產(chǎn)生決定PWM脈沖Vout的輸出周期T的三角波W1。即當(dāng)構(gòu)成振蕩器OSC的比較器CP1的輸出為“L”時(shí)，構(gòu)成同一個振蕩器OSC的半導(dǎo)體開關(guān)SW1、SW2斷開，作為三角波W1的上限電壓的2.8V輸入至比較器CP1的(一)輸入端子。另外，外部的定時(shí)電容器16通過定時(shí)電阻15，由基準(zhǔn)電壓Vref進(jìn)行充電。
可將定時(shí)電容器16的充電電壓，經(jīng)過集成電路11的定時(shí)電阻/電容連接端子RT/CT，輸入比較器CP1的(+)輸入端子進(jìn)行監(jiān)視。
亦即，當(dāng)定時(shí)電容器16的充電電壓超過2.8V時(shí)，比較器CP1的輸出反轉(zhuǎn)成“H”。這樣，半導(dǎo)體開關(guān)SW1、SW2接通，比較器CP1的(-)輸入端子的電壓切換成三角波W1的下限電壓的1.2V；同時(shí)，定電流源IS1與集成電路11的端子RT/CT連接，定時(shí)電容器16開始放電。
其次，當(dāng)定時(shí)電容器16的電壓低于1.2V時(shí)，比較器CP1的輸出再次反轉(zhuǎn)為“L”，定時(shí)電容器16的電壓轉(zhuǎn)為上升，這樣，生成連續(xù)的三角波W1。
這時(shí)，由比較器CP1輸出的矩形波脈沖構(gòu)成的振蕩輸出W2輸入鎖存設(shè)定脈沖生成電路LS中。在每一個振蕩輸出W2升高的定時(shí)，該脈沖生成電路LS生成須狀的鎖存設(shè)定脈沖P1，給與由“或非”電路G1和RS電橋塊構(gòu)成的電流檢測鎖存器FF的設(shè)定輸入端子S。
利用鎖存設(shè)定脈沖P1的輸入，電流檢測鎖存器FF的反向輸出QB(QB中的B是“桿”的意思)變?yōu)椤癓”，這時(shí)，因?yàn)椤盎蚍恰彪娐稧1的全部輸入為“L”，因此，推拉輸出電路TTP的輸出，即從集成電路11的OUT端子輸出的PWM脈沖Vout為高電平，接通外部的功率MOSFET17。
以后，這個PWM脈沖Vout的高電平狀態(tài)，即功率MOSFET17的接通狀態(tài)繼續(xù)至重新設(shè)定電流檢測鎖存器FF，其反向輸出QB為“H”為止。
通入電流檢測鎖存器FF的輸入端子R的復(fù)位信號，作為CS比較器CP2的輸出給出。通過功率MOSFET17接通，電流檢測端子CS的電壓Vcs，即CS比較器CP2的(+)輸入端子的電壓漸漸增大，在使CS比較器CP2的(-)輸入端子的電壓Vcsn上升的時(shí)刻，產(chǎn)生該比較器CP2的輸出。
另外，在圖4中，如上所述，電壓檢測電路14只在交流電源電壓為零附近的時(shí)間t1，才使給與集成電路11的反饋輸入端子FB的電壓V1，即誤差放大器EA的(-)輸入端子的電壓)為高電平，在時(shí)間t1以外為低電平。
在本例子中，電壓V1的高電平為比誤差放大器EA的(+)輸入端子的電壓(2.5V)高的電壓；電壓V1的低電平大約為0V。
因此，在時(shí)間t1，誤差放大器EA的輸出電壓(稱為誤差電壓)Vcomp至少在1.4V以下，這樣CS比較器(-)輸入端子電壓Vcsn大致為0V。在t1時(shí)間以外，誤差電壓Vcomp至少為4.4V以上，這樣，CS比較器(-)輸入端子電壓Vcsn固定在作為上限值的齊納電壓1V上。
因此，在時(shí)間t1以外，在功率MOSFET17接通后，勵磁線圈電流Imc增加，從而使電流檢測電阻18的電壓，因而也是集成電路11的電流檢測端子CS的電壓(稱為CS端子電壓)Vcs逐漸增大，達(dá)到CS比較器(-)輸入端子電壓Vcsn的1V，CS比較器CP2進(jìn)行重新設(shè)定電流檢測鎖存器FF的動作。
這時(shí)，在電流檢測鎖存器FF被設(shè)定后，至重新設(shè)定的時(shí)間，即PWM脈沖Vout的脈沖寬度(高電平期間)，換句話說，功率MOSFET17接通時(shí)間，在當(dāng)接通期間的開始時(shí)刻的勵磁線圈4的電流Imc小時(shí)較長；而該同一個勵磁線圈電流Imc增加，越接近設(shè)定值(即與CS比較器(-)輸入端子電壓Vcsn的1V對應(yīng)的值)則越短。這樣，可以通過勵磁線圈4的電流Imc的PWM控制，進(jìn)行定電流控制。
另一方面，在時(shí)間t1，因?yàn)镃S比較器(-)輸入端子電壓Vcsn為0V，因此，PWM脈沖Vout的脈沖寬度，即功率MOSFET17接通期間，由于圖5的動作而變成0。通過實(shí)際上進(jìn)入不靈敏區(qū)，PWM脈沖Vout不輸出，功率MOSFET17斷開。
其次，主要參照圖9來說明圖4的全部動作。
現(xiàn)在，交流電源與交流電源輸入端子T1，T2連接。當(dāng)設(shè)在無接點(diǎn)繼電器1的輸入端T5、T6之間的開關(guān)SW0被接通時(shí)，由于無接點(diǎn)繼電器1的光電三端雙向可控硅開關(guān)耦合器PC接通，電流流入主三端雙向可控硅開關(guān)TR的控制極，主三端雙向可控硅開關(guān)TR導(dǎo)通，交流輸入電壓加在二極管電橋2上。
在被上述二極管電橋2全波整流的電壓超過齊納二極管9的齊納電壓之前，電容器10通過晶體管8充電；當(dāng)二極管電橋2的全波整流電壓超過齊納二極管9的齊納電壓時(shí)，電容器10可積蓄大致與齊納二極管9的齊納電壓相當(dāng)?shù)碾姾?，而保持恒定電壓?br> 電容器10的電壓輸入至電流模式型PWM控制集成電路11的電流端子VIN，開始集成電路11的正常工作。當(dāng)電壓檢測電路14的輸出電壓V1(即集成電路11的反饋輸入端子FB的電壓)為低電平時(shí)，通過上述集成電路11的動作，對由功率MOSFET17的PWM控制進(jìn)行通斷的勵磁線圈4的電流Imc，進(jìn)行定電流控制。
即在輸出集成電路11內(nèi)的鎖存設(shè)定脈沖P1的每個周期T內(nèi)，輸出高電平的PWM脈沖Vout，功率MOSFET17接通，二極管電橋2的全波整流電壓，通過電流檢測電阻18，加在勵磁線圈4上，勵磁線圈4的電流Imc增加。這時(shí)，勵磁線圈電流Imc斜度的增加，主要由該時(shí)刻的全波整流電壓的瞬時(shí)值和勵磁線圈4的電感決定。
當(dāng)勵磁線圈電流Imc的增加使電流檢測電阻18的電壓(R18×Imc.)因而集成電路11的CS端子電壓Vcs，達(dá)到集成電路11內(nèi)的CS比較器(一)輸入端子電壓Vcsn的1V時(shí)，PWM脈沖Vout為低電平，功率MOSFET17斷開，勵磁線圈4的電流Imc流入續(xù)流二極管5，在勵磁線圈4和二極管5中環(huán)流，并衰減。該電流衰減的時(shí)間常數(shù)，由勵磁線圈4的電感和環(huán)流路的電阻決定。
其次，當(dāng)功率MOSFET17接通時(shí)，勵磁線圈電流Imc再次上升。
在這種動作中，在無接點(diǎn)繼電器1的開關(guān)SW0接通后，在鎖存設(shè)定脈沖P1一次的輸出周期T期間，不能確立勵磁線圈電流Imc，因而，電流檢測電阻18的電壓、集成電路11的CS端子電壓Vcs不能達(dá)到1V。因此，如擴(kuò)大圖9的時(shí)間軸部分所示，集成電路11內(nèi)的電流檢測鎖存器FF不能重新設(shè)定，功率MOSFET17實(shí)質(zhì)上持續(xù)接通狀態(tài)。
在多次經(jīng)過鎖存設(shè)定脈沖P1的輸出周期T后，在勵磁線圈電流Imc確立、CS端子電壓Vcs達(dá)到1V時(shí)刻(圖9的例子中為時(shí)間τc)以后，每個周期T的功率MOSFET17進(jìn)行通斷動作，可使勵磁線圈電流Imc大致保持為一定值。可以節(jié)省勵磁線圈4的電力。通過確立勵磁線圈電流Imc，進(jìn)行電磁體裝置(在本例子中為電磁開閉器)的接通。
如上所述，在交流電源電壓為零附近的時(shí)間t1，功率MOSFET17保持為斷開狀態(tài)?？梢赃x擇時(shí)間t1使它比功率MOSFET17的通斷周期T大，比無接點(diǎn)繼電器1的主三端雙向可控硅開關(guān)TR的斷開時(shí)間大。
如圖9所示，如果無接點(diǎn)繼電器1的輸入開關(guān)SW0保持接通狀態(tài)，則在時(shí)間t1，勵磁線圈電流Imc衰減比較大，在時(shí)間t1以后，因?yàn)闊o接點(diǎn)繼電器1的主三端雙向可控硅開關(guān)TR再次通電，經(jīng)過含有周期T的多個周期成分的功率MOSFET17的接通時(shí)間tr，功率MOSFET17轉(zhuǎn)移至每個周期T進(jìn)行通斷動作。
另一方面，在無接點(diǎn)繼電器1的輸入開關(guān)SW0開放的情況下，在開放后最初到來的時(shí)間t1，無接點(diǎn)繼電器1的主三端雙向可控硅開關(guān)TR斷開，以后，二極管電橋2的整流輸出電壓消失，勵磁線圈4的電流Imc在流向續(xù)流二極管5的狀態(tài)下衰減并消失。在衰減期間，電磁體裝置進(jìn)行斷開。
另外，在電磁體裝置接通初期時(shí)間和接通后的電磁體裝置的保持期間，實(shí)際上，可利用圖外的裝置切換電流檢測的電阻18的值。在電磁體裝置保持期間，與接通初期時(shí)刻相比，就更進(jìn)一步減小勵磁線圈電流Imc，從而節(jié)省電力。圖9所示的波形表示電磁體裝置保持期間的例子。
另外，如圖9所示的CS端子電壓Vcs的時(shí)間軸擴(kuò)大部分(時(shí)間tr)的點(diǎn)劃線所示，嚴(yán)格來說，在鎖存設(shè)定脈沖P1存在的微小期間，集成電路11內(nèi)的“或非”電路G1輸出為“L”，因此，PWM脈沖Vout為低電平，功率MOSFET17瞬時(shí)被驅(qū)動斷開。但由于在功率功率MOSFET17中有斷開滯后，因此繼續(xù)接通狀態(tài)。
圖4所示的裝置有以下的問題，即如圖9的說明所述，在電磁體裝置的保持期間，當(dāng)作為夾住交流電源電壓零交叉點(diǎn)的上述時(shí)間t1的、無接點(diǎn)繼電器1的主三端雙向可控硅開關(guān)TR從不通電期間移至通電時(shí)間時(shí)，由于勵磁線圈4的電流Imc比在不通電期間t1的設(shè)定值低很多，因此，在比通常的開關(guān)周期T長得多的期間tr的時(shí)間，電流模式型PWM控制集成電路11輸出實(shí)質(zhì)為接通狀態(tài)的PWM脈沖Vout。當(dāng)勵磁線圈電流Imc達(dá)到設(shè)定電源(電磁體裝置的保持電流)時(shí)(即CS端子電壓Vcs達(dá)到CS比較器(-)輸入端子電壓Vcsn的1V時(shí))，斷開PWM脈沖Vout。
在該期間tr(以下稱為PWM脈沖Vout或功率MOSFET17的連續(xù)接通時(shí)間)時(shí)的勵磁線圈電流Imc的變化量，與該期間以后的穩(wěn)定的電流脈沖部分的電流變化量比較，大了大約一位，因此電磁體裝置的吸引力變動大，存在由電磁體裝置產(chǎn)生響聲的問題。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是要提供一種在不通電期間t1使電磁體裝置可靠地?cái)嚅_成為可能，同時(shí)，通過基于電磁體裝置的勵磁線圈電流的PWM控制的定電流控制，可以節(jié)省電力，并且在電磁體裝置的保持狀態(tài)下，可以減少響聲聲音的電磁體裝置的驅(qū)動裝置。
為了解決上述問題，權(quán)利要求1的電磁體裝置的驅(qū)動裝置，具有開關(guān)控制電路(電流模式型PWM控制集成電路11)，該電路可通過開關(guān)裝置(功率MOSFET17)，利用間斷對電磁體裝置的勵磁線圈(4)的通電的脈沖信號(PWM脈沖Vout)進(jìn)行驅(qū)動；該開關(guān)控制電路可以間斷上述脈沖信號，使得在預(yù)定周期(T)中生成的接通的定時(shí)中最初來到的接通的定時(shí)中，使處在斷開狀態(tài)的上述開關(guān)裝置成為接通狀態(tài)；而在上述勵磁線圈的電流檢測值(CS端子電壓Vcs)，達(dá)到預(yù)定的電流設(shè)定值(CS比較器CP2的(-)輸入端子電壓Vcsn，在本例子中為1V)的定時(shí)，使處在接通狀態(tài)的上述開關(guān)裝置成為斷開狀態(tài)；通過使插入上述電磁體裝置的勵磁線圈和交流電源之間的無接點(diǎn)繼電器(1)的主開關(guān)元件(主三端雙向可控硅開關(guān)TR)通斷，使電磁體裝置接通和斷開；上述無接點(diǎn)繼電器內(nèi)的主開關(guān)元件，可使在自身保持電流以下的電源電壓為零附近的區(qū)域(時(shí)間t1)僅在(通過電壓檢測電路14)較上述預(yù)定周期長的預(yù)定時(shí)間成為不通電狀態(tài)；其中，至少是在接著上述不通電狀態(tài)的時(shí)間的預(yù)定時(shí)間(t2)將預(yù)定的偏置信號與上述電流檢測或電流設(shè)定值重疊；上述開關(guān)控制電路間斷上述脈沖信號，使上述開關(guān)裝置在每上述預(yù)定周期進(jìn)行接通和斷開。
另外，權(quán)利要求2的電磁體裝置的驅(qū)動裝置，在權(quán)利要求1所述的電磁體裝置的驅(qū)動裝置中，使上述偏置信號(通過單穩(wěn)電路20等)為預(yù)定電平的持續(xù)信號(單穩(wěn)電路輸出電壓V2的分壓值(電阻19的電壓)等)。
另外，權(quán)利要求3的電磁體裝置的驅(qū)動裝置，在權(quán)利要求1所述的電磁體裝置的驅(qū)動裝置中，使上述偏置信號(通過單穩(wěn)電路20，“與”門電路23等)為只在上述開關(guān)裝置處在接通狀態(tài)時(shí)存在的預(yù)定電平“與”門電路輸出電壓V3等的分壓值(電阻19的電壓等)的信號。
權(quán)利要求4的電磁體裝置的驅(qū)動裝置，在權(quán)利要求3所述的電磁體裝置的驅(qū)動裝置中，在上述偏置信號中(通過電阻22等)利用使上述開關(guān)裝置處在接通狀態(tài)的上述脈沖信號。
權(quán)利要求5的電磁體裝置的驅(qū)動裝置，在權(quán)利要求1所述的電磁體裝置的驅(qū)動裝置中，使上述偏置信號為電平隨著時(shí)間減小的預(yù)定波形的信號。
本發(fā)明的作用如下。
即驅(qū)動裝置通過通斷插入在電磁體裝置的勵磁線圈和交流電源之間的無接點(diǎn)繼電器的主開關(guān)元件，使電磁體裝置接通和斷開。該電磁體裝置由利用預(yù)定周期(T)的同步信號(鎖存設(shè)定脈沖P1)的PWM控制間斷開關(guān)裝置(功率MOSFET17)，進(jìn)行定電流控制。
為了防止即使將斷開指令給與無接點(diǎn)繼電器，無接點(diǎn)繼電器的主開關(guān)元件繼續(xù)導(dǎo)通而不能斷開電磁體裝置，可通過在緊接設(shè)在交流電源電壓為零附近區(qū)域的不通電期間(t1)，至少是預(yù)定時(shí)間(t2)內(nèi)，將預(yù)定的偏置信號與電流檢測值或電流設(shè)定值重疊，可在開關(guān)裝置進(jìn)入接通狀態(tài)的上述預(yù)定周期(T)的該周期內(nèi)使勵磁線圈電流達(dá)到設(shè)定值，切換至斷開狀態(tài)，再使開關(guān)裝置在從不通電期間以后的預(yù)定周期(T)中通斷，使勵磁線圈電流緩慢增加至設(shè)定值。


圖1為表示本發(fā)明的第1實(shí)施例的結(jié)構(gòu)的電路圖；圖2為表示本發(fā)明的第2實(shí)施例的結(jié)構(gòu)的電路圖；圖3為表示本發(fā)明的第3實(shí)施例的結(jié)構(gòu)的電路圖；圖4與圖1-圖3對應(yīng)的現(xiàn)有的電路圖；圖5為表示圖1-圖4內(nèi)的電流模式型PWM控制集成電路11的內(nèi)部原理的結(jié)構(gòu)的電路圖；圖6為表示圖1的主要部分的動作的波形圖；圖7為表示圖2的主要部分的動作的波形圖；圖8為表示圖3的主要部分的動作的波形圖；圖9為表示圖4的主要部分的動作的波形圖；圖10為用于說明圖1-圖4內(nèi)的電壓檢測電路14的動作的波形圖。
符號說明1無接點(diǎn)繼電器(SSR)，SW0無接點(diǎn)繼電器的輸入側(cè)開關(guān)，PC無接點(diǎn)繼電器的光電三端雙向可控硅開關(guān)耦合器(phototriac)，TR無接點(diǎn)繼電器的主三端雙向可控硅開關(guān)(main triac)，2二極管電橋，3電容器，4電磁體裝置的勵磁線圈(MC)，Imc勵磁線圈4的電流，5續(xù)流二極管，6、7電阻，8晶體管，9齊納二極管，10電容器，11電流模式型PWM控制集成電路，12，13分壓電阻，14電壓檢測電路，14a電壓檢測電路14的輸入電壓，V1電壓檢測電路14的輸出電壓，15定時(shí)電阻，16定時(shí)電容器，17功率MOSFET，18電流檢測電阻，R18電流檢測電阻18的電阻值，19分壓電阻，20單穩(wěn)電路，V2單穩(wěn)電路20的輸出電壓，21和22分壓電阻，23“與”門電路，V3“與”門電路23的輸出電壓，CS集成電路11的電流檢測端子CS，Vcs集成電路11的電流檢測端子CS的輸入電壓＝(集成電路11內(nèi)的CS比較器的(+)輸入端子電壓)，F(xiàn)B集成電路11的反饋輸入端子，RT/CT集成電路11的定時(shí)電阻/電容連接端子，Vref集成電路11的基準(zhǔn)電壓輸出端子，VIN集成電路11的電源端子，OUT集成電路11的PWM脈沖的輸出端子，Vout PWN的脈沖，EA集成電路11內(nèi)的誤差放大器，Vcomp誤差放大器EA的輸出(誤差電壓)，OSC集成電路11內(nèi)的振蕩器，LS集成電路11內(nèi)的鎖存設(shè)定脈沖生成電路，P1鎖存設(shè)定脈沖，CP2集成電路11內(nèi)的CS比較器，Vcsn CS比較器的(-)輸入端子電壓，F(xiàn)F集成電路11內(nèi)的電流檢測鎖存器，G1集成電路11內(nèi)的“或非”電路，TTP集成電路11內(nèi)的推拉輸出電路。
在圖1中，相對于圖4，追加其輸入端與電壓檢測電路14的輸出端連接的單穩(wěn)電路20和連接在該單穩(wěn)電路20的輸出端與電流模式型PWM控制集成電路11的電流檢測端子CS之間的電阻21。如圖6所示，在夾住交流電源電壓的零交叉點(diǎn)的不通電期間t1，單穩(wěn)電路20由電壓檢測電路14所輸出的高電平的電壓V1的下降而觸發(fā)，從電壓V1的下降時(shí)刻起，在包含鎖存設(shè)定脈沖P1的周期T的多個周期的期間t2時(shí)，輸出高電平的電壓V2。
不通電期間t1接著的期間t2被選擇為比圖9的PWM脈沖Vout的實(shí)質(zhì)接通期間，即功率MOSFET17的連續(xù)接通期間tr大。
單穩(wěn)電路20的輸出電壓V2由電阻21、19和電流檢測電阻18分壓。與圖4的情況比較，在加在電流模式型PWM控制集成電路11的電流檢測端子CS上的電壓(CS端子電壓)Vcs上附加了t2期間時(shí)，電壓V2的電阻19和18的分壓成分。但由于電流檢測電阻18的值R18比電阻19的值足夠地小，該分壓成分大致為電阻19的電壓。
因此，如圖6的虛線部分所示，在期間t2，CS端子電壓Vcs為在PWM脈沖Vout的高電平期間(即功率MOSFET17的接通期間)時(shí)，勵磁線圈4的電流Imc引起的電流檢測電阻18的電壓(Imc×R18)和單穩(wěn)電路輸出電壓V2的分壓成分構(gòu)成的電阻19的電壓的重疊電壓。
在本發(fā)明中構(gòu)成為即使在期間t2，對每個鎖存設(shè)定脈沖P1的輸出周期T，由該重疊電壓構(gòu)成的CS端子電壓Vcs可達(dá)到集成電路11內(nèi)的CS比較器CP2的(-)輸入端子電壓Vcsn(在本例子中為1V)。
因此，即使在與不通電期間t1連著的期間t2，功率MOSFET17在每個鎖存設(shè)定脈沖P1的輸出周期T重復(fù)通斷，勵磁線圈4的電流Imc重復(fù)小的脈動，增大至設(shè)定值，因此可以減少電磁體裝置的響聲。
(實(shí)施例2)圖2表示本發(fā)明的第二實(shí)施例的電磁體裝置的驅(qū)動裝置的電路結(jié)構(gòu)。圖7表示當(dāng)電磁體裝置在保持狀態(tài)時(shí)，圖2的主要部分的動作波形。這里，圖2與圖4對應(yīng)，圖7與圖9對應(yīng)。
在圖2中，與圖4相對，在電流模式型PWM控制集成電路11的PWM脈沖輸出端子OUT和電流檢測端子CS之間附加電阻22。
在圖2的電路中，每當(dāng)輸出高電平的PWM脈沖Vout時(shí)，該P(yáng)WM脈沖Vout的電壓由電阻22、19和電流檢測電阻18分壓。
因此，在這種情況下，加在PWM脈沖Vout的電壓的電阻19上的分壓成分，和勵磁線圈4的電流Imc產(chǎn)生的電流檢測電阻1 8的電壓(Imc×R18)的重疊電壓，為加在集成電路11的電流檢測端子CS上的CS端子電壓Vcs。
如圖7所示，在圖2的電路中，在不通電期間t1接著的期間內(nèi)，對每個鎖存設(shè)定脈沖P1的輸出周期T，由上述重疊電壓構(gòu)成的CS端子電壓Vcs達(dá)到集成電路11內(nèi)的CS比較器CP2的(-)輸入端子電壓Vcsn的1V，勵磁線圈電流Imc重復(fù)小的脈動，增大至設(shè)定值。
(實(shí)施例3)圖3表示本發(fā)明的第三個實(shí)施例的電磁體裝置的驅(qū)動裝置的電路結(jié)構(gòu)。圖8表示電磁體裝置在保持狀態(tài)時(shí)，圖3的主要部分的動作波形。這里，圖3與圖1對應(yīng)，圖8與圖6對應(yīng)。
在圖3中，與圖1相對，在單穩(wěn)電路20和電阻21之間插入單穩(wěn)電路20的輸出端與一端的輸入端子連接的“與”門電路23。“與”門電路23的另一端的輸入端子與電流模式型PWM控制集成電路11的PWM脈沖輸出端子OUT連接。
如圖8所示，在圖3的電路中，在不通電期間t1之后、單穩(wěn)電路20的輸出V2為高電平的期間t2中，當(dāng)只輸出高電平的PWM脈沖Vout時(shí)，“與”門電路23的輸出電壓V3成為高電平，輸出電壓V3產(chǎn)生的電阻19部分的分壓電壓和勵磁線圈電流Imc產(chǎn)生的電流檢測電阻18的電壓(Imc×R18)的重疊電壓大致變?yōu)镃S端子電壓Vcs。
因此，在圖8中，與圖6比較，PWM脈沖Vout為高電平，因此功率MOSFET17在接通時(shí)的動作與圖6同樣；然而在PWN脈沖Vout為低電平，因而功率MOSFET17斷開時(shí)，CS端子電壓Vcs不存在。這樣，在功率MOSFET17斷開時(shí)，可以防止由于噪聲等造成錯誤接通。
在以上的實(shí)施例中，說明了至少在接著不通電期間t1的預(yù)定期間，在電流檢測電阻18的電壓，即勵磁線圈4的電流的檢測電壓上重疊作為電阻19的電壓的正的偏置電壓的例子，但另外，通過在集成電路11內(nèi)的CS比較器CP2的(-)輸入端子電壓Vcsn，即勵磁線圈4的電流的設(shè)定值上重疊負(fù)的偏置電壓，也可得到同樣的效果。
另外，如負(fù)荷電阻引起放電的電容器電壓那樣，該偏置電壓可以為其大小隨著時(shí)間減小的波形電壓。這點(diǎn)也包含在本發(fā)明中。
產(chǎn)業(yè)上利用的可能性以往，為了使通過開關(guān)裝置的間斷進(jìn)行定電流控制的電磁體裝置的勵磁線圈，和交流電源之間插入的無接點(diǎn)繼電器的主開關(guān)元件可以在斷開電磁體裝置時(shí)可靠地?cái)嚅_，而在交流電源電壓的零附近區(qū)域中設(shè)置有不通電期間的電磁體裝置的驅(qū)動裝置中，為了在不通電期間后的期間內(nèi)，從不通電期間的設(shè)定值大大衰減的勵磁線圈電流快速地返回設(shè)定值，開關(guān)裝置在幾個開關(guān)周期持續(xù)接通狀態(tài)，勵磁線圈電流在急速上升、到達(dá)設(shè)定值后，由于轉(zhuǎn)至斷開定開關(guān)周期，因此，電磁體裝置產(chǎn)生響聲。
然而，采用本發(fā)明，至少在接著不通電期間的預(yù)定期間，通過將預(yù)定的偏置信號與電流檢測值或電流設(shè)定值重疊，開關(guān)裝置可在進(jìn)入接通狀態(tài)的該開關(guān)周期(由定周期構(gòu)成)內(nèi)，明顯地使勵磁線圈電流必然達(dá)到設(shè)定值后切換至斷開狀態(tài)，開關(guān)裝置在從不通期間后的預(yù)定開關(guān)周期中通斷，因此不需要使用復(fù)雜的控制電路，在不通電期間之后，勵磁線圈電流不急劇上升，因此可以抑制電磁體裝置的響聲。
權(quán)利要求
1.一種電磁體裝置的驅(qū)動裝置，具有開關(guān)控制電路，該電路通過開關(guān)裝置，利用使電磁體裝置的勵磁線圈的通電間斷的脈沖信號進(jìn)行驅(qū)動；該開關(guān)控制電路間斷所述脈沖信號，使得在預(yù)定周期中生成的接通的定時(shí)中最初到來的接通的定時(shí)中，使處在斷開狀態(tài)的所述開關(guān)裝置成為接通狀態(tài)；而在所述勵磁線圈的電流檢測值達(dá)到預(yù)定的電流設(shè)定值的定時(shí)，使處在接通狀態(tài)的所述開關(guān)裝置成為斷開狀態(tài)；通過使插入所述電磁體裝置的勵磁線圈和交流電源之間的無接點(diǎn)繼電器的主開關(guān)元件通斷，使電磁體裝置接通和斷開；其特征在于，所述無接點(diǎn)繼電器內(nèi)的主開關(guān)元件，使在自身保持電流以下的電源電壓為零附近的區(qū)域，僅在較所述預(yù)定周期長的預(yù)定期間內(nèi)處于不通電狀態(tài)；至少是在接著所述不通電狀態(tài)的期間的預(yù)定期間，將預(yù)定的偏置信號與所述電流檢測值或電流設(shè)定值重疊；所述開關(guān)控制電路間斷所述脈沖信號，使所述開關(guān)裝置在每個所述預(yù)定周期接通和斷開。
2.如權(quán)利要求1所述的電磁體裝置的驅(qū)動裝置，其特征在于，使所述配置信號為預(yù)定電平的持續(xù)信號。
3.如權(quán)利要求1所述的電磁體裝置的驅(qū)動裝置，其特征在于，使所述偏置信號為只在所述開關(guān)裝置處在接通狀態(tài)時(shí)存在的預(yù)定電平的信號。
4.如權(quán)利要求3所述的電磁體裝置的驅(qū)動裝置，其特征在于，在所述偏置信號中利用使所述開關(guān)裝置處在接通狀態(tài)的所述脈沖信號。
5.如權(quán)利要求1所述的電磁體裝置的驅(qū)動裝置，其特征在于，使所述偏置信號為電平隨著時(shí)間減小的預(yù)定波形的信號。
全文摘要
以往，通過電壓檢測電路(14)，在交流電源為零附近的區(qū)域設(shè)置不通電期間，該期間以后，F(xiàn)ET(17)繼續(xù)多個開關(guān)周期的接通狀態(tài)，快速地使勵磁線圈的電流回復(fù)，勵磁線圈電流急速升高。本發(fā)明的目的是抑制由此產(chǎn)生的電磁體裝置的響聲。在本發(fā)明中，在不通電期間之后的預(yù)定期間，將單穩(wěn)電路(20)的輸出V2的電阻(19)部分的分壓值，作為偏置電壓加在電阻(18)部分的勵磁線圈電流的檢測電壓上，用集成電路(11)檢測。而集成電路(11)，在從不通電期間后的定開關(guān)周期內(nèi)，使FET(17)通斷，可防止勵磁線圈電流急劇升高，從而解決上述問題。
文檔編號H01F7/18GK1608299SQ0282617
公開日2005年4月20日 申請日期2002年12月25日 優(yōu)先權(quán)日2001年12月26日
發(fā)明者植木浩一, 石川公忠 申請人:富士電機(jī)株式會社