專利名稱：洗衣機的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及具有進行轉矩控制的控制手段的洗衣機，該控制手段對產(chǎn)生進行洗滌、漂洗及脫水運轉用的旋轉驅動力的電動機進行轉矩控制。
圖21所示為洗衣機用電動機控制系統(tǒng)的一構成例子?？刂葡到y(tǒng)例如用微機等構成，作為功能塊，具有PI控制單元1、洗滌模式輸出單元2、UVW變換單元3、初始模式輸出單元4、PWM形成單元5及位置檢測單元6等。
從PWM形成單元5輸出的各相PWM信號輸出到驅動電動機7的逆變器電路8。另外，電動機7內安裝有進行轉子位置檢測用的霍爾傳感器9，霍爾傳感器9對三相中的二相(U、V)進行位置檢測，將位置檢測信號輸出到位置檢測單元6。
PI控制單元1根據(jù)從進行洗衣機的運轉控制的控制單元(未圖示)輸出的脫水運轉時的目標速度指令ωref和從位置檢測單元6輸出的電動機7的檢測速度ω，對電動機7的旋轉速度進行PI控制，將PWM信號的占空比指令和相位指令輸出到UVW變換單元3。此外，洗滌模式輸出單元2將洗滌運轉時的占空比指令和相位指令輸出到UVW變換單元3，取代PI控制單元1的輸出。
UVW變換單元3將PI控制單元1或洗滌模式輸出單元2輸出的指令變換成U、V、W各相的電壓指令后，輸出到PWM形成單元5。此外，初始模式輸出單元4在從停止狀態(tài)使電動機7起動時，例如將120度通電模式代替UVW變換單元3輸出到逆變器電路8。
但是，在如上所述傳統(tǒng)的控制方式中存在如下所述的問題。即，電動機7的轉速是與產(chǎn)生轉矩成正比的，但如果是如上所述構成，用所加電壓進行控制，則產(chǎn)生的轉矩與電壓不成正比，所以目標速度指令ωref與電動機7的檢測速度ω之間容易產(chǎn)生差異，控制往往變得不穩(wěn)定。又因為洗滌運轉時電動機7的速度變動很大(例如0.2秒鐘從0→150rpm)，所以不能應用PI控制，必須切換到洗滌模式輸出單元2。
此外，在逆變器電路8中，使IGBT等開關元件進行開關時，為了防止上橋臂側元件與下橋臂側元件同時導通而流過短路電流，在切換開關狀態(tài)時，一定要設置兩元件同時截止的期間即所謂的死區(qū)時間。因此，從逆變器電路8輸出到電動機7各相繞組的電流波形為設置死區(qū)時間的調制波形。
該死區(qū)時間因為必須保證有最低限度的時間，所以PWM調制的載波頻率設定得越高，對輸出電流波形的影響相對就越大。例如，如果死區(qū)時間確保3μs，則導通時和截止時合計為6μs，在PWM調制的載波頻率為5kHz(周期200ms)時占的比例為3％，而載波頻率為16kHz(周期62.5μs)時占的比例為10％。一般情況下，洗衣機為了抑制PWM調制波產(chǎn)生可聽到的噪聲，往往將載波頻率設定在10kHz，這很難避免死區(qū)時間對輸出電流波形產(chǎn)生很大的影響。
即存在這樣的問題死區(qū)時間引起的調制使逆變器電路8的輸出電壓畸變，輸出電流波形也發(fā)生畸變，該畸變導致產(chǎn)生轉矩的變動。因此，隨著電動機7的旋轉，發(fā)生齒槽效應似的轉矩(cogging torque)，從而引起噪聲及振動。
為了達到上述目的，權利要求1記載的洗衣機，其特征在于具有產(chǎn)生進行洗滌、漂洗及脫水運轉用的旋轉驅動力的電動機；檢測流過該電動機的電流的電流檢測手段；以及，轉矩控制手段，該轉矩控制手段根據(jù)所述電流檢測手段測出的電流對所述電動機進行矢量控制，以此進行控制，使所述電動機產(chǎn)生的轉矩至少對洗滌運轉和脫水運轉分別為最佳轉矩。
即，通過轉矩控制手段進行矢量控制，能夠與q軸電流成正比，直接控制電動機轉矩。因此，能比傳統(tǒng)的電動機控制更提高響應性能，能降低噪聲和振動。
在這樣的情況下，最好如權利要求2所述，具有驅動電動機用的逆變器電路，并將電流檢測手段這樣配置，即檢測與構成所述逆變器電路的下橋臂側開關元件串聯(lián)的電阻所流過的電流。即，不使用電流互感器等昂貴的電流傳感器，用廉價的構成就能檢測流過電動機的電流。
此外，最好如權利要求3所述，使電動機為三相結構，而電流檢測手段根據(jù)通電電角度，對三相之中相電壓不顯示最高電平的二相進行電流檢測。即，在電動機為三相結構的情況下，如果檢測出其中二相電流，剩下一相的電流也能推算。
然而，為了檢測電流，必須使下橋臂側開關元件導通，使相電流流過電阻。因此，如果要想對三相之中相電壓顯示最高電平的相進行電流檢測，則會使相電壓的最大值下降。如果這樣使電動機的驅動電壓下降，則流過繞組的電流增加，所以電阻損耗增加，效率下降。因此，如果對三相之中相電壓不顯示最高電平的二相進行電流檢測，則相電壓的最大值不會受到限制，故電動機的效率提高。
還有，可以如權利要求4所述，將與下橋臂側的開關元件串聯(lián)連接的電阻采用數(shù)個組成串聯(lián)電路，使電流檢測手段根據(jù)負載條件切換所述串聯(lián)電路中的檢測位置。如果這樣構成，例如當電流小時，檢測數(shù)個電阻的端電壓，而電流較大時，檢測1個電阻的端電壓，這樣能取得更寬的電流檢測范圍。
在上述情況下，最好如權利要求5所述，在轉矩控制手段的前級，具有根據(jù)速度指令和從電流檢測手段測出的電流所獲得的電動機轉速，對電動機速度進行PI控制的速度控制手段。如果這樣構成，即使電動機的負載發(fā)生變動，也能獲得規(guī)定的轉速，所以能使清洗力穩(wěn)定。
此外可以如權利要求6所述，使速度控制手段對轉矩控制手段輸出q軸和d軸電流指令值，并使轉矩控制手段根據(jù)所述q軸和d軸電流指令值以及從電流檢測手段測出的電流獲得的電動機的q軸和d軸電流值進行PI控制，生成q軸和d軸電壓指令值。如果這樣構成，因為能獲得規(guī)定的轉速，所以能獲得適當?shù)乃柁D矩。
還有，可以如權利要求7所述，使速度控制手段根據(jù)電動機轉速改變PI控制使用的控制增益。例如，如果設定為，當電動機轉速達到以旋轉桶等為中心的振動系統(tǒng)的固有振動頻率附近時，使控制增益的值變得更大，使PI控制起更強的作用，就能有效抑制振動的發(fā)生。
在這樣的情況下，也可以如權利要求8所述，使速度控制手段至少在洗滌運轉和脫水運轉的各種場合，改變PI控制用的控制增益。即，因為在洗滌運轉和脫水運轉中，電動機的驅動條件有很大的不同，所以，如果根據(jù)各驅動條件，將控制增益設定為適當?shù)闹?，就能有效抑制振動的發(fā)生。
此外，最好如權利要求9所述，將速度控制手段中的控制周期設定在50毫秒以內。如果這樣構成，就能有效抑制運轉時將發(fā)生的短周期的振動分量。
另外如權利要求10所述，可以使轉矩控制手段從電動機轉速上升至規(guī)定速度的時刻開始進行控制。即，在轉速低的區(qū)域，由電流檢測手段測出的電流檢測值較小，故很難正確進行矢量控制。因此，利用如上所述的構成，能穩(wěn)定進行矢量控制。
圖2所示為以逆變器電路為中心的詳細電氣構成圖。
圖3所示為全自動洗衣機整體構成的縱剖視圖。
圖4所示為主要是控制用微機進行的簡要控制內容的流程圖。
圖5所示為PWM載波和上橋臂側、下橋臂側的門信號波形圖。
圖6所示為電動機相電流的反轉I MINV與分流電阻中流過的電流I SR及相電壓的關系的波形圖。
圖7所示為使旋轉桶以250rpm旋轉時的轉速變動狀態(tài)圖，其中(a)為采用本實施例構成時的圖，(b)所示為采用傳統(tǒng)構成時的圖。
圖8所示為脫水運轉開始時旋轉桶的晃動量(位移量)的變化圖(本實施例)。
圖9所示為與圖8相當?shù)幕蝿恿孔兓瘓D(傳統(tǒng)構成)。


圖10所示為傳統(tǒng)構成與本實施例的構成分別發(fā)生的噪聲級大小的比較圖。
圖11所示為洗滌運轉時的目標速度指令ωref和電動機的轉速ω。
圖12所示為在傳統(tǒng)構成中，PI控制部輸出的負載指令Duty和電動機轉速ω的圖。
圖13所示為與本發(fā)明第2實施例所示的圖2相當?shù)臉嫵蓤D。
圖14所示為A/D變換單元對雙通道變換器的輸入進行切換的狀態(tài)圖。
圖15所示為電動機的相電壓和各相電流進行檢測的時序圖。
圖16所示為電動機的最大輸出電壓(相電壓)與功耗的關系圖。
圖17所示為本發(fā)明第3實施例的與圖2相當?shù)臉嫵蓤D。
圖18所示為本發(fā)明第4實施例的與圖2相當?shù)臉嫵蓤D。
圖19所示為電流檢測IC輸出的PWM信號波形圖。
圖20(a)所示為電流檢測IC輸出的PWM信號波形及控制單元內的DSP具有的計數(shù)器的計數(shù)值的變化圖，圖20(b)所示為DSP進行的計算處理的流程圖。
圖21所示為現(xiàn)有技術的與圖1相當?shù)墓δ芊娇驁D。
附圖中，11為全自動洗衣機，24為無刷電動機，27為速度PI控制單元(速度控制手段)，37為逆變器電路，38a-38f為IGBT(開關元件)，39u、39v、39w為分流電阻(電流檢測手段)，45為DSP(轉矩控制手段)，52v、52w為電流檢測IC。
首先，圖3所示為全自動洗衣機11的整體結構的縱剖視圖。即，整體呈矩形的外箱12內，盛水桶13通過4組(僅示出1組)防振機構14被彈性支承。在這樣的情況下，防振機構14具有上端在外箱12內懸掛在上方的吊桿14a，以及安裝在該吊桿14a的另一端的振動衰減用阻尼器14b。利用這些防振機構14彈性支承盛水桶，盡量使洗滌運轉時產(chǎn)生的振動不傳遞到外箱12。
在上述盛水桶13內，設有洗滌兼脫水用的旋轉桶15，在該旋轉桶15的內底部設有攪拌體(波輪)16。上述旋轉桶15由桶本體15a、設于該桶本體15a內側的內桶15b及設于它們上端部的平衡環(huán)15c所構成。如果該旋轉桶15旋轉，由于旋轉離心力，使內部的水向上甩，從桶本體15a上部的脫水孔15d排放到盛水桶13內。
此外，在旋轉桶15的底部，形成有出水口17，該出水口17通過排水通道17a與排水口18連通。在排水口18上連接著具有排水閥19的排水通道20。因此，如果在排水閥19關閉的狀態(tài)下對旋轉桶15內供水，則旋轉桶15內就積水，而如果打開排水閥19，則旋轉桶15內的水通過排水通道17a、排水口18及排水通道20被排出。
在盛水桶13的底部形成有輔助排水口18a，該輔助排水口18通過未圖示的連接軟管將所述排水閥19旁路，與所述排水通道20連接，在所述旋轉桶15旋轉時，將從其上部排放到盛水桶13內的水排出。
此外，在所述盛水桶13的外底部安裝有機構部殼體21，該機構部殼體21上設有可自由旋轉的中空的桶軸22，該桶軸22與旋轉桶15連接。此外，在桶軸22的內部，設有可自由旋轉的攪拌軸23，在該攪拌軸23的上端部連接著攪拌體16。攪拌軸23的下端部與作為電動機的外轉子型無刷電機24的轉子24a連接。該無刷電機24在洗滌時，直接驅動攪拌體16作正反旋轉。
此外，無刷電機24在脫水時，利用未圖示的離合器，在桶軸22與攪拌軸23連接的狀態(tài)下，直接驅動旋轉桶15和攪拌體16向一個方向旋轉。因此，在本實施例中，無刷電機24的轉速在洗滌時與攪拌體16的轉速相同，而在脫水時與旋轉桶15及攪拌體16的轉速相同，采用所謂的直接驅動方式。
圖1所示為洗衣機11的控制系統(tǒng)構成的功能方框圖。在圖1中，(α，β)表示將與三相無刷電機24的各相對應的相隔電角度120度的三相(UVW)座標系正交變換后的直角坐標系，(d、q)表示隨著無刷電機24的轉子24a的旋轉而旋轉的二次磁通的座標系。
將目標速度指令ωref作為被減數(shù)，將估算器(Estimator)26測出的無刷電機24的檢測速度ω作為減數(shù)，提供給減法器25。目標速度指令ωref是從對洗衣機11的整個運轉進行控制的控制用微機46輸出的。減法器25的計算結果提供給速度PI控制單元27。
速度PI控制單元27根據(jù)目標速度指令ωref與檢測速度ω之差的量進行PI控制，生成q軸電流指令值Iqref和d軸電流指令值Idref，并將它們作為被減數(shù)分別輸出到減法器28和29。另外，洗滌或漂洗運轉時的d軸電流指令值Idref設定為“0”，而脫水運轉時，為了進行削弱勵磁控制，d軸電流指令值Idref設定為規(guī)定值。減法器28、29中分別輸入從αβ/dq變換單元30輸出的q軸電流值Iq和d軸電流值Id作為減數(shù)，減去后的結果供給電流PI控制單元31q、31d。
電流PI控制單元31q、31d根據(jù)q軸電流指令值Iqref與d軸電流指令值Idref之差的量進行PI控制，生成q軸電壓指令值Vq及d軸電壓指令值Vd，輸出到dq/αβ變換單元32。dq/αβ變換單元32中輸入由估算器26測出的無刷電機24中的二次磁通旋轉相位角(轉子位置角)θ，根據(jù)該旋轉相位角θ，將電壓指令值Vd、Vq變換成電壓指令值Vα、Vβ。
dq/αβ變換單元32輸出的電壓指令值Vα、Vβ供給αβ/UVW變換單元33。αβ/UVW變換單元33將電壓指令值Vα、Vβ變換成三相電壓指令值Vu、Vv、Vw并輸出。。電壓指令值Vu、Vv、Vw供給切換開關34u、34v、34w的一個靜觸點34ua、34va、34wa，對另一靜觸點34ub、34vb、34wb供給由初始模式輸出單元35輸出的起動用電壓指令值Vus、Vvs、Vws。而切換開關34u、34v、34w的動觸點34uc、34vc、34wc與PWM形成單元36的輸入端連接。
PWM形成單元36將根據(jù)電壓指令值Vus、Vvs、Vws對16kHz的載波(三角波)進行調制后的各相PWM信號Vup(+，-)、Vvp(+，-)、Vwp(+，-)輸出到逆變器電路37。PWM信號Vup-Vwp作為與基于正弦波的電壓振幅對應的脈沖寬度的信號被輸出，使例如電動機24的各相繞組24u、24v和24w(參見圖2)中流過正弦波狀的電流。
逆變器電路37如圖2所示，由6個IGBT(開關元件)38a-38f接成三相橋式電路而構成，下橋臂側的IGBT38d、38e的發(fā)射極分別通過電流檢測用的分流電阻(電流檢測手段)39u、39v接地。此外，兩者的公共連接點通過放大偏壓電路40u、40v與圖1所示的A/D變換單元41連接。又，分流電阻39的電阻值為0.1Ω左右。
放大偏壓電路40構成中含有運算放大器等，將分流電阻39的端電壓放大，并提供偏壓，以使該放大信號的輸出范圍限制在正的一側(例如0至+5v)。此外，放大偏壓電路40u、40v的輸出端通過二極管42u、42v后共同連接在過電流檢測單元43的輸入端上。
過電流檢測單元43如果參照放大偏壓電路40u、40v的輸出信號電平，檢測出某相流過過電流，即將過電流檢測信號輸出到控制單元47(包括控制用微機和后述的DSP45)，使利用逆變器電路37對電動機24的驅動停止。又，關于W相的電流，可以根據(jù)U、V相的電流間接推算。
此外，將100V的交流電源48經(jīng)過二極管橋式電路構成的全波整流電路49及串聯(lián)連接的兩個電容器50a、50b進行倍壓全波整流后的約280V直流電壓供給逆變器電路37。
再參照圖1，A/D變換單元41對放大偏壓電路40u、40v的輸出信號進行A/D變換，并將變換后的電流數(shù)據(jù)Iu、Iv輸出到UVW/αβ變換單元44。UVW/αβ變換單元44根據(jù)電流數(shù)據(jù)Iu、Iv推算W相的電流數(shù)據(jù)Iw，并將三相電流數(shù)據(jù)Iu、Iv、Iw按式(1)變換成直角坐標系的2軸電流數(shù)據(jù)Iα、Iβ。IαIβ=cos(0)cos(2π/3)cos(4π/3)sin(0)sin(2π/3)sin(4π/3)IuIvIw......(1)]]>
再將2軸電流數(shù)據(jù)Iα、Iβ輸出到αβ/dq變換單元30。
αβ/dq變換單元30在矢量控制時，從估算器26獲得電動機24的轉子位置角θ，再根據(jù)式(2)將2軸電流數(shù)據(jù)Iα、Iβ變換為旋轉座標系(d、q)上的d軸電流值Id和q軸電流值Iq。IdIq=cosθsinθ-sinθcosθIαIβ.......(2)]]>然后，將d軸電流值Id和q軸電波值Iq如前所述輸出到估算器26和減法器28、29。
估算器26根據(jù)d軸電流值Id和q軸電流值Iq，推算轉子24a的位置角θ及轉速ω，輸出到各單元。在此，電動機24在起動時，由初始模式輸出單元35進行直流勵磁，在轉子24a的旋轉位置初始化之后，施加起動模式，進行強制換流。在通過該施加起動模式來進行強制換流時，顯然沒有必要推算位置角θ。而αβ/dq變換單元30在即將開始進行矢量控制時，將從初始模式輸出單元35獲得的位置角θinit作為初始值，計算電流值Id、Iq并輸出。
開始矢量控制之后，起動估算器26，推算轉子24a位置角θ及轉速ω。此時，如果設估算器26輸出到αβ/dq變換單元30的轉子位置角為θn，則估算器26從根據(jù)電流值Id和Iq經(jīng)矢量運算推算的轉子位置角θn-1與其一周期之前推算的轉子位置角θn-2的相互關系，推算轉子位置角θn。
在以上構成中，除了逆變器電路37、放大偏壓電路40、二極管42及過電流檢測單元43之外的構成，主要是由DSP(數(shù)字信號處理器，轉矩控制手段)45的軟件實現(xiàn)的功能。其控制周期設定為1毫秒以下。此外，使DSP45開始矢量控制及對其供給目標速度指令ωref則由控制用微機46進行。
在本實施例中，在起動電動機24時，如后所述，在矢量控制開始之前，暫時進行與傳統(tǒng)構成相同的PI控制。因此，并列設有圖21所示的PI控制單元1和UVW變換單元3，實際上，對從UVW變換單元3輸出的電壓指令Vu、Vv、Vw，也能用切換開關34的部分進行切換，輸出到PWM形成單元36。
下面還參照圖4至圖12，說明本實施例的作用。圖4所示為主要是控制用微機46所進行的簡要控制內容的流程圖?？刂朴梦C46例如在指令開始進行洗滌運轉時，進行如上所述的起動處理(步驟S1)。即，使切換開關34u-34w的動觸點34uc-34wc與靜觸點34ub-34wb連接，由初始模式輸出單元35進行直流勵磁，使轉子24a的旋轉位置初始化之后，將電壓指令值Vus-Vws提供給逆變器電路37，使電動機24強制換流(步驟S2)。于是，電動機24開始旋轉，轉速漸漸上升。
此后，控制用微機46例如根據(jù)初始模式輸出單元35供給的檢測信號，判斷電動機24的轉速達到了20rpm(步驟S3的“是”)，則將切換開關34u-34w的動觸點34uc-34wc切換成與靜觸點34ua-34wa連接，并開始輸出目標速度指令ωref，利用與現(xiàn)有相同的構成進行電壓控制(PI控制)(步驟S4)。即，因為在轉速較低的區(qū)域，很難高精度進行矢量控制。
接著，一旦控制用微機46參照估算器26提供的轉速ω，判斷電動機24的轉速達到了60rpm(步驟S5的“是”)，即開始進行矢量控制(步驟S6)。然后，一直運轉至出現(xiàn)運轉停止指令(步驟S7)。
下面對步驟S6之后的矢量控制說明處理流程。PWM形成單元36根據(jù)內部的可逆計數(shù)器(未圖示)的計數(shù)輸出生成16kHz的PWM載波，在該計數(shù)值為“0”即到達三角波的谷底時刻，將變換時序信號輸出到A/D變換單元41。(參見圖5)。
如圖5所示，PWM形成單元36將αβ/UVW變換單元33輸出的電壓指令值Vu-Vw與PWM載波的電平進行比較，在后者的電平超過前者的期間，輸出PWM信號Vup(+)-Vwp(+)，使上橋臂側的IGBT38a-38c導通。而下橋臂側的IGBT38d-38f在上橋臂側的IGBT38a-38c截止期間導通，兩者之間隔著死區(qū)時間。
此外，圖6為示出電動機24的相電流的反轉I MINV與流過分流電阻39的電流I SR及相電壓的關系的波形圖。即，流過電流I SR的期間是下橋臂側的IGBT38導通、相電壓為0V的時候。因此，三角波的谷底表示下橋臂側IGBTE38d-38f導通期間的中間相位。即，A/D變換單元41如果在PWM形成單元36內部的計數(shù)值為“0”的時刻進行A/D變換，則能可靠地對流過逆變器電路37下橋臂側的相電流取樣。
經(jīng)A/D變換單元41進行A/D變換后的電流值Iu、Iv與推算的電流值Iw一起，經(jīng)UVW/αβ變換單元44和αβ/dq變換單元30，變換成2軸電流數(shù)據(jù)Iα、Iβ，再變換成Id、Iq，輸出到估算器26及減法器28、29，由估算器26推算位置角θ及轉速ω。又，電流Iq是相對于電動機24的二次磁通方向為垂直方向流動的電流，是有利于轉矩產(chǎn)生的電流分量。而電流Id是相對于二次磁通方向為水平方向流動的電流，是對轉矩的產(chǎn)生不作出貢獻的電流分量。
速度PI控制單元27根據(jù)控制用微機46供給的目標速度指令ωref與檢測速度ω之差的量，輸出q軸、d軸電流指令值Iqref、Idref，電流PI控制單元31q、31d根據(jù)指令值Iqref、Idref與測出的電流值Iq、Id之差，輸出電壓指令值Vq、Vd。電壓指令值Vq、Vd經(jīng)dq/αβ變換單元32和αβ/UVW變換單元33變換成電壓指令值Vu、Vv、Vw，輸出到PWM形成單元36，PWM形成單元36向逆變器電路37輸出PWM信號Vup-Vwp。這樣對電動機24各相繞組24u-24w進行通電。
在此，圖7示出使旋轉桶15以250rpm的速度旋轉時的轉速變動狀態(tài)，(a)所示為本實施例的情況，(b)所示為傳統(tǒng)構成的情況。圓的直徑方向表示轉速的大小(以250rpm為中心±3rpm)。圓周方向表示旋轉桶15的旋轉位置。又，在旋轉桶15內配置16kg的配重，作為與(洗滌物+水分)相當?shù)妮d荷。另外，在旋轉桶15的上端部和下端部分別配置有400g和300g的流體平衡器。
圖7(b)所示的傳統(tǒng)構成，旋轉變動具有與旋轉角聯(lián)動的周期性，發(fā)生的旋轉變動在特定的旋轉位置有很大的偏移(最大變動差為6rpm左右)。而在圖7(a)所示的本實施例的情況下，轉速在整個旋轉位置基本為250rpm(最大變動差為1rpm左右)?？梢郧宄闯觯帽緦嵤├臉嫵?，能有效抑制旋轉變動。
圖8和圖9所示為本實施例的構成和傳統(tǒng)構成中脫水運轉開始時的旋轉桶15的晃動量(位移量)。圖8所示的本實施例的場合，與圖9所示的傳統(tǒng)構成的場合相比，晃動程度小，晃動量的峰值較早發(fā)生并迅速收斂。即，由于轉速的變動減少，故能抑制運轉時發(fā)生的振動。在圖10中，將傳統(tǒng)構成與本實施例構成分別發(fā)生的噪聲級作比較示出。利用本實施例的構成，噪聲級最多可降低2db。
而且，圖11中示出了本實施例構成中洗滌運轉時的目標速度指令ωref和電動機24的轉速ω，圖12示出在傳統(tǒng)構成中PI控制單元1輸出的占空比指令Duty和電動機7的轉速ω。從這些圖可清楚看出，在本實施例的情況下，轉速ω對目標速度指令ωref的跟蹤性良好，旋轉變動也小，很穩(wěn)定。
如上所述，根據(jù)本實施例，全自動洗衣機11這樣構成，即，電動機24產(chǎn)生進行洗滌、漂洗和脫水運轉用的旋轉驅動力，通過在構成逆變器電路37的下橋臂側IGBT38d-38f的發(fā)射極側配置的分流電阻39u、39v，對流過電動機24的電流進行檢測，根據(jù)測出的電流Iu、Iv，利用DSP45以1毫秒的控制周期對電動機24進行矢量控制，從而使產(chǎn)生的轉矩相對于洗滌、漂洗運轉和脫水運轉分別為最佳轉矩。
即，通過矢量控制，能夠與q軸電流成正比，直接控制電動機24的轉矩，所以與現(xiàn)有的控制方式相比可以提高響應性能，能有效抑制運轉時將產(chǎn)生的短周期的振動分量，能有效降低噪聲及振動。因此，能將洗衣機的外箱做成小型外箱，此外，通過減少電動機24的無效驅動力，也能獲得節(jié)能效果，能提高洗滌能力。
此外，因為使用分流電阻39u、39v進行電流檢測，所以，不必使用電流互感器等昂貴的電流傳感器，能以廉價的構成對流過電動機的電流進行檢測。而且因為測出三相中的任二相(U、V)電流，通過推算就可以求出剩下一相的電流，所以可以使結構更簡單。
還有，根據(jù)本實施例，在DSP45內部，在實際進行轉矩控制的dq/αβ變換單元32的前級，通過速度PI控制單元27和電流PI控制單元31，根據(jù)目標速度指令ωref和轉速ω，對電動機24的速度進行PI控制，所以即使電動機24的負載發(fā)生變動，也能獲得規(guī)定的轉速，能使洗滌能力穩(wěn)定。而電流PI控制單元31q、31d對電流也進行PI控制，對dq/αβ變換單元輸出q軸和d軸電壓指令值Vq、Vd，所以，能獲得適當?shù)臑楂@得規(guī)定的轉速所必需的轉矩。此外，根據(jù)本實施例，因為從電動機24的轉速上升至60rpm的時刻起開始進行矢量控制，所以能高精度穩(wěn)定進行矢量控制。
而且，一旦配置在放大偏壓電路40u、40v的輸出側的過電流檢測單元43測出電動機24的繞組24u-24w中流過過電流，即將檢測信號輸出到控制用微機46，使電動機24的驅動控制停止，所以，在電動機24至少一相發(fā)生了短路的情況下，也能測出過電流，能實現(xiàn)安全運行。
圖13至圖16所示為本發(fā)明的第2實施例，與第1實施例相同的部分標上相同的符號，省略說明，下面僅對不同的部分進行說明。在第2實施例的構成中，作為電流檢測用，補充了W相用的分流電阻39w和放大偏壓電路40w，對三相全部進行電流檢測。此外除去了二極管42u、42v，過電流檢測單元43與各相對應配置3個(43u、43v、43w)。這3個過電流檢測單元43u、43v、43w的輸出端子連接在一起，與控制單元47A的輸入口連接。
此時，例如將過電流檢測信號作為低電平有效，將過電流檢測單元43u、43v、43w的輸出部分構成漏極開路輸出。此外，如圖14所示，控制單元47A的A/D變換單元41A是這樣構成的，其內部具有2個通道的變換器41A(1)、41A(2)，對三相電流輸入切換這2個通道，進行對應連接。變換器41A(1)、41A(2)的切換根據(jù)從PWM形成單元36輸出的PWM信號的通電相位角(電角度)進行，其它的構成與下面還參照圖15及圖16對第2實施例的作用進行說明。圖15所示為在對電動機24進行二相調制波通電時，各相繞組出現(xiàn)的相電壓Vmu、Vmv、Vmw及A/D變換單元41A中的各相電流的檢測時序。例如，電角度從(π/6)至(5π/6)的相位區(qū)間，U相電壓比V、W相電壓要高，是顯示最高電平的區(qū)間，在該區(qū)間，用變換器41A(1)、41A(2)檢測V、W相電流。即，在V、W相的下橋臂側IGBT39e、39f導通的時間進行電流檢測。
然后的電角度從(5π/6)至(3π/2)的相位區(qū)間，是V相電壓比U、W相電壓要高的區(qū)間，在該區(qū)間，用變換器41A(1)、41A(2)檢測U、W相電流，而電角度從(3π/2)至(2π+π/6)的相位區(qū)間，是W相電壓比V、U相電壓要高區(qū)間，在該區(qū)間檢測V、U相電流，如此進行切換。
即，為了檢測電流，必須使下橋臂側的IGBT38導通，使相電流流過電阻39。因此，如果要想對三相之中的相電壓電平最高的相檢測電流，就要降低相電壓的最大值，流過電動機24的繞組的電流就增大，所以電阻損耗增加，效率下降。圖16示出了電動機24的最大輸出電壓(相電壓)與功耗的關系。
例如，在對顯示最高電平的相進行電流檢測的情況下，逆變器電路37的驅動電壓為280V程度時，須將所加電壓限制在250V程度。因此，如果對三相中相電壓不顯示最高電平的二相進行電流檢測，則相電壓的最大值不受到限制，因此電動機24的效率提高。
根據(jù)如上所述構成的第2實施例，因為A/D變換單元41A根據(jù)通電電角度，對三相之中相電壓不顯示最高電平的二相進行電流檢測，所以，不會在相電壓顯示最高電平的區(qū)間使下橋臂側的IGBT導通，能將PWM信號的占空比設定為100％，所以能提高電動機24的效率。在逆變器電路37的驅動電壓為280V左右的情況下，能降低功耗約15W。
另外，利用三相調制波進行正弦波通電時，也能同樣應用。
圖17所示為本發(fā)明的第3實施例，僅對與第1實施例不同的部分進行說明。在第3實施例中，與逆變器電路37的下橋臂側連接的分流電阻各相分別串聯(lián)連接2個。即，對U相配置電阻39ua和39ub，對V相配置電阻39va和39vb，對W相配置電阻39wa和39wb。
并且，IGBT38d、38e、38f的發(fā)射極與電阻39ua、39va39wa的公共連接點上，連接著放大偏壓電路40ua、40va、40wa的輸入端，各電阻的串聯(lián)電路的公共連接點與放大偏壓電路40ub、40vb、40wb的輸入端連接。各放大偏壓電路40的輸出端與控制單元47B的輸入口連接。
下面對第3實施例的作用進行說明。按洗衣機11的運轉形式，加在電動機24上的負載發(fā)生變動，流過繞組的電流量發(fā)生變化，在該電流量較大的運轉期間，在電阻39ub、39vb、39wb側進行電流檢測，而在電流量較小的運轉期間，在電阻39ua、39va、39wa側進行電流檢測。
根據(jù)如上所述構成的第3實施例，因為根據(jù)電動機24的繞組中流過的電流量相應切換檢測用電阻的電阻值，所以用于載荷變動大的洗衣機11時，也始終能高精度進行電流檢測。
圖18至圖20所示為本發(fā)明的第4實施例。在第4實施例中，除去了分流電阻39u、39v、39w。在逆變器電路37的輸出端37v、37w與電動機24的繞組24v、24w之間，分別插入了分流電阻51v、51w。這些分流電阻51v、51w的兩端與電流檢測IC52v、52w的輸入端連接。
電流檢測IC52v、52w例如是International Rectifier公司的IR2171等，如圖19所示，將與分流電阻51v、51w的端電壓對應的PWM信號以40kHz的載波輸出到控制單元47C。即，如果輸入端Vin+與Vin-之間的電位差以±260mV的范圍發(fā)生變化，則PWM信號的占空比在93％至7％的范圍發(fā)生變化，然后輸出。從電流檢測IC52v、52w輸出的PWM信號供給控制單元47C的輸入口。
下面也參照圖20，對第4實施例的作用進行說明。圖20(a)示出了電流檢測IC52輸出的PWM信號波形及控制單元47C內部的DSP具有的計數(shù)器(均未圖示)的計數(shù)值的變化，圖20(b)所示為所述DSP執(zhí)行處理的流程圖。在DSP中，由電流檢測IC52v、52w輸出的PWM信號利用下降沿中斷，變?yōu)閳?zhí)行圖20的流程圖(子程序XINTxSVR)如圖20(a)所示，計數(shù)器的計數(shù)值在PWM信號的上升和下降沿的瞬時由捕捉單元CAPxFIFO(old)和CAPxFIFO(new)分別鎖定。DSP一旦開始圖20(b)的處理，即將由這兩個捕捉單元CAPxFIFO(old)和CAPxFIFO(new)鎖定的數(shù)據(jù)讀入寄存器AR5、AR6(步驟D1)。
接著，DSP計算PWM信號的斷開期間IxDelta1(步驟D2)。此時，將寄存器AR5的值代入變量IxTime1，用下式計算斷開期間IxDelta1。
IxDelta1＝IxTime1-IxTime2 ……(3)在此，IxTime2是在前一周期的PWM信號的下降沿瞬時進行的計數(shù)值，在下面所述的步驟D3代入。
接著，DSP計算PWM信號的導通期間IxDelta2(步驟D3)。此時，將寄存器AR6的值代入變量IxTime2，用下式計算導通期間IxDelta2。
IxDelta2＝IxTime2-IxTime1 ……(4)然后，DSP計算電流值Ix(步驟D4)。電流值Ix用斷開期間IxDelta1與導通期間IxDelta2之和除導通期間IxDelta2而求出。即Ix＝IxDelta2/(IxDelta1+IxDelta2) ……(5)根據(jù)如上所述的第4實施例，因為在逆變器電路37的輸出端37v、37w與電動機24的繞組24v、24w之間插入分流電阻51v、51w，在這些分流電阻51v、51w的兩端連接電流檢測IC52v、52w，并根據(jù)這些電流檢測IC52v、52w輸出的PWM信號進行電流檢測，所以能獲得與第1或第2實施例相同的效果。
本發(fā)明并不限于上述且附圖所示的實施例，可以作如下所述的變形或擴展。
矢量控制只要至少在洗滌運轉和脫水運轉時進行即可。
矢量控制的控制周期不限于1毫秒，如果在50毫秒以內的范圍適當設定，對噪聲和振動的抑制就能獲得滿意的效果。
還有，也可以使速度PI控制使用的控制增益隨電動機24的轉速而作變更。例如，如果設定為，當電動機24的轉速達到以旋轉桶15等為中心的振動系統(tǒng)的固有振動頻率附近時，使控制增益的值變得更大，使PI控制起更強的作用，就能有效抑制振動的發(fā)生。
此時，也可以使速度PI控制使用的控制增益至少在洗滌運轉和脫水運轉的不同情況進行變更。即，因為洗滌運轉和脫水運轉時電動機24的驅動條件有很大的不同，所以如果根據(jù)各驅動條件將控制增益設定為適當?shù)闹?，就能有效抑制振動的發(fā)生。
電動機的電流檢測也可以使用電流互感器進行。
在第3實施例中，電流檢測用的電阻也可以串聯(lián)連接3個以上。
在第4實施例中，也可以這樣構成與第3實施例一樣，串聯(lián)連接數(shù)個分流電阻，并按分流電阻數(shù)準備電流檢測IC，根據(jù)電流量的大小切換檢測點。
根據(jù)本發(fā)明的洗衣機，由于轉矩控制手段對產(chǎn)生進行洗滌、漂洗及脫水運轉用的旋轉驅動力的電動機中流過的電流進行檢測，根據(jù)該檢測電流，對電動機進行矢量控制，以此將該電動機產(chǎn)生的轉矩控制為至少對于洗滌運轉和脫水運轉分別為最佳的轉矩，因此，能與q軸電流成正比，直接控制電動機的轉矩。所以，可以比現(xiàn)有的電動機控制進一步提高響應性能，能降低噪聲和振動。而且能使洗衣機的外箱小型化，此外，由于減少了電動機的無效驅動力，故能獲得節(jié)能效果，也能提高洗滌能力。
權利要求
1.一種洗衣機，其特征在于，具有產(chǎn)生進行洗滌、漂洗及脫水運轉用的旋轉驅動力的電動機；檢測流過該電動機的電流的電流檢測手段；以及，轉矩控制手段，該轉矩控制手段根據(jù)所述電流檢測手段測出的電流對所述電動機進行矢量控制，通過這樣的控制，使所述電動機產(chǎn)生的轉矩至少對洗滌運轉和脫水運轉分別為最佳轉矩。
2.根據(jù)權利要求1所述的洗衣機，其特征在于，具有驅動電動機用的逆變器電路；所述電流檢測手段對與構成所述逆變器電路的下橋臂側開關元件串聯(lián)連接的電阻中流過的電流進行檢測。
3.根據(jù)權利要求2所述的洗衣機，其特征在于，電動機為三相結構，所述電流檢測手段根據(jù)通電電角度，對三相之中相電壓不顯示最高電平的二相進行電流檢測。
4.根據(jù)權利要求2或3所述的洗衣機，其特征在于，與下橋臂側的開關元件串聯(lián)連接的電阻采用數(shù)個構成串聯(lián)電路，電流檢測手段根據(jù)負載條件切換所述串聯(lián)電路中的檢測位置。
5.根據(jù)權利要求1至3中的任一項所述的洗衣機，其特征在于，在所述轉矩控制手段的前級，具有根據(jù)速度指令和從電流檢測手段測出的電流所獲得的電動機轉速，對電動機速度進行PI控制的速度控制手段。
6.根據(jù)權利要求5所述的洗衣機，其特征在于，所述速度控制手段對轉矩控制手段輸出q軸和d軸電流指令值，所述轉矩控制手段根據(jù)所述q軸和d軸電流指令值以及從電流檢測手段測出的電流獲得的電動機的q軸和d軸電流值進行PI控制，生成q軸和d軸電壓指令值。
7.根據(jù)權利要求5所述的洗衣機，其特征在于，所述速度控制手段根據(jù)電動機轉速改變PI控制用的控制增益。
8.根據(jù)權利要求5所述的洗衣機，其特征在于，所述速度控制手段至少在洗滌運轉和脫水運轉的不同情況，改變PI控制用的控制增益。
9.根據(jù)權利要求5所述的洗衣機，其特征在于，將所述速度控制手段的控制周期設定在50毫秒以內。
10.根據(jù)權利要求1至3中的任一項所述的洗衣機，所述轉矩控制手段從電動機轉速上升至規(guī)定速度的時刻開始進行控制。
全文摘要
提供一種通過更高精度進行電動機的轉矩控制,能進一步抑制噪聲和振動發(fā)生的洗衣機。在全自動洗衣機中,利用配置在構成逆變器電路(37)的下橋臂側IGBT(38d、38f)的發(fā)射極側的分流電阻(39u、39v),對產(chǎn)生進行洗滌、漂洗及脫水運轉用的旋轉驅動力的電動機(24)中流過的電流進行檢測,并根據(jù)測出的電流Iu、Iv,通過DSP(45)以1毫秒控制周期對電動機(24)進行矢量控制,以此控制使產(chǎn)生的轉矩對洗滌、漂洗和脫水運轉分別為最佳轉矩。
文檔編號H02P21/00GK1389619SQ01145409
公開日2003年1月8日 申請日期2001年12月28日 優(yōu)先權日2001年6月6日
發(fā)明者細糸強志, 田中俊雅, 岡崎洋二, 伊藤道明, 川端真一郎, 永井一信, 磯野太施 申請人:東芝株式會社