專利名稱：開關(guān)電源電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及作為電源被包括在各種電子裝置中的開關(guān)電源電路。
背景技術(shù)：
本發(fā)明的受讓人已經(jīng)提出了在初級(jí)側(cè)上包括有諧振變換器的各種電源電路。日本專利申請(qǐng)?jiān)缙诠_No.2003-235259公開了所提出的電源電路的一個(gè)示例。
圖12是圖示了開關(guān)電源電路的一個(gè)示例的電路圖，該開關(guān)電源電路包括諧振變換器，并且是基于本受讓人已經(jīng)遞交的發(fā)明中的任一個(gè)來(lái)構(gòu)造的。
圖12所示的電源電路中的開關(guān)變換器具有這樣的配置其中由半橋連接構(gòu)成的他激(separately excited)電源諧振變換器與僅在開關(guān)操作中的關(guān)斷時(shí)刻執(zhí)行電壓諧振操作的部分電壓諧振電路相結(jié)合。
在圖12所示的電源電路中，耦合到商用交流電源AC的是由兩個(gè)濾波電容器CL和一個(gè)共模扼流圈CMC形成的共模噪聲濾波器。
作為用于從來(lái)自商用交流電源AC的AC輸入電壓VAC產(chǎn)生DC輸入電壓的整流和平滑電路，由橋式整流電路Di和平滑電容器Ci形成的全波整流電路被提供在共模噪聲濾波器的下游。
來(lái)自橋式整流電路Di的整流輸出被充電到平滑電容器Ci中，結(jié)果，在平滑電容器Ci兩端獲得了電平與AC輸入電壓VAC的電平相等的經(jīng)整流和平滑的電壓Ei(DC輸入電壓)。
作為被饋送了DC輸入電壓并執(zhí)行開關(guān)操作的電流諧振變換器，提供了開關(guān)電路系統(tǒng)，其中由MOS-FET形成的兩個(gè)開關(guān)元件Q1和Q2通過(guò)半橋連接而彼此相連，如圖所示。由體二極管(body diode)形成的阻尼二極管DD1和DD2分別與開關(guān)元件Q1和Q2的漏極與源極之間的溝道并聯(lián)連接，具有如圖所示的陽(yáng)極到陰極方向。
此外，部分諧振電容器Cp與開關(guān)元件Q2的漏極與源極之間的溝道并聯(lián)連接。部分諧振電容器Cp的電容和初級(jí)繞組N1的漏電感L1形成并聯(lián)諧振電路(部分電壓諧振電路)。該部分電壓諧振電路允許這樣的部分電壓諧振操作其中僅當(dāng)開關(guān)元件Q1和Q2關(guān)斷時(shí)出現(xiàn)電壓諧振。
電源電路具有例如由通用IC形成的振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2，以便對(duì)開關(guān)元件Q1和Q2進(jìn)行開關(guān)驅(qū)動(dòng)。振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2包括振蕩電路和驅(qū)動(dòng)電路，并向開關(guān)元件Q1和Q2的柵極施加具有所需頻率的驅(qū)動(dòng)信號(hào)(柵極電壓)。從而，開關(guān)元件Q1和Q2實(shí)現(xiàn)開關(guān)操作，使得它們以所需的開關(guān)頻率交替地導(dǎo)通/關(guān)斷。
絕緣變換器變壓器(isolated converter transformer)PIT(電源隔離變壓器(Power Isolation Transformer))將來(lái)自開關(guān)元件Q1和Q2的開關(guān)輸出傳遞到次級(jí)側(cè)。
經(jīng)由初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C1，絕緣變換器變壓器PIT的初級(jí)繞組N1的一端被耦合到開關(guān)元件Q1的源極與開關(guān)元件Q2的漏極之間的連接節(jié)點(diǎn)(開關(guān)輸出節(jié)點(diǎn))，使得可以獲取開關(guān)輸出。
如圖所示，初級(jí)繞組N1的另一端連接到初級(jí)側(cè)的地。
串聯(lián)諧振電容器C1與初級(jí)繞組N1串聯(lián)連接。串聯(lián)諧振電容器C1的電容和絕緣變換器變壓器PIT中的初級(jí)繞組N1(串聯(lián)諧振繞組)的漏電感L1形成了初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路，其提供作為開關(guān)變換器操作的電流諧振操作。
根據(jù)上面的描述，圖12所示的初級(jí)側(cè)開關(guān)變換器提供了初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路(L1-C1)的電流諧振操作，以及上述部分電壓諧振電路(Cp//L1)的部分電壓諧振操作。
也就是說(shuō)，圖中所示的電源電路采用了這樣的配置其中提供作為初級(jí)側(cè)開關(guān)變換器的諧振變換器的諧振電路被與另一個(gè)諧振電路相結(jié)合。下文中，這樣的開關(guān)變換器被稱作復(fù)合諧振變換器。
雖然省略了對(duì)其的圖示，但是絕緣變換器變壓器PIT由EE磁芯(core)構(gòu)成，該EE磁芯例如通過(guò)組合由鐵氧體材料組成的E磁芯而形成。此外，初級(jí)繞組N1和次級(jí)繞組N2纏繞在EE磁芯的中心磁芯柱(center magnetic leg)上，其中纏繞部分被分為初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)。
另外，在絕緣變換器變壓器PIT的EE磁芯的中心磁芯柱中提供有間隙長(zhǎng)度為1.0mm或者更小的間隙，從而在初級(jí)繞組N1和次級(jí)繞組N2之間獲得了約0.80到0.90的耦合系數(shù)。
實(shí)際中，在下列條件下獲得了約0.85的耦合系數(shù)k間隙G約0.8mm，初級(jí)繞組N1和次級(jí)繞組N2的匝數(shù)分別為20T(匝)和50T(25T+25T)。
絕緣變換器變壓器PIT中的次級(jí)繞組N2具有如圖所示的被連接到次級(jí)側(cè)地的中心抽頭，該中心抽頭將次級(jí)繞組N2分為次級(jí)繞組部分N2A和次級(jí)繞組部分N2B。另外，整流二極管Do1和Do2被分別串聯(lián)連接到次級(jí)繞組部分N2A和次級(jí)繞組部分N2B，并且提供了用于使來(lái)自整流二極管Do1和Do2的整流輸出平滑的平滑電容器Co。這樣，實(shí)現(xiàn)了全波中心抽頭整流電路。
因此，作為平滑電容器Co兩端的電壓，獲得了次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo，其是電平與在每個(gè)次級(jí)繞組部分中所感應(yīng)的交變電壓的電平相同的DC電壓。次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo作為主DC電壓被提供給主負(fù)載(未示出)，并且被分路并輸入到控制電路1作為用于恒壓控制的檢出電壓。
控制電路1向振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2輸出電流或電壓形式的控制信號(hào)，其水平依賴于次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo的電平而變化。
基于從控制電路1輸入的控制信號(hào)，振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2改變由振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2中的振蕩電路生成的振蕩信號(hào)的頻率，從而改變被施加到開關(guān)元件Q1和Q2的柵極上的開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)的頻率。這樣，開關(guān)頻率被改變。如果開關(guān)元件Q1和Q2的開關(guān)頻率依賴于次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo的電平而這樣變化，則初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振阻抗改變，從而從形成初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的初級(jí)繞組N1傳遞到次級(jí)側(cè)的能量也改變。相應(yīng)地，次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo的電平也改變。從而，可以實(shí)現(xiàn)對(duì)于次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo的恒壓控制。
下文中，為了穩(wěn)定輸出電壓而改變開關(guān)頻率的這種恒壓控制方法被稱作開關(guān)頻率控制方法。
圖13是一個(gè)波形圖，用于示出圖12的電源電路的主要部分的操作。該圖分別示出了圖12所示的電路中，當(dāng)負(fù)載功率Po是200W和0W時(shí)的操作。應(yīng)當(dāng)注意，200W的負(fù)載功率Po是圖12中的電路的最大負(fù)載功率(Pomax)，0W是最小負(fù)載功率(Pomin)。
此外，在圖13中，作為輸入電壓條件，AC輸入電壓VAC被恒定保持在100V。作為次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo，產(chǎn)生了100V或更大的電壓。
為了獲得負(fù)載功率、輸入電壓和次級(jí)側(cè)DC輸出電壓的上述條件，具有下列特性的元件被選擇作為圖12的電路中的主要部分·絕緣變換器變壓器PIT，具有0.8mm的間隙長(zhǎng)度和約0.85的耦合系數(shù)k·初級(jí)繞組N1，其匝數(shù)為20T·次級(jí)繞組N2，其匝數(shù)為50T(25T+25T，繞在中心抽頭上)·初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C1，其電容為0.068μF，以及·部分諧振電容器Cp，其電容為1000pF參考圖13，矩形波電壓V1是開關(guān)元件Q2兩端的電壓，并且指示開關(guān)元件Q2的導(dǎo)通/關(guān)斷定時(shí)。
電壓V1為0電平的時(shí)段是開關(guān)元件Q2處于導(dǎo)通狀態(tài)的導(dǎo)通時(shí)段。在該導(dǎo)通時(shí)段中，具有所圖示的波形的開關(guān)電流IQ2流過(guò)由開關(guān)元件Q2和箝位二極管DD2組成的開關(guān)電路系統(tǒng)。與此不同，電壓V1被箝位在經(jīng)整流和平滑的電壓Ei的電平處的時(shí)段對(duì)應(yīng)于開關(guān)元件Q2處于關(guān)斷狀態(tài)的時(shí)段。在該關(guān)斷時(shí)段中，開關(guān)電流IQ2處于零水平，如圖13所示。
另外，雖然沒有圖示出，但是在另一開關(guān)元件Q1兩端的電壓和另一開關(guān)電路系統(tǒng)(Q1，DD1)中流動(dòng)的開關(guān)電流具有這樣的波形該波形通過(guò)分別將電壓V1和開關(guān)電流IQ2的波形的相位移動(dòng)180°而得到。也就是說(shuō)，如上所述，開關(guān)元件Q1和Q2實(shí)現(xiàn)了具有它們交替導(dǎo)通/關(guān)斷的定時(shí)的開關(guān)操作。
初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流Io(未示出)流過(guò)初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路(C1-N1(L1))，其波形得自這些開關(guān)電路((Q1，DD1)和(Q2，DD2))中流動(dòng)的開關(guān)電流的波形的合成。
從當(dāng)負(fù)載功率Po為200W時(shí)與當(dāng)負(fù)載功率Po為0W時(shí)的電壓V1的波形之間的比較可以清楚知道，初級(jí)側(cè)的開關(guān)頻率被控制，使得當(dāng)次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo被提供到較大負(fù)載(Po＝200W)時(shí)的開關(guān)頻率比當(dāng)次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo被提供到較小負(fù)載(Po＝0W)時(shí)的開關(guān)頻率低。具體地說(shuō)，響應(yīng)于大負(fù)載導(dǎo)致的次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo的電平下降，開關(guān)頻率被降低。相反，響應(yīng)于小負(fù)載導(dǎo)致的次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo的電平升高，開關(guān)頻率被增大。這樣的開關(guān)頻率改變指示出這樣的事實(shí)上側(cè)控制(upper-side control)的恒壓控制操作被執(zhí)行作為開關(guān)頻率控制方法。
在該電源電路中，如圖13所示，當(dāng)負(fù)載功率Po為200W時(shí)，開關(guān)電流IQ2的峰值水平是5.6安培，而當(dāng)負(fù)載功率Po為0W時(shí)，是0.8安培。
上述初級(jí)側(cè)的操作在絕緣變換器變壓器PIT的次級(jí)繞組N2中引起了具有所示波形的交變電壓V2。在交變電壓V2是正極性的半周期中，電流流過(guò)次級(jí)側(cè)的整流二極管Do1。相反，在交變電壓V2是負(fù)極性的半周期(即，次級(jí)繞組部分N2B中所激勵(lì)的交變電壓是正極性的半周期)中，電流流過(guò)整流二極管Do2。這樣，在次級(jí)側(cè)上的全波中心抽頭整流電路中，在次級(jí)繞組N2的中心抽頭與次級(jí)側(cè)地之間流動(dòng)的整流輸出電流I2具有這樣的波形其峰值水平出現(xiàn)的周期與出現(xiàn)交變電壓V2的正和負(fù)峰值電平的周期相同，如圖13所示。
交變電壓V2的峰值電平與次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo的電平相等。在圖13中，在各半周期中的整流輸出電流I2的峰值水平是不同的3安培和2安培。下面將描述其原因。
當(dāng)采用利用開關(guān)頻率控制方法來(lái)穩(wěn)定次級(jí)側(cè)DC輸出電壓的類似圖12中的電源電路的諧振變換器配置時(shí)，存在這樣的趨勢(shì)用于進(jìn)行穩(wěn)定的開關(guān)頻率的可變控制范圍是相對(duì)寬的范圍。
該特點(diǎn)將參考圖14進(jìn)行描述。
圖14示出了采用開關(guān)頻率控制方法來(lái)穩(wěn)定其輸出電壓的傳統(tǒng)電源電路的恒壓控制特性曲線。該特性曲線被表示為開關(guān)頻率fs與次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo的電平之間的關(guān)系。
下面的對(duì)于該圖的說(shuō)明是基于這樣假設(shè)圖12的電源電路采用所謂的上側(cè)控制方法作為開關(guān)頻率控制方法。術(shù)語(yǔ)上側(cè)控制是指這樣的控制方法其中開關(guān)頻率在比初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振頻率fo高的頻率范圍內(nèi)改變，并且由諧振頻率改變引起的諧振阻抗改變被用于控制次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo的電平。
一般，當(dāng)頻率在諧振頻率fo處，串聯(lián)諧振電路的諧振阻抗變?yōu)樽畹?。因此，在上?cè)控制中，次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo與開關(guān)頻率fs之間的關(guān)系如下開關(guān)頻率fs越接近諧振頻率fo，次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo的電平就越高，而越遠(yuǎn)離諧振頻率fo，電平就越低。
因此，在負(fù)載功率Po恒定的條件下，依賴于開關(guān)頻率fs的次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo電平的函數(shù)繪出這樣的二次曲線其中其峰值出現(xiàn)在開關(guān)頻率fs與初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振頻率fo相同的時(shí)刻，并且隨著開關(guān)頻率fs遠(yuǎn)離諧振頻率fo，電平下降。
另外，對(duì)于同一開關(guān)頻率fs，次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo的電平依賴于負(fù)載功率Po而不同。具體地說(shuō)，當(dāng)負(fù)載功率是最大負(fù)載功率Pmax時(shí)的電壓電平比當(dāng)負(fù)載功率是最小負(fù)載功率Pomin時(shí)的電壓電平低了某個(gè)值。即，在開關(guān)頻率fs固定的條件下，較大的負(fù)載導(dǎo)致次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo的較低的電平。
如果試圖在這樣的特性下，通過(guò)上側(cè)控制將次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo穩(wěn)定在一個(gè)電壓電平tg處，則開關(guān)頻率的必要的可變范圍(必要控制范圍)是由Δfs指示的范圍。
例如在圖12所示的實(shí)際電源電路中，在如下條件下，通過(guò)開關(guān)頻率控制方法，恒壓控制被實(shí)現(xiàn)使得次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo被穩(wěn)定在135V作為AC 100V系統(tǒng)輸入的AC輸入電壓VAC的輸入變化范圍為85V到120V；作為主DC電壓的次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo的最大和最小負(fù)載功率Pomax和Pomin分別是200W和0W(無(wú)負(fù)載)。
在這些條件下，傳統(tǒng)類型的電源電路中的恒壓控制所需的開關(guān)頻率fs的可變范圍是從約80kHz到約200kHz，或者更大，即，Δfs是120kHz或者更大。該范圍相當(dāng)寬。
作為電源電路，已知所謂的適應(yīng)寬范圍的電源電路能夠適應(yīng)例如以85V到288V的AC輸入電壓范圍來(lái)操作，使得在采用輸入電壓為AC 100V系統(tǒng)的地方，例如日本、美國(guó)，以及采用AC 200V系統(tǒng)的地方，例如歐洲，都可以使用該電源。
下面將考慮對(duì)以圖12中的電源電路為典型的實(shí)現(xiàn)開關(guān)頻率控制的傳統(tǒng)電源電路的適應(yīng)寬范圍的配置的規(guī)定。
如上所述，適應(yīng)寬范圍的電路可以例如接受85V到288V的AC輸入電壓范圍。因此，與例如可以接收AC 100V系統(tǒng)或者AC 200V系統(tǒng)中的一種的適應(yīng)單范圍的情況相比，次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo的電平變化范圍更大。為了實(shí)現(xiàn)對(duì)于次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo(由于這種寬的AC輸入電壓?jiǎn)挝?，其電平變化范圍?的恒壓控制，要求寬的開關(guān)頻率控制范圍。如果傳統(tǒng)電源電路對(duì)于如上所述的AC 100V系統(tǒng)的單范圍具有80kHz到200kHz的開關(guān)頻率控制范圍，則為了使電源電路具有適應(yīng)寬范圍的配置，開關(guān)頻率控制范圍需要被擴(kuò)大到約80kHz到500kHz的范圍。
但是，在用于驅(qū)動(dòng)開關(guān)元件的現(xiàn)有IC(振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2)中，可能的驅(qū)動(dòng)頻率的上限是大約200kHz。即使可以形成并安裝能夠以上述的高頻率對(duì)元件驅(qū)動(dòng)的開關(guān)驅(qū)動(dòng)IC，以這樣高的頻率驅(qū)動(dòng)開關(guān)元件也導(dǎo)致明顯低的電源變換效率，因此，在實(shí)際的電源電路中，這樣的IC是不可行的。
因此，已經(jīng)認(rèn)為僅通過(guò)開關(guān)頻率控制方法來(lái)穩(wěn)定操作，是很難在傳統(tǒng)電源電路中實(shí)現(xiàn)適應(yīng)寬范圍的配置的。
另外，特別是如果電源電路包括全波中心抽頭整流電路作為其次級(jí)側(cè)整流電流，類似于圖12所示的電路，則開關(guān)頻率控制范圍被進(jìn)一步擴(kuò)大。
在全波中心抽頭整流電路中，次級(jí)繞組N2具有中心抽頭，因此形成了兩個(gè)次級(jí)繞組部分(N2A，N2B)。在這兩個(gè)次級(jí)繞組部分N2A和N2B中，在次級(jí)繞組N2中所激勵(lì)的交變電壓的一個(gè)極性的半周期(下文中稱為一半周期)的時(shí)段中，整流電流按順序流過(guò)次級(jí)繞組部分N2A、整流二極管Do1、平滑電容器Co和次級(jí)繞組部分N2A。而在交變電壓的另一極性的半周期(下文中稱為另一半周期)的時(shí)段中，整流電流按順序流過(guò)次級(jí)繞組部分N2B、整流二極管Do2、平滑電容器Co和次級(jí)繞組部分N2B。
即，在全波中心抽頭整流中，在一半周期的時(shí)段中，電流僅流過(guò)兩個(gè)次級(jí)繞組部分中的一個(gè)，而不流過(guò)另一個(gè)繞組部分。
在這樣的全波中心抽頭整流操作中，在各自纏繞在絕緣變換器變壓器PIT中的線軸上的次級(jí)繞組部分N2A與次級(jí)繞組部分N2B之間存在給定的靜電電容。
繞組間電容的存在等同于這樣的狀態(tài)其中在絕緣變換器變壓器PIT的次級(jí)側(cè)上，電容器Cp20與次級(jí)繞組N2并聯(lián)連接，如圖12所示。
通過(guò)次級(jí)繞組N2的漏電感和電容器Cp20的電容，電容器Cp20與次級(jí)繞組N2的并聯(lián)連接導(dǎo)致在次級(jí)側(cè)上也形成了并聯(lián)諧振電路.
電容器Cp20的電容根據(jù)對(duì)次級(jí)繞組N2所使用的絞合線(litz line)的股數(shù)以及次級(jí)繞組N2所纏繞的線軸的窗面積(window area)而確定。在涉及上述條件的圖12的電路中，該電容是大約100pF到500pF，這是很微小的。
由于并聯(lián)諧振電路也如此形成在次級(jí)側(cè)上，因此圖12的實(shí)際電路具有圖15所示的特性，作為與圖14所示類似的關(guān)于次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo的恒壓特性。
參考圖15，除了初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振頻率fo1之外，由于如上所述，在次級(jí)側(cè)上也形成了并聯(lián)諧振電路，所以存在次級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路的諧振頻率fo2p。
尤其當(dāng)負(fù)載功率是最小負(fù)載功率Pomin時(shí)，兩個(gè)不同的諧振點(diǎn)的存在導(dǎo)致了與所圖示的含有兩個(gè)峰值的曲線類似的雙峰曲線作為特性曲線，其中一個(gè)峰值對(duì)應(yīng)于初級(jí)側(cè)諧振頻率fo1，一個(gè)峰值對(duì)應(yīng)于次級(jí)側(cè)諧振頻率fo2p。
在該情況中，由于如上所述，電容器Cp20的電容相對(duì)微小，所以當(dāng)有朝向較大負(fù)載的趨勢(shì)，并且次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo的電平從而相對(duì)低時(shí)，次級(jí)側(cè)諧振點(diǎn)對(duì)于特性曲線沒有影響(見負(fù)載功率為最大負(fù)載功率Pomax時(shí)的特性曲線)。但是，當(dāng)出現(xiàn)朝向較低負(fù)載的趨勢(shì)，并且負(fù)載狀態(tài)從而接近無(wú)負(fù)載狀態(tài)時(shí)，次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo的電平趨于陡升。隨著次級(jí)側(cè)諧振點(diǎn)被引發(fā)，這種電平上升產(chǎn)生雙峰特性曲線，類似于當(dāng)負(fù)載功率Po為0時(shí)的特性曲線。
當(dāng)負(fù)載功率Po為0W時(shí)，雙峰特性曲線與圖14所示的特性曲線之間的比較使得可以理解這樣的趨勢(shì)在無(wú)負(fù)載狀態(tài)中，圖15的雙峰曲線中的開關(guān)頻率高于相同輸出電平的單峰曲線的開關(guān)頻率。
另外，根據(jù)該趨勢(shì)，圖15中的雙峰曲線導(dǎo)致開關(guān)頻率的更寬的必要控制范圍Δfs，如從圖14和圖15中的兩個(gè)Δfs之間的比較可以清楚看到的。
圖16是示出了含有全波中心抽頭整流電路作為其次級(jí)側(cè)整流電路的圖12的電路中，作為負(fù)載的函數(shù)的開關(guān)頻率fs的變化特性的示圖。
根據(jù)該特性圖，使用全波中心抽頭整流電路導(dǎo)致了這樣的趨勢(shì)如上所述，當(dāng)負(fù)載功率Po接近0W時(shí)，由于引發(fā)了次級(jí)側(cè)諧振點(diǎn)，開關(guān)頻率陡升。
根據(jù)實(shí)驗(yàn)，當(dāng)負(fù)載功率是最大負(fù)載功率Pomax時(shí)，開關(guān)頻率fs約是75.8kHz。而當(dāng)負(fù)載功率是最小負(fù)載功率Pomin時(shí)，開關(guān)頻率fs上升到約172.4kHz。
如上所述，如果如傳統(tǒng)電源電路配置那樣，全波中心抽頭整流電路被形成在次級(jí)側(cè)上，則由于初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)上的諧振電路所導(dǎo)致的兩個(gè)諧振點(diǎn)的存在使得必要控制范圍Δfs被擴(kuò)大，必要控制范圍Δfs被進(jìn)一步擴(kuò)大了。
這種對(duì)必要控制范圍Δfs的進(jìn)一步擴(kuò)大使得幾乎不可能實(shí)現(xiàn)適應(yīng)寬范圍的配置。
此外，開關(guān)頻率的寬控制范圍還引起這樣的問(wèn)題使次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo穩(wěn)定的高速響應(yīng)特性被降低。
一些電子裝置涉及這樣的操作其中負(fù)載條件以例如在最大負(fù)載狀態(tài)與幾乎無(wú)負(fù)載狀態(tài)之間瞬時(shí)轉(zhuǎn)變的方式而變化。這樣的負(fù)載變化也被稱為開關(guān)負(fù)載。這樣的裝置中所結(jié)合的電源電路即使響應(yīng)于所謂的開關(guān)負(fù)載的負(fù)載變化，也需要適當(dāng)?shù)胤€(wěn)定其次級(jí)側(cè)DC輸出電壓。
但是，如上面參考圖14和圖15所描述的，當(dāng)電源電路涉及開關(guān)頻率的寬控制范圍時(shí)，響應(yīng)于類似開關(guān)負(fù)載的負(fù)載變化，電路需要相對(duì)長(zhǎng)的時(shí)間段來(lái)將其開關(guān)頻率改變到用于獲得次級(jí)側(cè)DC輸出電壓的需要電平的頻率。即，作為恒壓控制的響應(yīng)特性，獲得了不理想的結(jié)果。
具體地說(shuō)，圖12所示的電源電路對(duì)于恒壓控制具有這樣的開關(guān)頻率特性開關(guān)頻率在負(fù)載功率范圍為0W到約25W的范圍內(nèi)變化很大，如圖16所示。這種特性作為抵抗開關(guān)負(fù)載的恒壓控制響應(yīng)特性是很不利的。
另外，使用全波中心抽頭整流電路作為次級(jí)側(cè)整流電路(類似圖12中的電路)還導(dǎo)致另一個(gè)問(wèn)題在絕緣變換器變壓器PIT中出現(xiàn)偏磁(bias magnetization)。
具體地說(shuō)，在次級(jí)繞組部分N2A和N2B之中，依賴于兩個(gè)中的哪一個(gè)被首先纏繞在絕緣變換器變壓器PIT中的線軸上，一個(gè)繞組部分長(zhǎng)，而另一個(gè)短。由于這種繞組長(zhǎng)度的差異，初級(jí)繞組N1與次級(jí)繞組部分N2A之間的耦合系數(shù)不同于初級(jí)繞組N1與次級(jí)繞組部分N2B之間的耦合系數(shù)。
在圖12的實(shí)際電路中，初級(jí)繞組N1與次級(jí)繞組部分N2A之間的耦合系數(shù)k是0.86，而初級(jí)繞組N1與次級(jí)繞組部分N2B之間的是0.85。因此，在各繞組部分的漏電感之間出現(xiàn)了差異。結(jié)果，如圖13的波形圖所示，整流輸出電流I2具有這樣的波形其中各個(gè)半周期中的峰值水平彼此不同。
由于整流電路在各個(gè)半周期中的峰值水平是如此不同的，在次級(jí)側(cè)上流過(guò)整流二極管(Do1，Do2)的電流的峰值水平也是不同的。結(jié)果，與具有相同峰值水平的整流電流流過(guò)相應(yīng)的二極管的情況相比，一個(gè)整流二極管的擊穿電流水平需要被增大。因此，需要選擇擊穿電流水平高于當(dāng)整流電流具有相同峰值水平時(shí)所用的部件的更昂貴部件，這使得電源電路的制造成本上升。
另外，整流電流的不同峰值水平還引起這樣的問(wèn)題在整流二極管Do1和Do2中的傳導(dǎo)損耗之間出現(xiàn)偏差。
對(duì)圖12所示的電源電路的實(shí)際實(shí)驗(yàn)顯示出，當(dāng)AC輸入電壓VAC是100V并且負(fù)載功率Po是200W時(shí)，AC到DC電源變換效率ηAC→DC約是90.5％。此外，實(shí)驗(yàn)提供了這樣結(jié)果當(dāng)負(fù)載功率Po為0W時(shí)，AC輸入功率Pin約是2.6W。

發(fā)明內(nèi)容
考慮到上述各種問(wèn)題，本發(fā)明的一個(gè)方面是提供一種具有如下配置的開關(guān)電源電路。
具體地說(shuō)，該開關(guān)電源電路包括開關(guān)單元和開關(guān)驅(qū)動(dòng)單元，開關(guān)單元具有被提供了直流(DC)輸入電壓并實(shí)現(xiàn)開關(guān)操作的開關(guān)元件，開關(guān)驅(qū)動(dòng)單元對(duì)開關(guān)元件進(jìn)行開關(guān)驅(qū)動(dòng)。
該開關(guān)電源電路還包括絕緣變換器變壓器，其至少具有初級(jí)繞組和次級(jí)繞組，它們纏繞在絕緣變換器變壓器上。初級(jí)繞組被提供了從開關(guān)單元的開關(guān)操作而產(chǎn)生的開關(guān)輸出，并且在次級(jí)繞組中感應(yīng)了交變電壓。
另外，該開關(guān)電源電路包括初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路，其至少由絕緣變換器變壓器的初級(jí)繞組的漏電感分量和與初級(jí)繞組串聯(lián)連接的初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器的電容形成。初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路具有第一諧振頻率，并提供電流諧振操作作為開關(guān)單元的操作。
該開關(guān)電源電路還包括次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路，其至少由絕緣變換器變壓器的次級(jí)側(cè)繞組的漏電感分量和與次級(jí)繞組串聯(lián)連接的次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器的電容形成。次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路具有第二諧振頻率。
此外，該開關(guān)電源電路包括次級(jí)側(cè)整流和平滑單元，該單元對(duì)次級(jí)繞組中出現(xiàn)的交變電壓整流，并通過(guò)次級(jí)側(cè)平滑電容器使整流電壓平滑，從而產(chǎn)生次級(jí)側(cè)DC輸出電壓。
該開關(guān)電源電路還包括恒壓控制單元，其通過(guò)根據(jù)次級(jí)側(cè)DC輸出電壓的電平控制開關(guān)驅(qū)動(dòng)單元，從而改變開關(guān)單元的開關(guān)頻率，來(lái)實(shí)現(xiàn)次級(jí)側(cè)DC輸出電壓的恒壓控制。
在絕緣變換器變壓器的磁芯中的特定位置形成的間隙具有這樣的間隙長(zhǎng)度由初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路和次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路形成的電磁耦合諧振電路具有單峰特性，作為相對(duì)于具有開關(guān)頻率的頻率信號(hào)輸入的輸出特性。
第一諧振頻率和第二諧振頻率被設(shè)置為使得在流過(guò)初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流與流過(guò)絕緣變換器變壓器的次級(jí)側(cè)的次級(jí)側(cè)整流電流之間出現(xiàn)所需的相移。
根據(jù)該配置，采用了這樣的開關(guān)變換器對(duì)其提供了初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路，以提供電流諧振操作作為初級(jí)側(cè)的開關(guān)操作。另外，還在次級(jí)側(cè)上提供了串聯(lián)諧振電路。由于這樣的配置，該方面的開關(guān)電源電路包括采用絕緣變換器變壓器電磁耦合的耦合諧振電路。以此為基礎(chǔ)，在絕緣變換器變壓器的磁芯的特定位置處形成的間隙的間隙長(zhǎng)度被設(shè)置為使得獲得這樣的耦合系數(shù)作為相對(duì)于被輸入到耦合諧振電路的具有開關(guān)頻率的頻率信號(hào)(開關(guān)輸出)的輸出特性，獲得了單峰特性。結(jié)果，與僅在初級(jí)側(cè)上包括有串聯(lián)諧振電路的電路相比，恒壓控制所需的開關(guān)頻率可變范圍(必要控制范圍)可以被縮窄。
另外，由于第一和第二諧振頻率被如上所述地設(shè)計(jì)，所以當(dāng)采用大AC輸入電壓(AC 200 V系統(tǒng))時(shí)，初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的峰值水平可以被降低，這提高了尤其當(dāng)使用大AC輸入電壓時(shí)的電源變換效率。
如上所述，根據(jù)本發(fā)明的該方面，可以高效地縮窄恒壓控制所需的開關(guān)頻率可變控制范圍(必要控制范圍)。因此，僅通過(guò)開關(guān)頻率控制來(lái)穩(wěn)定操作，就可以獲得適應(yīng)寬范圍的電源電路。
此外，由于開關(guān)頻率控制范圍被縮窄，所以可以提高恒壓控制的響應(yīng)性，這使得可以更充分地穩(wěn)定次級(jí)側(cè)DC輸出電壓。
此外，第一和第二諧振頻率被設(shè)計(jì)為使得在初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流與次級(jí)側(cè)繞組電流之間出現(xiàn)相移。因此，當(dāng)使用大AC輸入電壓時(shí)，初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流的水平被抑制，這提高了當(dāng)使用大AC輸入電壓時(shí)的電源變換效率。


圖1是圖示了根據(jù)本發(fā)明第一實(shí)施例的開關(guān)電源電路的配置的電路圖；圖2是圖示了該實(shí)施例的開關(guān)電源電路中所包括的絕緣變換器變壓器的一個(gè)配置示例的截面圖；圖3A和圖3B是圖示了該實(shí)施例的電源電路中的主要部分的操作波形的波形圖；圖4是將該實(shí)施例的電源電路表示為電磁耦合諧振電路的等效電路圖；圖5是圖示了該實(shí)施例的電源電路的恒壓控制特性的示圖；圖6是圖示了作為該實(shí)施例的電源電路的恒壓控制操作，用于應(yīng)對(duì)AC輸入電壓變化和負(fù)載變化的開關(guān)頻率控制范圍(必要控制范圍)的示圖；圖7是示出了該實(shí)施例的電源電路的作為負(fù)載的函數(shù)的AC到DC電源變換效率和開關(guān)頻率特性的示圖；圖8是圖示了根據(jù)本發(fā)明第二實(shí)施例的開關(guān)電源電路的配置的電路圖；圖9是圖示了根據(jù)本發(fā)明第三實(shí)施例的開關(guān)電源電路的配置的電路圖；圖10是圖示了根據(jù)本發(fā)明第四實(shí)施例的開關(guān)電源電路的配置的電路圖；圖11是圖示了根據(jù)本發(fā)明第五實(shí)施例的開關(guān)電源電路的配置的電路圖；圖12是圖示了含有傳統(tǒng)復(fù)合諧振變換器的開關(guān)電源電路的一個(gè)配置示例的電路圖；圖13是示出了圖12中的電源電路的主要部分的操作波形的波形圖；圖14是示出了當(dāng)初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)之間的耦合系數(shù)被設(shè)計(jì)為傳統(tǒng)值時(shí)的恒壓控制特性的示圖；圖15是圖示了包括全波中心抽頭整流電路作為其次級(jí)側(cè)整流電路的圖12中的電路的恒壓控制特性的示圖；以及圖16是示出了圖12中的電路的作為負(fù)載的函數(shù)的開關(guān)頻率特性的特性圖。
具體實(shí)施例方式
下面將描述作為實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的最佳實(shí)施方式(下文中也稱作實(shí)施例)的開關(guān)電源電路。
圖1是圖示了作為本發(fā)明第一實(shí)施例的開關(guān)電源電路的配置示例的電路圖。
圖中所示的電源電路采用這樣的配置作為其基本配置其中通過(guò)半橋連接構(gòu)成的他激電流諧振變換器與部分電壓諧振電路相結(jié)合。
在該電源電路中，耦合到商用交流電源AC的是由濾波電容器CL和共模扼流圈CMC形成的共模噪聲濾波器。
在噪聲濾波器的下級(jí)，由橋式整流電路Di和平滑電容器Ci形成的全波整流和平滑電路被耦合到商用交流電源AC。
全波整流和平滑電路被饋送有來(lái)自商用交流電源AC的AC電壓，并執(zhí)行全波整流操作，從而在平滑電容器Ci兩端獲得經(jīng)整流和平滑的電壓Ei(DC輸入電壓)。經(jīng)整流和平滑的電壓Ei具有與AC輸入電壓VAC相同的電平。
作為被饋送了DC輸入電壓并執(zhí)行開關(guān)操作(間歇性)的電流諧振變換器，提供了開關(guān)電路，其中由MOS-FET形成的兩個(gè)開關(guān)元件Q1和Q2通過(guò)半橋連接彼此連接，如圖所示。阻尼二極管DD1和DD2分別與開關(guān)元件Q1和Q2的漏極與源極之間的溝道并聯(lián)連接。阻尼二極管DD1的陽(yáng)極和陰極分別連接到開關(guān)元件Q1的源極和漏極。類似地，阻尼二極管DD2的陽(yáng)極和陰極分別連接到開關(guān)元件Q2的源極和漏極。阻尼二極管DD1和DD2分別是開關(guān)元件Q1和Q2所配備的體二極管。
另外，初級(jí)側(cè)部分諧振電容器Cp與開關(guān)元件Q2的漏極和源極之間的溝道并聯(lián)連接。至少由初級(jí)側(cè)部分諧振電容器Cp的電容和初級(jí)繞組N1的漏電感形成了部分諧振電路(部分電壓諧振電路)。從而，實(shí)現(xiàn)了這樣的部分電壓諧振操作其中僅當(dāng)開關(guān)元件Q1和Q2被關(guān)斷時(shí)，才出現(xiàn)電壓諧振。
另外，振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2被提供用于對(duì)開關(guān)元件Q1和Q2進(jìn)行開關(guān)驅(qū)動(dòng)。振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2包括振蕩電路和驅(qū)動(dòng)電路，并且對(duì)其可以例如使用通用IC。振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2中的振蕩電路生成具有所需頻率的振蕩信號(hào)。驅(qū)動(dòng)電路利用振蕩信號(hào)來(lái)生成開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)，該開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)是用于對(duì)MOS-FET進(jìn)行開關(guān)驅(qū)動(dòng)的柵極電壓，因此該開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)被施加到開關(guān)元件Q1和Q2的柵極。這樣，根據(jù)基于開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)周期的開關(guān)頻率，開關(guān)元件Q1和Q2實(shí)現(xiàn)了開關(guān)操作，使得它們以交替的定時(shí)被相繼導(dǎo)通/關(guān)斷。
絕緣變換器變壓器PIT被提供以便將來(lái)自開關(guān)元件Q1和Q2的開關(guān)輸出傳遞到次級(jí)側(cè)。
絕緣變換器變壓器PIT中的初級(jí)繞組N1的一端被串聯(lián)連接到初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C1，并經(jīng)由電容器C1被耦合到開關(guān)元件Q1的源極與開關(guān)元件Q2的漏極之間的連接節(jié)點(diǎn)(開關(guān)輸出節(jié)點(diǎn))，其允許傳遞開關(guān)輸出。初級(jí)繞組N1的另一端連接到初級(jí)側(cè)的地。
絕緣變換器變壓器PIT具有與圖2的截面圖所示的結(jié)構(gòu)類似的結(jié)構(gòu)。
如圖2所示，絕緣變換器變壓器PIT包括EE磁芯(EE形磁芯)，其通過(guò)以磁芯柱互相面對(duì)的方式組合由鐵氧體材料制成的E磁芯CR1和CR2而形成。
此外，提供了線軸B，其由樹脂等形成，并且具有這樣的被分開的形狀初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)的纏繞部分彼此獨(dú)立。初級(jí)側(cè)繞組(初級(jí)繞組N1)纏繞在線軸B的一個(gè)纏繞部分上。次級(jí)側(cè)繞組(次級(jí)繞組N2)纏繞在另一個(gè)纏繞部分上。已經(jīng)如此纏繞了初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)繞組的線軸B被配合到EE磁芯(CR1，CR2)，產(chǎn)生了這樣的狀態(tài)其中在不同纏繞區(qū)域中的初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)繞組圍繞EE磁芯的中心磁芯柱而纏繞。以這種方式，完成了絕緣變換器變壓器PIT的整個(gè)結(jié)構(gòu)。
在EE磁芯的中心磁芯柱中，如圖所示，形成了間隙G。在該實(shí)施例中，間隙G被設(shè)計(jì)為例如具有約2.0mm的間隙長(zhǎng)度，使得獲得了初級(jí)側(cè)與次級(jí)側(cè)之間的弱耦合狀態(tài)，其中它們之間的耦合系數(shù)k約為0.80或者更小。注意，當(dāng)間隙長(zhǎng)度被設(shè)置為大約2.0mm時(shí)，實(shí)際耦合系數(shù)k是0.735?？梢酝ㄟ^(guò)將E磁芯CR1和CR2的中心磁芯柱設(shè)計(jì)為短于它們的兩個(gè)外磁芯柱來(lái)形成間隙G。
在以圖12所示電源電路為典型的包含傳統(tǒng)電流諧振變換器的電源電路中，如上所述，在絕緣變換器變壓器PIT的磁芯中形成了大約1.0mm的間隙，從而獲得了約0.8到0.9的耦合系數(shù)。
也就是說(shuō)，在本發(fā)明中，絕緣變換器變壓器PIT的初級(jí)側(cè)與次級(jí)側(cè)之間的耦合系數(shù)低于傳統(tǒng)配置。
返回參考圖1，由于參考圖2所描述的結(jié)構(gòu)，絕緣變換器變壓器PIT在初級(jí)繞組N1中產(chǎn)生一定的漏電感L1。另外，如上所述，初級(jí)繞組N1和初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C1串聯(lián)連接。因此，初級(jí)繞組N1的漏電感L1與初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C1的電容形成了串聯(lián)諧振電路(初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路)。
初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路被連接到開關(guān)元件Q1和Q2的開關(guān)輸出節(jié)點(diǎn)，因此來(lái)自開關(guān)元件Q1和Q2的開關(guān)輸出被傳遞到初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路。初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路利用所傳遞的開關(guān)輸出來(lái)執(zhí)行諧振操作，其提供電流諧振操作作為初級(jí)側(cè)開關(guān)變換器的操作。
根據(jù)上述說(shuō)明，圖1所示的初級(jí)側(cè)開關(guān)變換器通過(guò)初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路(L1-C1)提供了電流諧振操作，并通過(guò)上述初級(jí)側(cè)部分電壓諧振電路(Cp//L1)提供了部分電壓諧振操作。
也就是說(shuō)，圖中所示的電源電路的初級(jí)側(cè)采用這樣的配置其中提供作為初級(jí)側(cè)開關(guān)變換器的諧振變換器的諧振電路被與另一諧振電路相結(jié)合。在本說(shuō)明書中，由這樣結(jié)合的兩個(gè)諧振電路形成的開關(guān)變換器也被稱作復(fù)合諧振變換器。
在絕緣變換器變壓器PIT的次級(jí)繞組N2中，激勵(lì)(感應(yīng))了依賴于被傳遞到初級(jí)繞組N1的開關(guān)輸出的交變電壓。
假設(shè)次級(jí)繞組N2是由包含整流二極管Do1到Do4的橋式整流電路以及平滑電容器Co形成的全波橋式整流電路。
此外，在本實(shí)施例中，次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2與次級(jí)繞組N2串聯(lián)連接在全波橋式整流電路中。因此，由于次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2的電容和次級(jí)繞組N2的漏電感L2，在絕緣變換器變壓器PIT的次級(jí)側(cè)上也形成了串聯(lián)諧振電路。
次級(jí)側(cè)的具體配置如下。次級(jí)繞組N2的一端串聯(lián)連接到次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2，并經(jīng)由電容器C2，耦合到整流二極管Do1的陽(yáng)極與整流二極管Do2的陰極之間的連接節(jié)點(diǎn)。次級(jí)繞組N2的另一端耦合到整流二極管Do3的陽(yáng)極與整流二極管Do4的陰極之間的連接節(jié)點(diǎn)。
整流二極管Do2的陽(yáng)極與整流二極管Do4的陽(yáng)極之間的連接節(jié)點(diǎn)被連接到次級(jí)側(cè)的地。整流二極管Do1的陰極與整流二極管Do3的陰極之間的連接節(jié)點(diǎn)被連接到平滑電容器Co的正電極。平滑電容器Co的負(fù)電極被連接到次級(jí)側(cè)的地。
根據(jù)該連接結(jié)構(gòu)，在次級(jí)繞組N2中出現(xiàn)的交變電壓的一半周期的時(shí)段中，一對(duì)整流二極管Do1和Do4實(shí)現(xiàn)整流操作，從而對(duì)平滑電容器Co充電。而在次級(jí)繞組N2中出現(xiàn)的交變電壓的另一半周期的時(shí)段中，一對(duì)整流二極管Do2和Do3的整流操作對(duì)平滑電容器Co充電。
由于這些整流二極管Do1到Do4的全波整流操作，在平滑電容器Co兩端獲得了次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo，其依賴于次級(jí)繞組N2中激勵(lì)的交變電壓的電平。次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo被提供給負(fù)載(未示出)，并且被分路并輸入到后面將描述的控制電路1作為檢出電壓。
在該配置中，次級(jí)側(cè)上所形成的串聯(lián)諧振電路通過(guò)整流二極管Do1到Do4提供了電流諧振操作，作為次級(jí)側(cè)整流操作。
控制電路1向振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2提供檢測(cè)輸出，該檢測(cè)輸入依賴于次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo的電平變化。振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2驅(qū)動(dòng)并控制開關(guān)元件Q1和Q2，使得開關(guān)頻率根據(jù)從控制電路1輸入的檢測(cè)輸出而改變。為此，振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2改變由其中的振蕩電路生成的振蕩信號(hào)的頻率。
由于開關(guān)元件Q1和Q2的開關(guān)頻率被改變，所以初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振阻抗改變，因此從絕緣變換器變壓器PIT的初級(jí)側(cè)傳遞到次級(jí)側(cè)的功率量改變了。從而，允許用于穩(wěn)定次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo電平的操作。
在本實(shí)施例的電源電路所使用的開關(guān)頻率控制方法中，采用了比初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振頻率fo1高的頻率范圍作為開關(guān)頻率的可變范圍。即，采用了所謂的上側(cè)控制方法。
一般，當(dāng)頻率是諧振頻率時(shí)，串聯(lián)諧振電路的諧振阻抗變?yōu)樽畹?。因此，如果與本實(shí)施例類似地采用了基于串聯(lián)諧振電路諧振頻率的上側(cè)控制方法，則越高的開關(guān)頻率fs導(dǎo)致越高的諧振阻抗。
因此，例如如果有朝向較大負(fù)載的趨勢(shì)，并且次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo從而降低時(shí)，執(zhí)行降低開關(guān)頻率的控制。開關(guān)頻率的降低造成諧振阻抗降低，諧振阻抗的降低增加了從初級(jí)側(cè)傳遞到次級(jí)側(cè)的功率量，從而提高了次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo。
相反，當(dāng)出現(xiàn)朝向較小負(fù)載的趨勢(shì)，并且次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo從而升高時(shí)，執(zhí)行增大開關(guān)頻率的控制。從而，諧振阻抗被提高，因此功率傳遞量被降低，這降低了次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo。以這種方式，開關(guān)頻率的變化可以穩(wěn)定次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo。
圖1的電源電路采用了適應(yīng)寬范圍的配置，其可以適應(yīng)于利用AC 100V系統(tǒng)和AC 200V系統(tǒng)兩者而工作。
在圖1的電源電路中，如上所述，在初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)上都提供了串聯(lián)諧振電路，并且絕緣變換器變壓器PIT中的耦合系數(shù)k被設(shè)置為低于傳統(tǒng)系數(shù)值。
這樣的配置提供了適應(yīng)寬范圍的電路。下面將參考圖4到圖6來(lái)描述這一點(diǎn)。
圖4的電路圖在初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路和次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路之間關(guān)系的方面，示出了圖1中的本實(shí)施例的電源電路的等效電路。該等效電路圖中與圖1所示相同的部分被賦予相同的標(biāo)號(hào)。
圖4圖示了這樣的絕緣變換器變壓器PIT圍繞其纏繞了具有某個(gè)匝數(shù)比1∶n的初級(jí)繞組N1和次級(jí)繞組N2。在該圖中，絕緣變換器變壓器PIT的初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)之間的耦合程度由耦合系數(shù)k表示。
在絕緣變換器變壓器PIT的初級(jí)側(cè)上，L11和L1e分別代表初級(jí)繞組N1的漏電感和磁化電感。另外，絕緣變換器變壓器PIT的次級(jí)側(cè)上的L21和L2e分別代表次級(jí)繞組N2的漏電感和磁化電感。
在圖4的等效電路圖中，具有開關(guān)頻率fs的AC電壓(頻率信號(hào))被輸入到絕緣變換器變壓器PIT的初級(jí)側(cè)。即，該輸入電壓是來(lái)自初級(jí)側(cè)開關(guān)變換器(開關(guān)元件Q1和Q2)的開關(guān)輸出。
在絕緣變換器變壓器PIT的初級(jí)側(cè)上，具有開關(guān)頻率fs的輸入AC電壓被提供到初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路。如圖所示，該初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路可以被認(rèn)為是這樣的電路其中初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C1與漏電感L11串聯(lián)連接到初級(jí)繞組N1，并且磁化電感L1e與初級(jí)繞組N1并聯(lián)連接。
類似地，絕緣變換器變壓器PIT的次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路可以被認(rèn)為是這樣的電路其中次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2與漏電感L2l串聯(lián)連接到次級(jí)繞組N2，并且磁化電感L2e與次級(jí)繞組N2并聯(lián)連接。另外，在該圖中，來(lái)自具有上述配置的次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的輸出被提供到負(fù)載RL。負(fù)載RL對(duì)應(yīng)于在次級(jí)側(cè)全波整流電路之后的電路和負(fù)載。
在具有上述連接配置的圖4的等效電路中，初級(jí)繞組N1的漏電感L11可以由公式1表示，其中k是絕緣變換器變壓器PIT的耦合系數(shù)，L1是初級(jí)繞組N1的自感。
L11＝(1-k2)L1……公式1初級(jí)繞組N1的磁化電感L1e可以由公式2表示。
L1e＝k2×L1 ……公式2類似地，次級(jí)繞組N2的漏電感L2l和磁化電感L2e可以分別由公式3和公式4表示，其中L2是次級(jí)繞組N2的自感。
L2l＝(1-k2)L2……公式3L2e＝k2×L2 ……公式4圖4的等效電路包括初級(jí)側(cè)上的初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路和次級(jí)側(cè)上的次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路，其間具有絕緣變換器變壓器PIT的電磁感應(yīng)的媒介。因此，該圖的電路可以被認(rèn)為是采用電磁耦合的耦合諧振電路。因此，圖1的電源電路的關(guān)于次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo的恒壓控制特性依賴于絕緣變換器變壓器PIT的耦合程度(耦合系數(shù)k)而不同。下面將參考圖5描述這一點(diǎn)。
圖5示出了圖4的等效電路的相對(duì)于對(duì)其的輸入(開關(guān)頻率信號(hào))的輸出特性。具體地說(shuō)，次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo的控制特性被表示為電壓Eo與開關(guān)頻率fs之間的關(guān)系。
在圖5中，開關(guān)頻率繪制在橫坐標(biāo)上，而次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo的電平繪制在縱坐標(biāo)上。
在橫坐標(biāo)上，初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振頻率fo1和次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振頻率fo2彼此重疊，這意味著不管諧振頻率fo1和fo2的設(shè)定值如何，都獲得了類似的特性。
當(dāng)絕緣變換器變壓器PIT采用耦合系數(shù)k為1的強(qiáng)耦合時(shí)，由于公式1和公式3中的k被1替換，初級(jí)繞組N1的漏電感L1l和次級(jí)繞組N2的漏電感L2l由公式5表示。
L11＝L2l＝0……公式5即，當(dāng)絕緣變換器變壓器PIT采用強(qiáng)耦合時(shí)，在初級(jí)繞組N1和次級(jí)繞組N2中不存在漏電感。
當(dāng)絕緣變換器變壓器PIT的初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)這樣被強(qiáng)耦合時(shí)，恒壓控制特性繪制出如圖5的特性曲線1所示的所謂的雙峰曲線。在該曲線中，當(dāng)開關(guān)頻率分別位于與初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振頻率fo1和fo2不同的頻率值f1和f2處時(shí)，次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo變?yōu)榉逯怠?br> 頻率f1由等式1表示。
f1=fo/1+k]]>……等式1頻率f2由等式2表示。
f2=fo/1+k]]>……等式2在等式1和等式2中，作為其中一項(xiàng)的fo代表中心諧振頻率，其存在于初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振頻率fo1與次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振頻率fo2之間的中心處。中心諧振頻率的確定依賴于初級(jí)側(cè)的阻抗、次級(jí)側(cè)的阻抗以及初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)共有的阻抗(互耦合電感M)。
互耦合電感M由等式3表示。
M=kL1×L2]]>……等式3如果耦合系數(shù)k逐漸從1降低(例如，如果耦合狀態(tài)逐漸從強(qiáng)耦合朝向弱耦合移動(dòng))，則在圖5的特性曲線1中出現(xiàn)這樣的變化雙峰趨勢(shì)逐漸減弱，并且接近中心諧振頻率fo的曲線變得平坦。接著，當(dāng)耦合系數(shù)k降低到某個(gè)值時(shí)，耦合狀態(tài)達(dá)到所謂的臨界耦合狀態(tài)。在臨界耦合狀態(tài)中，如特性曲線2所示，雙峰特性趨勢(shì)已經(jīng)消失，并且在中心諧振頻率fo附近的曲線的形狀是平坦的。
如果耦合系數(shù)k從臨界耦合狀態(tài)進(jìn)一步降低，從而進(jìn)一步向弱耦合狀態(tài)發(fā)展，則獲得了如圖5的特性曲線3所示的單峰特性，其中僅在中心頻率fo處存在一個(gè)峰值。特性曲線3與特性曲線1和2的比較清楚顯示出，雖然特性曲線3自身的峰值水平低于特性曲線1和2的峰值水平，但是特性曲線3的二次曲線形狀具有比特性曲線1和2更陡的斜度。
本實(shí)施例的絕緣變換器變壓器PIT采用弱耦合狀態(tài)，其中耦合系數(shù)k小于約0.8。這樣的耦合系數(shù)k提供了基于由特性曲線3所示的單峰特性的操作。
當(dāng)圖5所示的單峰特性與傳統(tǒng)復(fù)合諧振變換器的圖14中的恒壓控制特性相比較時(shí)，可以清楚看到圖14中的特性的二次曲線示出了比圖5的曲線緩和得多的斜度。
由于傳統(tǒng)電源電路的特性示出了如圖14所示的緩和曲線，所以即使當(dāng)電路例如具有適應(yīng)單范圍的配置時(shí)，用于對(duì)次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo的恒壓控制的開關(guān)頻率fs的必要控制范圍也是從約80kHz到約200kHz，因此Δfs約是100kHz或更大。
因此，如上所述，僅通過(guò)開關(guān)頻率控制來(lái)實(shí)現(xiàn)恒壓控制，很難提供具有適應(yīng)寬范圍的特性的電源電路。
相反，本實(shí)施例的恒壓控制特性是圖5的特性曲線3所示的單峰特性，因此其恒壓控制操作由圖6的特性曲線表述。
圖6圖示了從根據(jù)本實(shí)施例的圖1的電源電路得到的四條特性曲線A到D。特性曲線A和B分別對(duì)應(yīng)于當(dāng)AC輸入電壓VAC為100V(AC100V系統(tǒng))時(shí)的最大負(fù)載功率Pomax和最小負(fù)載功率Pomin。特性曲線C和D分別對(duì)應(yīng)于當(dāng)AC輸入電壓VAC為230V(AC 200V系統(tǒng))時(shí)的最大負(fù)載功率Pomax和最小負(fù)載功率Pomin。
如從圖6清楚看到的，當(dāng)AC輸入電壓VAC是100V(對(duì)應(yīng)于AC100V系統(tǒng)輸入)時(shí)，將次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo恒定地保持在所需電平tg處所需的開關(guān)頻率的可變控制范圍(必要控制范圍)由Δfs1表示。具體地說(shuō)，必要控制范圍是從在特性曲線A上提供了電平tg的開關(guān)頻率fs到在特性曲線B上提供了電平tg的開關(guān)頻率fs的頻率范圍。
另外，當(dāng)AC輸入電壓VAC是230V(對(duì)應(yīng)于AC 200V系統(tǒng)輸入)時(shí)，將次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo恒定地保持在所需電平tg處所需的開關(guān)頻率的可變控制范圍(必要控制范圍)由Δfs2表示。具體地說(shuō)，必要控制范圍是從在特性曲線C上提供了電平tg的開關(guān)頻率fs到在特性曲線D上提供了電平tg的開關(guān)頻率fs的頻率范圍。
如上所述，與圖14所示的控制特性相比，本實(shí)施例作為次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo控制特性的單峰特性繪制出了相當(dāng)陡的二次曲線。
因此，當(dāng)AC輸入電壓VAC分別是100V和230V時(shí)所獲得的必要控制范圍Δfs1和Δfs2比圖14中的范圍Δfs小得多。例如，實(shí)際測(cè)量的范圍Δfs1和Δfs2被發(fā)現(xiàn)是圖14中的實(shí)際范圍Δfs的大約十分之一。
另外，范圍Δfs1中的最小開關(guān)頻率(在特性曲線A上提供了電平tg的開關(guān)頻率fs)與范圍Δfs2中的最大開關(guān)頻率(在特性曲線D上提供了電平tg的開關(guān)頻率fs)之間的頻率可變范圍(ΔfsA)也相當(dāng)小。
圖1中本實(shí)施例的電源電路的實(shí)際頻率可變范圍ΔfsA充分地落入目前的開關(guān)驅(qū)動(dòng)IC(振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2)的開關(guān)頻率可變范圍之內(nèi)。也就是說(shuō)，圖1的電源電路可以實(shí)際地在頻率可變范圍ΔfsA之內(nèi)可變地控制其開關(guān)頻率。該事實(shí)意味著圖1的電源電路對(duì)于AC 100V系統(tǒng)和AC 200V系統(tǒng)兩者的商用AC電壓輸入都可以穩(wěn)定次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo。也就是說(shuō)，圖1的電源電路允許僅通過(guò)開關(guān)頻率控制就具有適應(yīng)寬范圍的配置。
注意，作為通信技術(shù)中用于擴(kuò)大由晶體管形成的放大電路的放大帶寬的單元，采用電磁耦合的耦合諧振電路是公知的。例如，該單元的典型示例是中頻變換放大器。在該技術(shù)領(lǐng)域中，并沒有使用由弱耦合造成的單峰特性，而是使用了由強(qiáng)耦合造成的雙峰特性或者臨界耦合造成的平坦特性。在本實(shí)施例中，關(guān)于采用電磁耦合的這種耦合諧振電路的技術(shù)，在通信技術(shù)領(lǐng)域中還沒有被使用過(guò)的由弱耦合造成的單峰特性被有利地使用在諧振開關(guān)變換器的領(lǐng)域中。因此，如上所述，穩(wěn)定次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo所需的開關(guān)頻率可變范圍(必要控制范圍)被縮窄，這使得僅通過(guò)根據(jù)開關(guān)頻率控制的恒壓控制，就可以允許適應(yīng)寬范圍的配置。
一般而言，當(dāng)弱耦合的程度在絕緣變換器變壓器PIT的初級(jí)側(cè)與次級(jí)側(cè)之間加大時(shí)，出現(xiàn)了這樣的趨勢(shì)絕緣變換器變壓器PIT中的功率損耗被增大，因此電源變換效率被相應(yīng)地降低。但是，如后面所描述的，本實(shí)施例可以獲得對(duì)于實(shí)際使用來(lái)說(shuō)足夠的電源變換效率。這是由于在次級(jí)側(cè)上也形成了串聯(lián)諧振電路(次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路)的特性。
具體地說(shuō)，提供次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路使得增加了其諧振操作所引起的能量，含有所增加的能量的功率可以被提供為次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo。因此，由于弱耦合而降低的效率被補(bǔ)償了。
應(yīng)當(dāng)注意，需要再次確認(rèn)，當(dāng)與本實(shí)施例類似地提供了次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2以在次級(jí)側(cè)上也形成串聯(lián)諧振電路時(shí)，在每個(gè)半周期時(shí)段中，繞組電流都需要流過(guò)整個(gè)次級(jí)繞組N2，以便提供諧振操作作為次級(jí)側(cè)整流操作。因此，次級(jí)側(cè)上的整流電路必須具有除了半波整流電路和全波中心抽頭整流電路之外的電路配置。相應(yīng)地，圖1的電源電路包括全波橋式整流電路作為其次級(jí)側(cè)整流電路。
對(duì)于這種情形，當(dāng)打算采用該實(shí)施例的適應(yīng)寬范圍的配置時(shí)，與圖12所示類似的傳統(tǒng)全波中心抽頭整流電流并沒有被用作次級(jí)側(cè)整流電路。因此，不存在這樣的可能全波中心抽頭整流器的使用阻止了采用開關(guān)頻率控制來(lái)實(shí)現(xiàn)適應(yīng)寬范圍的配置。
圖3A和圖3B是用于示出圖1的電源電路中的主要部分的操作的波形圖。
圖3A示出了當(dāng)AC輸入電壓VAC是100V時(shí)的操作波形。圖3B示出了當(dāng)AC輸入電壓VAC是230V時(shí)的操作波形。此外，在圖3A和圖3B兩者中，左邊和右邊的圖分別示出了當(dāng)負(fù)載功率Po為200W和0W時(shí)的操作波形。
在該實(shí)施例的電源電路中，200W和0W的負(fù)載功率Po分別對(duì)應(yīng)于最大負(fù)載功率(Pomax)和最小負(fù)載功率(Pomin)。
圖3A和圖3B中的實(shí)驗(yàn)結(jié)果是當(dāng)具有下列特性的元件被選擇作為圖1的電路的主要部分時(shí)而得到的·絕緣變換器變壓器PIT具有間隙長(zhǎng)度2.0mm的間隙G和約0.735的耦合系數(shù)k；匝數(shù)為30T的初級(jí)繞組N1；匝數(shù)為26T的次級(jí)繞組N2·初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C1的電容為0.039μF·次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2的電容為0.027μF。
通過(guò)這樣設(shè)置初級(jí)和次級(jí)繞組N1和N2的匝數(shù)以及初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C1和C2的電容，初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振頻率fo1和次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振頻率fo2被分別設(shè)置為約60kHz和約84kHz。
另外，通過(guò)選擇上述各個(gè)元件，次級(jí)繞組N2每匝的感應(yīng)電壓電平被設(shè)置為5V/T。
參考圖3A和圖3B，矩形波電壓V1是開關(guān)元件Q2兩端的電壓，指示開關(guān)元件Q2的導(dǎo)通/關(guān)斷定時(shí)。電壓V1具有這樣的波形其中在開關(guān)元件Q2處于導(dǎo)通狀態(tài)的導(dǎo)通時(shí)段中，電壓電平處于0電平，并且在開關(guān)元件Q2處于關(guān)斷狀態(tài)的關(guān)斷時(shí)段中，電壓電平被箝位在經(jīng)整流和平滑的電壓Ei的電平。
在開關(guān)元件Q2的導(dǎo)通時(shí)段期間，具有所示波形的開關(guān)電流IQ2流過(guò)由開關(guān)元件Q2和箝位二極管DD2組成的開關(guān)電路系統(tǒng)。而在開關(guān)元件Q2的關(guān)斷時(shí)段期間，開關(guān)電流IQ2處于0水平。
另外，雖然未被圖示出，但是開關(guān)元件Q1兩端的電壓和流過(guò)另一開關(guān)電路系統(tǒng)(Q1，DD1)的開關(guān)電流具有這樣的波形該波形通過(guò)分別將電壓V1和開關(guān)電流IQ2的波形的相位移動(dòng)180°而得到。即，開關(guān)元件Q1和Q2以相同的周期實(shí)現(xiàn)了開關(guān)操作，使得它們被交替地導(dǎo)通/關(guān)斷。
初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流Io(未示出)流過(guò)初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路(L1-C1)，作為從流過(guò)這些開關(guān)電路(Q1，DD1)和(Q2，DD2)的開關(guān)電流的合成而得到的電流分量。
參考圖3A，當(dāng)AC輸入電壓VAC是100V時(shí)，開關(guān)電流IQ2的峰值水平在負(fù)載功率是200W的最大負(fù)載功率Pomax和0W的最小負(fù)載功率Pomin時(shí)分別為約6.0安培和約3.5安培。
參考圖3B，當(dāng)AC輸入電壓VAC是230V時(shí)，開關(guān)電流IQ2的峰值水平在負(fù)載功率是200W的最大負(fù)載功率Pomax和0W的最小負(fù)載功率Pomin時(shí)分別為約2.6安培和約2.4安培。
由上述電壓V1和開關(guān)電流IQ2指示的初級(jí)側(cè)上的操作在絕緣變換器變壓器PIT的次級(jí)繞組N2中感應(yīng)了具有所示波形的交變電壓V2。交變電壓V2具有這樣的波形其中電壓電平被箝位在次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo的電平處。
由于獲得了具有這種波形的交變電壓V2，次級(jí)側(cè)橋式整流電路執(zhí)行這樣的操作在交變電壓V2為正極性的半周期的時(shí)段中，一對(duì)整流二極管Do1和Do4變?yōu)閷?dǎo)通，以將整流電流充電到平滑電容器Co中。而在交變電壓V2為負(fù)極性的半周期的時(shí)段中，一對(duì)整流二極管Do2和Do3變?yōu)閷?dǎo)通，以將整流電流充電到平滑電容器Co中。
由于這樣的操作，流過(guò)次級(jí)側(cè)整流電流路徑的次級(jí)側(cè)整流電流I2具有這樣的波形其中在交變電壓V2達(dá)到正峰值電平的時(shí)段中，電流水平是正的，而當(dāng)交變電壓V2達(dá)到負(fù)峰值電平的時(shí)段中，電流水平是負(fù)的(參見對(duì)于最大負(fù)載功率Pomax的各圖形)。而當(dāng)負(fù)載功率是0W的最小負(fù)載功率Pomin時(shí)，次級(jí)側(cè)整流電流I2處于0水平。
圖3A和圖3B的之間的比較清楚地指示出如下事實(shí)。具體地說(shuō)，在與230V的AC輸入電壓VAC和200W的負(fù)載功率相對(duì)應(yīng)的圖3B的波形圖中，次級(jí)側(cè)整流電流I2的導(dǎo)通時(shí)段落入初級(jí)側(cè)開關(guān)電流IQ2的導(dǎo)通時(shí)段之內(nèi)，并且這些波形的相位彼此相等。而在與100V的AC輸入電壓VAC和200W的負(fù)載功率相對(duì)應(yīng)的圖3A的波形圖中，次級(jí)側(cè)整流電流I2的導(dǎo)通時(shí)段沒有落入開關(guān)電流IQ2的導(dǎo)通時(shí)段之內(nèi)，并且在這些波形的相位之間出現(xiàn)了必要的相移。
這是因?yàn)?，在本?shí)施例中，通過(guò)如上所述地設(shè)置各元件的常數(shù)，初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)上的諧振電路的諧振頻率fo1和fo2已經(jīng)被設(shè)置使得fo2近似等于fo1×1.4。
在本實(shí)施例中，獲得了如下的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。具體地說(shuō)，當(dāng)AC輸入電壓VAC是230V時(shí)，通過(guò)使用上述的諧振頻率fo1和fo2的設(shè)置，在至少當(dāng)AC輸入電壓VAC是100V并且負(fù)載功率是200W的最大負(fù)載功率Pomax時(shí)，保證在開關(guān)電流IQ2與次級(jí)側(cè)整流電流I2的相位之間的必要移位，抑制了開關(guān)電流IQ2的峰值水平。
當(dāng)AC輸入電壓VAC是230V時(shí)開關(guān)電流IQ2的峰值水平被抑制的事實(shí)還可以從以下事實(shí)中清楚看到圖3B中當(dāng)負(fù)載功率是200W以及當(dāng)其是0W時(shí)的開關(guān)電流IQ2峰值水平之間的比率比圖3A中的小。
由于開關(guān)電流IQ2的峰值水平被這樣抑制了，流過(guò)初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流(Io)的峰值水平也被抑制。另外，對(duì)初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流的峰值水平的抑制等同于對(duì)流過(guò)開關(guān)元件Q1和Q2的電流水平的抑制。因此，開關(guān)元件Q1和Q2中的開關(guān)損耗被降低。
因而，在圖1的電源電路中，尤其是當(dāng)AC輸入電壓VAC是230V并且負(fù)載功率是200W的最大負(fù)載功率Pomax時(shí)，功率損耗被降低，并且相應(yīng)地，當(dāng)使用大AC輸入電壓(AC 200V系統(tǒng))時(shí)，電源變換效率被提高。
當(dāng)通過(guò)使用上述的諧振頻率fo1和fo2的設(shè)置，至少在AC輸入電壓VAC是100V并且負(fù)載功率是200W時(shí)，在開關(guān)電流IQ2與次級(jí)側(cè)整流電流I2的相位之間保證了必要的移位時(shí)，當(dāng)AC輸入電壓VAC是100V并且負(fù)載功率是200W時(shí)，開關(guān)電流IQ2的峰值波形基本上是正弦波形，而當(dāng)AC輸入電壓VAC是230V并且負(fù)載功率是200W時(shí)，基本上是M形波形，如圖3A和圖3B所示。
雖然本實(shí)施例將諧振頻率fo1和fo2設(shè)計(jì)為使得fo2近似等于fo1×1.4，但是為了獲得上述優(yōu)點(diǎn)而應(yīng)當(dāng)設(shè)置的諧振頻率fo1與fo2之間的關(guān)系并不限于此。實(shí)際中，依賴于相應(yīng)的負(fù)載條件等，可以適當(dāng)?shù)馗淖冊(cè)撽P(guān)系。
具體地說(shuō)，要在如上所述使用大AC輸入電壓時(shí)獲得提高電源變換效率的優(yōu)點(diǎn)，諧振頻率fo1和fo2的任何值都是可以的，只要至少在AC輸入電壓VAC是100V并且負(fù)載功率是200W的最大負(fù)載功率Pomax時(shí)，在初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流與次級(jí)側(cè)整流電流的相位之間保證了必要的移位。
如從圖3A和圖3B所示的次級(jí)側(cè)整流電流I2的波形清楚看到的，流過(guò)圖1的電路的次級(jí)側(cè)的整流電流具有絕對(duì)值彼此相等的正和負(fù)峰值水平。具體地說(shuō)，如圖3A所示，當(dāng)AC輸入電壓VAC是100V并且負(fù)載功率是最大負(fù)載功率Pomax時(shí)，正和負(fù)峰值水平的絕對(duì)值是相等的3.5安培。此外，當(dāng)AC輸入電壓VAC是230V并且負(fù)載功率是最大負(fù)載功率Pomax時(shí)，正和負(fù)峰值水平的絕對(duì)值都是2.5安培。
次級(jí)側(cè)整流電流的相同的正和負(fù)峰值水平絕對(duì)值是由于圖1的電路配置導(dǎo)致的，其中提供了橋式整流電路作為次級(jí)側(cè)整流電路，并且提供了次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2。
具體地說(shuō)，在圖1的電路中，與包括全波中心抽頭整流電路的圖12的電源電路不同，在絕緣變換器變壓器PIT的次級(jí)繞組N2中并不出現(xiàn)偏磁。因此，避免了這樣情況偏磁導(dǎo)致在次級(jí)繞組N2中所激勵(lì)的交變電壓的相應(yīng)半周期中的整流電流的峰值水平之間的差異。
因此，流過(guò)次級(jí)側(cè)上的整流二極管的整流電流的峰值水平彼此沒有不同，這使得可以選擇具有相同擊穿電流水平的部件。結(jié)果，電路制造成本可以相應(yīng)地降低。
另外，由于次級(jí)側(cè)整流電流因此在各個(gè)半周期中具有相同的峰值水平，所以還可以消除整流二極管Do中的傳導(dǎo)損耗的偏差問(wèn)題。
圖7示出了對(duì)圖1的電源電路的實(shí)際實(shí)驗(yàn)結(jié)果，其中AC到DC電源變換效率ηAC→DC和開關(guān)頻率特性作為負(fù)載的函數(shù)。
在圖7中，實(shí)線和虛線分別表示當(dāng)AC輸入電壓VAC是100V和當(dāng)AC輸入電壓VAC是230V時(shí)的特性。
如圖所示，隨著負(fù)載變大，AC到DC電源變換效率具有上升的趨勢(shì)。根據(jù)這些實(shí)驗(yàn)，當(dāng)負(fù)載功率Po是最大負(fù)載功率(200W)時(shí)，發(fā)現(xiàn)AC到DC電源變換效率ηAC→DC在AC輸入電壓VAC是100V時(shí)和在AC輸入電壓VAC是230V時(shí)分別是約89.4％和約94.2％。
作為與圖1所示電路類似的在初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)上都包括串聯(lián)諧振電路的電源電路，本受讓人已經(jīng)提出了這樣的電源電路其中，絕緣變換器變壓器PIT的耦合系數(shù)k被設(shè)置為約0.7或者更低。但是，與本實(shí)施例的電源電路不同，該電源電路并不采用如上所述的使得在初級(jí)側(cè)諧振電流與次級(jí)側(cè)整流電流之間出現(xiàn)相移的這種初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振頻率fo1和次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振頻率fo2的設(shè)置。當(dāng)采用了先前所提出的電源電路的配置時(shí)，發(fā)現(xiàn)當(dāng)AC輸入電壓VAC是100V時(shí)和AC輸入電壓VAC是230V時(shí)兩種情況中，對(duì)于最大負(fù)載功率的AC到DC電源變換效率ηAC→DC都是約89.0％。
而根據(jù)上述對(duì)本實(shí)施例的電源電路的上述試驗(yàn)結(jié)果，當(dāng)AC輸入電壓VAC是100V時(shí)和當(dāng)AC輸入電壓VAC是230V時(shí)的AC到DC電源變換效率ηAC→DC分別是約89.4％和約94.2％。即，當(dāng)AC輸入電壓VAC是100V時(shí)和當(dāng)AC輸入電壓VAC是230V時(shí)，電源變換效率都被提高了。另外，該結(jié)果顯示出，尤其是當(dāng)AC輸入電壓VAC為230V時(shí)，效率被提高了。
此外，圖7的結(jié)果顯示出，當(dāng)AC輸入電壓VAC是100V和當(dāng)AC輸入電壓VAC是230V兩種情況時(shí)，中間負(fù)載(負(fù)載功率Po從100W到180W)的AC到DC電源變換效率ηAC→DC都是90.0％或者更大。
從圖7所示的AC到DC電源變換效率與包括傳統(tǒng)復(fù)合諧振變換器的圖12中的電源電路的AC到DC電源變換效率的比較中，可以發(fā)現(xiàn)，當(dāng)負(fù)載功率Po是100W或者更大時(shí)，圖1的本實(shí)施例的電源電路的AC到DC電源變換效率比圖12的電路提高了10％或者更多。
此外，還可以發(fā)現(xiàn)，與圖12的電源電路相比，當(dāng)負(fù)載功率Po是最小負(fù)載功率(0W)時(shí)，AC輸入功率Pin被減小到一半或者更小。
如圖所示，當(dāng)AC輸入電壓VAC是100V和當(dāng)AC輸入電壓VAC是230V時(shí)，開關(guān)頻率fs都具有隨著負(fù)載變小而升高的趨勢(shì)。
根據(jù)這些實(shí)驗(yàn)，發(fā)現(xiàn)當(dāng)AC輸入電壓VAC是100V和當(dāng)AC輸入電壓VAC是230V時(shí)，用于應(yīng)對(duì)負(fù)載功率Po從200W到0W變化的開關(guān)頻率^的必要控制范圍Δfs分別是約21.5kHz和約11.3kHz。
這些小的必要控制范圍Δfs允許本實(shí)施例實(shí)現(xiàn)適應(yīng)寬范圍的配置，其能夠適應(yīng)于負(fù)載功率Po從200W到0W以及AC輸入電壓VAC從85V到264V的變化范圍而工作。
另外，相比于圖12的電源電路的必要控制范圍Δfs，對(duì)于每種單范圍的必要控制范圍Δfs被大大減小。因此，在本實(shí)施例中，可以提高恒壓控制的響應(yīng)性，這使得可以更充分地穩(wěn)定次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo。
圖8是圖示了根據(jù)本發(fā)明第二實(shí)施例的開關(guān)電源電路配置的電路圖。
圖8中的第二實(shí)施例采用了全橋連接代替半橋連接來(lái)作為其開關(guān)變換器的配置。
圖8中與圖1相同的部分被賦予相同的標(biāo)號(hào)，并且將省略對(duì)其的描述。
參考圖8，在全橋連接配置中，被半橋連接的開關(guān)元件Q1和Q2與被半橋連接的開關(guān)元件Q3和Q4并聯(lián)連接。
作為體二極管的阻尼二極管DD3和DD4分別與開關(guān)元件Q3和開關(guān)元件Q4的漏極與源極之間的溝道并聯(lián)連接，類似于開關(guān)元件Q1和Q2。
另外，這些被全橋連接的開關(guān)元件如下耦合到初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路，該初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路是通過(guò)將絕緣變換器變壓器PIT的初級(jí)繞組N1與初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C1串聯(lián)連接而形成的。
同樣在第二實(shí)施例中，開關(guān)元件Q1與開關(guān)元件Q2之間的連接節(jié)點(diǎn)被串聯(lián)連接到初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C1，并且經(jīng)由電容器C1，被耦合到初級(jí)繞組N1的一端，與圖1類似。在第二實(shí)施例中，代替圖1中的電容器Cp，初級(jí)側(cè)部分諧振電容器Cp1與開關(guān)元件Q2并聯(lián)連接，如圖所示。
如圖8所示，初級(jí)繞組N1的另一端耦合到開關(guān)元件Q3的源極與開關(guān)元件Q4的漏極之間的連接節(jié)點(diǎn)，而不是與圖1的電路類似被連接到初級(jí)側(cè)的地。開關(guān)元件Q3的源極與開關(guān)元件Q4的漏極之間的連接節(jié)點(diǎn)用作全橋連接的開關(guān)電路系統(tǒng)中的另一開關(guān)輸出節(jié)點(diǎn)。
另外，初級(jí)側(cè)部分諧振電容器Cp2與開關(guān)元件Q4的源極和漏極之間的溝道并聯(lián)連接。初級(jí)側(cè)部分諧振電容器Cp2的電容和初級(jí)繞組N1的漏電感L1形成了串聯(lián)諧振電路(部分電壓諧振電路)，其提供這樣部分電壓諧振操作其中僅當(dāng)開關(guān)元件Q3和Q4被關(guān)斷時(shí)才出現(xiàn)電壓諧振。
振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2驅(qū)動(dòng)由四個(gè)晶體管形成的這些開關(guān)元件Q1到開關(guān)元件Q4。振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2實(shí)現(xiàn)開關(guān)驅(qū)動(dòng)，使得一對(duì)開關(guān)元件Q1和Q4和一對(duì)開關(guān)元件Q2和Q3被交替地導(dǎo)通/關(guān)斷。
隨著負(fù)載變大，流過(guò)開關(guān)變換器的電流增大，電路部件上的負(fù)擔(dān)加重。此外，功率損耗也增加。如果為了解決該問(wèn)題，類似于第二實(shí)施例采用了全橋連接，則所需負(fù)載電流由四個(gè)開關(guān)元件負(fù)擔(dān)。因此，與例如由兩個(gè)開關(guān)元件形成的半橋連接配置相比，部件上的負(fù)擔(dān)變得較輕，并且功率損耗降低，這有利于大負(fù)載條件。
應(yīng)當(dāng)注意，需要確認(rèn)，同樣在第二實(shí)施例中，在初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)上都形成了串聯(lián)諧振電路，并且絕緣變換器變壓器PIT的初級(jí)側(cè)與次級(jí)側(cè)之間的耦合系數(shù)k被減小到獲得了單峰輸出特性的這樣的程度。因此，用于應(yīng)對(duì)負(fù)載變化和AC輸入電壓變化的開關(guān)頻率的必要控制范圍Δfs被縮窄，因此獲得了適應(yīng)寬范圍的配置，同時(shí)提高了恒壓控制的響應(yīng)性。
另外，同樣在第二實(shí)施例中，絕緣變換器變壓器PIT的初級(jí)側(cè)與次級(jí)側(cè)之間的耦合系數(shù)k被設(shè)置為約0.8或者更低，并且初級(jí)側(cè)諧振頻率fo1和次級(jí)側(cè)諧振頻率fo2被設(shè)計(jì)為具有上述關(guān)系。因此，尤其當(dāng)采用大AC輸入電壓時(shí)，電源變換效率被提高。
此外，同樣在第二實(shí)施例中，除了全波中心抽頭整流電路(和半波整流電路)之外的整流電路被用作次級(jí)側(cè)整流電路，以便提供諧振操作作為次級(jí)側(cè)上的整流操作，這可以避免在絕緣變換器變壓器PIT中出現(xiàn)偏磁。
也就是說(shuō)，圖8的電源電路可以提供與圖1的電路類似的優(yōu)點(diǎn)，以及比圖1的電源電路更有利的用于大負(fù)載條件的優(yōu)點(diǎn)。
圖9是圖示了根據(jù)本發(fā)明第三實(shí)施例的開關(guān)電源電路配置的電路圖。
圖9中與圖1相同的部分被賦予相同的標(biāo)號(hào)，并且不在下面進(jìn)行描述。
第三實(shí)施例采用的配置用于依賴于商用交流電源AC的額定電壓，在全波整流操作和倍壓整流操作之間切換初級(jí)側(cè)整流電路的操作。另外，倍壓器半波整流電路被提供作為次級(jí)側(cè)整流和平滑電路。
在初級(jí)側(cè)上，由串聯(lián)連接的平滑電容器Ci1和平滑電容器Ci2形成的電路被提供作為平滑電容器Ci，其使來(lái)自為商用交流電源AC提供的橋式整流電路Di的整流輸出平滑，從而產(chǎn)生經(jīng)整流和平滑的電壓Ei。在共模噪聲濾波器(濾波電容器CL和共模扼流圈CMC)的下級(jí)，平滑電容器Ci1和Ci2之間的連接節(jié)點(diǎn)經(jīng)由繼電器開關(guān)SW被耦合到商用交流電源AC的一個(gè)線路上(本實(shí)施例中是負(fù)線)。
為了控制繼電器開關(guān)SW的通/斷，提供了整流電路切換模塊5。通過(guò)由整流二極管D-1和平滑電容器C-1形成的半波整流和平滑電路，以及分壓電阻器R1和R2，來(lái)自商用交流電源AC的電壓的電平被檢測(cè)，并被輸入到整流電路切換模塊5。
具體地說(shuō)，半波整流和平滑電路從由商用交流電源AC生成的電壓中產(chǎn)生經(jīng)整流和平滑的電壓。然后，在分壓電阻器R1與R2之間的分壓點(diǎn)處，依賴于該經(jīng)整流和平滑的電壓的DC電壓電平被檢測(cè)，其后被輸入到整流電路切換模塊5。
根據(jù)這樣被檢和輸入的來(lái)自商用交流電源AC的電壓電平，整流電路切換模塊5控制繼電器RL的通/斷，從而控制繼電器開關(guān)SW的通/斷。具體地說(shuō)，當(dāng)采用了AC 100V系統(tǒng)輸入，并且來(lái)自商用交流電源AC的被檢和輸入電壓電平因此例如是150V或者更低時(shí)，繼電器RL被接通，從而繼電器開關(guān)SW被連通。而當(dāng)采用了AC 200V系統(tǒng)輸入，并且來(lái)自商用交流電源AC的被檢和輸入電壓電平因此例如是150V或者更大時(shí)，繼電器RL被關(guān)斷，從而繼電器開關(guān)SW被斷開。
根據(jù)整流電路切換模塊5的操作，當(dāng)使用了AC 100V系統(tǒng)輸入時(shí)，繼電器開關(guān)SW的導(dǎo)通使得平滑電容器Ci1與Ci2之間的連接節(jié)點(diǎn)與商用交流電源AC的一條線路(負(fù)線)耦合。該耦合提供了這樣的操作其中，在來(lái)自商用交流電源AC的電壓的每個(gè)半周期中，整流電流被交替地充電在平滑電容器Ci1或者Ci2中。從而，當(dāng)使用AC 100V系統(tǒng)時(shí)，獲得了倍壓整流操作，其中在串聯(lián)連接的平滑電容器Ci1和Ci2的兩端產(chǎn)生了電平等于來(lái)自商用交流電源AC的電壓電平兩倍的經(jīng)整流和平滑的電壓Ei。
而當(dāng)使用了AC 200V系統(tǒng)時(shí)，繼電器開關(guān)SW的關(guān)斷解除了平滑電容器Ci1與Ci2之間的連接節(jié)點(diǎn)與商用交流電源AC的一條線路之間的耦合。該解耦提供了這樣的操作其中，在來(lái)自商用交流電源AC的電壓的每個(gè)半周期中，整流電流被充電在串聯(lián)連接的平滑電容器Ci1和Ci2的電路中。即，獲得了常規(guī)的全波整流操作，其中在平滑電容器Ci1和Ci2的兩端產(chǎn)生了電平等于來(lái)自商用交流電源AC的電壓電平的經(jīng)整流和平滑的電壓Ei。
圖9的電路中的整流操作的這種切換產(chǎn)生了這樣的經(jīng)整流和平滑的電壓Ei其在采用AC 100V系統(tǒng)時(shí)和在采用AC 200V系統(tǒng)時(shí)，都具有相同的電平。由于因此產(chǎn)生了當(dāng)采用AC 100V系統(tǒng)時(shí)和當(dāng)采用AC 200V系統(tǒng)時(shí)都具有相同電平的經(jīng)整流和平滑的電壓Ei，抑制了用于應(yīng)對(duì)AC 100V系統(tǒng)和AC 200V系統(tǒng)兩種輸入的開關(guān)變換器的輸入電壓的變化。從而，允許進(jìn)一步縮窄開關(guān)頻率的必要控制范圍Δfs作為次級(jí)側(cè)上的倍壓器半波整流電路，圖9的電源電路包括整流二極管Do1和Do2、次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2以及平滑電容器Co。其連接配置如下。整流二極管Do1的陽(yáng)極串聯(lián)連接到次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2，并經(jīng)由電容器C2被耦合到次級(jí)繞組N2的一端。整流二極管Do1的陰極被連接到平滑電容器Co的正電極。
平滑電容器Co的負(fù)電極被耦合到次級(jí)繞組N2的另一端與次級(jí)側(cè)地之間的連接節(jié)點(diǎn)。整流二極管Do2的陽(yáng)極被耦合到次級(jí)繞組N2的另一端與次級(jí)側(cè)的地之間的連接節(jié)點(diǎn)。整流二極管Do2的陰極被耦合到次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2與整流二極管Do1的陽(yáng)極之間的連接節(jié)點(diǎn)。
在該倍壓器半波整流電路中，在次級(jí)繞組N2中所激勵(lì)的交變電壓的一半周期的時(shí)段中，整流二極管Do2變?yōu)閷?dǎo)通，以將整流電流充電到次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2中。因此，在次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2兩端生成的電壓具有與次級(jí)繞組N2中所激勵(lì)的交變電壓相同的電平。
在另一半周期的時(shí)段中，整流二極管Do1變?yōu)閷?dǎo)通，并且平滑電容器Co被次級(jí)繞組N2中出現(xiàn)的交變電壓以及在次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2兩端生成的電壓充電。
從而，在平滑電容器Co兩端生成了電平等于次級(jí)繞組N2中所激勵(lì)的交變電壓電平兩倍的次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo。由于平滑電容器Co僅在次級(jí)繞組N2中所激勵(lì)的交變電壓的一半周期的時(shí)段中被充電，所以整流操作是倍壓半波整流操作。
如果如上所述，倍壓器半波整流電路被用作次級(jí)側(cè)整流電路，則用于獲得與圖1的電路相同電平的次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo的次級(jí)繞組N2的匝數(shù)可以被減少到圖1的次級(jí)繞組N2的匝數(shù)的一半。這種次級(jí)繞組N2匝數(shù)的減少可以減小絕緣變換器變壓器PIT的尺寸。
圖9的配置也具有耦合系數(shù)k和諧振頻率fo1和fo2的與圖1相同的設(shè)置，因此獲得了相同的優(yōu)點(diǎn)。另外，圖9的配置還包括除了全波中心抽頭整流電路之外的整流電流作為其次級(jí)側(cè)整流電路。因此，可以避免與絕緣變換器變壓器PIT中的偏磁相關(guān)的問(wèn)題。
圖10圖示了根據(jù)本發(fā)明第四實(shí)施例的開關(guān)電源電路的配置。
第四實(shí)施例包括倍壓器全波整流電路作為其次級(jí)側(cè)整流和平滑電路。
注意，圖10僅圖示了電源電路的次級(jí)側(cè)配置，對(duì)于其初級(jí)側(cè)配置，圖1、圖8和圖9中的任何配置都是可以的。
參考圖10，在倍壓器全波整流電路中，次級(jí)繞組N2的中心抽頭被連接到次級(jí)側(cè)的地，該中心抽頭將次級(jí)繞組N2分為次級(jí)繞組部分N2A和次級(jí)側(cè)繞組部分N2B。次級(jí)繞組N2的一端(次級(jí)繞組部分N2A的這端)被串聯(lián)連接到次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2A。另一端(次級(jí)繞組部分N2B的這端)被串聯(lián)連接到次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2B。這樣，次級(jí)繞組部分N2A和次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2A形成了一個(gè)次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路。次級(jí)繞組部分N2B和次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2B形成了另一次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路。
此外，被耦合到整個(gè)次級(jí)繞組N2的是具有與圖1的橋式整流電路相同連接配置的橋式整流電路。
具體地說(shuō)，次級(jí)繞組N2的一端經(jīng)由次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2A，被耦合到整流二極管Do1的陽(yáng)極與整流二極管Do2的陰極之間的連接節(jié)點(diǎn)。次級(jí)繞組N2的另一端經(jīng)由次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2B，被耦合到整流二極管Do3的陽(yáng)極與整流二極管Do4的陰極之間的連接節(jié)點(diǎn)。
整流二極管Do1的陰極與整流二極管Do3的陰極之間的連接節(jié)點(diǎn)被連接到平滑電容器Co的正電極。平滑電容器Co的負(fù)電極被連接到次級(jí)側(cè)的地。
整流二極管Do2與Do4之間的連接節(jié)點(diǎn)被耦合到次級(jí)繞組N2的中心抽頭與次級(jí)側(cè)的地之間的連接節(jié)點(diǎn)，進(jìn)而連接到次級(jí)側(cè)的地。
在具有上述連接配置的倍壓器全波整流電路中，在次級(jí)繞組N2中所激勵(lì)的交變電壓的一半周期的時(shí)段中，整流電流按順序循環(huán)地流過(guò)次級(jí)繞組部分N2A、整流二極管Do2、次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2A和次級(jí)繞組部分N2A。而在次級(jí)繞組N2中所激勵(lì)的交變電壓的另一半周期的時(shí)段中，整流電流按順序循環(huán)地流過(guò)次級(jí)繞組部分N2B、整流二極管Do4、次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2B和次級(jí)繞組部分N2B。也就是說(shuō)，在各自對(duì)應(yīng)的半周期時(shí)段中，在次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2A和C2B的兩端分別獲得了電平與次級(jí)繞組部分N2A和N2B中所激勵(lì)的交變電壓電平相同的DC電壓。
另外，在次級(jí)繞組N2中所激勵(lì)的交變電壓的所述一半周期的時(shí)段中，整流電流從上述循環(huán)路徑被分流，并且還按順序流過(guò)次級(jí)繞組部分N2B、次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2B、整流二極管Do3和平滑電容器Co。
這樣，在所述一半周期的時(shí)段中，平滑電容器Co被這樣的電壓充電該電壓得自次級(jí)繞組部分N2B中的交變電壓與在次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2B兩端生成的電壓的疊加。即，平滑電容器Co兩端的電壓具有等于次級(jí)繞組部分中出現(xiàn)的交變電壓電平兩倍的電平。
此外，在次級(jí)繞組N2中所激勵(lì)的交變電壓的所述另一半周期的時(shí)段中，整流電流從上述循環(huán)路徑被分流，并且還按順序流過(guò)次級(jí)繞組部分N2A、次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2A、整流二極管Do1和平滑電容器Co。因此，同樣在該情況中，由于次級(jí)繞組部分N2A中的交變電壓和次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2A兩端的電壓，平滑電容器Co兩端的電壓具有等于次級(jí)繞組部分中出現(xiàn)的交變電壓電平兩倍的電平。
根據(jù)該整流操作，整流電路執(zhí)行這樣的操作在次級(jí)繞組N2中出現(xiàn)的交變電壓的每個(gè)半周期中，平滑電容器Co都被充電。平滑電容器Co兩端的電壓具有等于次級(jí)繞組部分中所激勵(lì)的交變電壓電平兩倍的電平，如上所述。
從而，獲得了倍壓全波整流操作。
圖10的配置也具有耦合系數(shù)k和諧振頻率fo1和fo2的與圖1相同的設(shè)置，因此獲得了相同的優(yōu)點(diǎn)。另外，圖10的配置還包括除了全波中心抽頭整流電路之外的整流電流作為其次級(jí)側(cè)整流電路。因此，可以避免與絕緣變換器變壓器PIT中的偏磁相關(guān)的問(wèn)題。
圖11圖示了根據(jù)本發(fā)明第五實(shí)施例的開關(guān)電源電路的配置。
注意，同樣在該電源電路中，對(duì)于其初級(jí)側(cè)配置，圖1、圖8和圖9中的任何配置都是可以的，因此圖11省略了初級(jí)側(cè)的圖示。
第五實(shí)施例包括四倍壓器整流電路作為其次級(jí)側(cè)整流和平滑電路。
四倍壓器整流電路包括四個(gè)整流二極管Do1到Do4、次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2A和C2B以及平滑電容器Co1和Co2。
次級(jí)繞組N2的一端經(jīng)由次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2A和整流二極管Do1(耦合到其陽(yáng)極)，被串聯(lián)耦合到平滑電容器Co1的正電極。平滑電容器Co1的負(fù)電極被耦合到次級(jí)繞組N2的另一端。
平滑電容器Co2的正電極被耦合到平滑電容器Co1的負(fù)電極與次級(jí)繞組N2的另一端之間的連接節(jié)點(diǎn)。平滑電容器Co2的負(fù)電極被連接到次級(jí)側(cè)的地。
在次級(jí)繞組N2的一端與次級(jí)側(cè)的地之間插入了由整流二極管Do4和與整流二極管Do4的陰極串聯(lián)連接的次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2B形成的電路。
整流二極管Do3的陽(yáng)極被耦合到次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2B與整流二極管Do4之間的連接節(jié)點(diǎn)。整流二極管Do3的陰極被耦合到平滑電容器Co1和Co2的連接節(jié)點(diǎn)與次級(jí)繞組N2的另一端之間的連接節(jié)點(diǎn)。
整流二極管Do2的陽(yáng)極被耦合到整流二極管Do3的陰極與次級(jí)繞組N2的另一端之間的連接節(jié)點(diǎn)。整流二極管Do2的陰極被耦合到次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2A與整流二極管Do1之間的連接節(jié)點(diǎn)。
在具有上述連接配置的四倍壓器整流電路中，在次級(jí)繞組N2中所激勵(lì)的交變電壓的一半周期的時(shí)段中，整流電流按順序循環(huán)地流過(guò)次級(jí)繞組N2、整流二極管Do2、次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2A和次級(jí)繞組N2。類似地，在交變電壓的另一半周期的時(shí)段中，整流電流按順序循環(huán)地流過(guò)次級(jí)繞組N2、次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2B、整流二極管Do3和次級(jí)繞組N2。
即，在各自相應(yīng)的半周期時(shí)段中，次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2A和C2B兩端獲得了電平與次級(jí)繞組N2中所激勵(lì)的交變電壓電平相同的DC電壓。
同樣在該情況中，在各個(gè)半周期時(shí)段中，整流電流從上述循環(huán)路徑被分流，并且還流過(guò)如下路徑。
在交變電壓的所述一半周期的時(shí)段中，整流電流被分流，并且還按順序流過(guò)平滑電容器Co2、整流二極管Do4、次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2B和次級(jí)繞組N2。在這些時(shí)段中，次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2B已經(jīng)預(yù)先被流過(guò)先前描述的循環(huán)路徑的電流充電。這樣，由于該分流電流路徑，平滑電容器Co2被這樣的電壓充電該電壓得自次級(jí)繞組N2中出現(xiàn)的交變電壓與次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2B兩端的電壓的疊加。
因此，在平滑電容器Co2兩端生成了電平等于次級(jí)繞組N2中所激勵(lì)的交變電壓電平兩倍的電壓。
在交變電壓的所述另一半周期的時(shí)段中，整流電流被分流，并且還按順序流過(guò)次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2A、整流二極管Do1、平滑電容器Co1和次級(jí)繞組N2。從而，平滑電容器Co1被由于前述循環(huán)路徑而生成的這樣的電壓充電該電壓得自次級(jí)繞組N2中出現(xiàn)的交變電壓與次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2A兩端的電壓的疊加。
因此，平滑電容器Co1兩端的電壓具有等于次級(jí)繞組N2中出現(xiàn)的交變電壓電平兩倍的電平。
以這種方式，在平滑電容器Co1兩端和平滑電容器Co2兩端都生成了電平等于次級(jí)繞組N2中所激勵(lì)的交變電壓電平兩倍的DC電壓。結(jié)果，在由串聯(lián)連接的平滑電容器Co1和Co2形成的電路兩端生成了這樣的次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo其電平等于次級(jí)繞組N2中所激勵(lì)的交變電壓的電平的四倍。
由于第五實(shí)施例包括四倍壓器整流電路作為其次級(jí)側(cè)整流電路，因此次級(jí)繞組N2的匝數(shù)可以被進(jìn)一步減少，這可以進(jìn)一步降低絕緣變換器變壓器PIT的尺寸。
另外，第五實(shí)施例也具有耦合系數(shù)k和諧振頻率fo1和fo2的與圖1相同的設(shè)置，因此獲得了相同的優(yōu)點(diǎn)。另外，由于第五實(shí)施例還包括除了全波中心抽頭整流電路之外的整流電路作為其次級(jí)側(cè)整流電路，因此，可以避免與絕緣變換器變壓器PIT中的偏磁相關(guān)的問(wèn)題。
應(yīng)當(dāng)理解，本發(fā)明并不限于上述實(shí)施例的配置。
例如，除了MOS-FET之外的元件，例如IGBT(絕緣柵雙極晶體管)，可以被用作開關(guān)元件，只要該元件是他激的。此外，上述每部分元件的常數(shù)可以根據(jù)實(shí)際條件等而改變。
此外，根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的適應(yīng)寬范圍的配置還可以被應(yīng)用到自激(self-excited)電流諧振變換器。
本領(lǐng)域的技術(shù)人員應(yīng)當(dāng)理解，在所附權(quán)利要求及其等同物的范圍內(nèi)，依賴于設(shè)計(jì)需求和其他因素，可以有各種修改、組合、子組合和替換。
本申請(qǐng)包括與2005年1月6日向日本特許廳遞交的日本專利申請(qǐng)JP2005-001521有關(guān)的主題，其全部?jī)?nèi)容通過(guò)引用結(jié)合于此。
權(quán)利要求
1.一種開關(guān)電源電路，包括開關(guān)單元，所述開關(guān)單元包括被提供了直流輸入電壓并執(zhí)行開關(guān)操作的開關(guān)元件；開關(guān)驅(qū)動(dòng)單元，所述開關(guān)驅(qū)動(dòng)單元對(duì)所述開關(guān)元件進(jìn)行開關(guān)驅(qū)動(dòng)；絕緣變換器變壓器，所述絕緣變換器變壓器至少包括圍繞所述絕緣變換器變壓器纏繞的初級(jí)繞組和次級(jí)繞組，所述初級(jí)繞組被提供了從所述開關(guān)單元的開關(guān)操作產(chǎn)生的開關(guān)輸出，所述初級(jí)繞組在所述次級(jí)繞組中感應(yīng)交變電壓；初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路，所述初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路至少由所述絕緣變換器變壓器的初級(jí)繞組的漏電感分量與串聯(lián)連接到所述初級(jí)繞組的初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器的電容形成，所述初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路具有第一諧振頻率，并提供電流諧振操作作為所述開關(guān)單元的操作；次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路，所述次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路至少由所述絕緣變換器變壓器的次級(jí)繞組的漏電感分量與串聯(lián)連接到所述次級(jí)繞組的次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器的電容形成，所述次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路具有第二諧振頻率；次級(jí)側(cè)整流和平滑單元，所述次級(jí)側(cè)整流和平滑單元對(duì)在所述次級(jí)繞組中出現(xiàn)的所述交變電壓整流，并通過(guò)次級(jí)側(cè)平滑電容器使所述整流電壓平滑，從而產(chǎn)生次級(jí)側(cè)直流輸出電壓；以及恒壓控制單元，所述恒壓控制單元通過(guò)根據(jù)所述次級(jí)側(cè)直流輸出電壓的電平，控制所述開關(guān)驅(qū)動(dòng)單元，從而改變所述開關(guān)單元的開關(guān)頻率，來(lái)實(shí)現(xiàn)所述次級(jí)側(cè)直流輸出電壓的恒壓控制，其中在所述絕緣變換器變壓器的磁芯中的特定位置形成的間隙具有這樣的間隙長(zhǎng)度由所述初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路和所述次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路形成的電磁耦合的諧振電路具有單峰特性，作為關(guān)于具有所述開關(guān)頻率的頻率信號(hào)輸入的輸出特性；并且所述第一諧振頻率和所述第二諧振頻率被設(shè)置為使得在流過(guò)所述初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流與流過(guò)所述絕緣變換器變壓器的次級(jí)側(cè)的次級(jí)側(cè)整流電流之間出現(xiàn)所需的相移。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的開關(guān)電源電路，還包括整流和平滑單元，所述整流和平滑單元整流并平滑交流輸入電壓，以獲得所述直流輸入電壓，其中所述第一諧振頻率和所述第二諧振頻率被設(shè)置為使得至少當(dāng)所述交流輸入電壓是100V，負(fù)載功率是最大負(fù)載功率時(shí)，在所述初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流與所述次級(jí)側(cè)整流電流之間出現(xiàn)所需的相移。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的開關(guān)電源電路，其中所述開關(guān)單元是由通過(guò)半橋連接而彼此連接的兩個(gè)開關(guān)元件形成的。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的開關(guān)電源電路，其中所述開關(guān)單元是由通過(guò)全橋連接而彼此連接的四個(gè)開關(guān)元件形成的。
5.根據(jù)權(quán)利要求2所述的開關(guān)電源電路，還包括切換單元，所述切換單元依賴于所述交流輸入電壓的電平，在全波整流操作與倍壓整流操作之間切換所述整流和平滑單元的整流操作。
6.根據(jù)權(quán)利要求1所述的開關(guān)電源電路，其中所述次級(jí)側(cè)整流和平滑單元包括橋式整流電路，從而實(shí)現(xiàn)全波整流操作。
7.根據(jù)權(quán)利要求1所述的開關(guān)電源電路，其中所述次級(jí)側(cè)整流和平滑單元包括倍壓器整流電路，所述倍壓器整流電路在所述次級(jí)繞組中所激勵(lì)的所述交變電壓的每個(gè)半周期中，對(duì)所述次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器或所述次級(jí)側(cè)平滑電容器充電，并產(chǎn)生電平等于所述交變電壓電平兩倍的所述次級(jí)側(cè)直流輸出電壓。
8.根據(jù)權(quán)利要求1所述的開關(guān)電源電路，其中所述次級(jí)繞組通過(guò)抽頭被劃分，并且所述被劃分的次級(jí)繞組的每一端被耦合到所述次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器；并且所述次級(jí)側(cè)整流和平滑單元包括倍壓器全波整流電路，所述倍壓器全波整流電路在所述被劃分的次級(jí)繞組中所激勵(lì)的所述交變電壓的每個(gè)半周期中，對(duì)所述次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器或所述次級(jí)側(cè)平滑電容器充電，并產(chǎn)生電平等于所述交變電壓電平兩倍的所述次級(jí)側(cè)直流輸出電壓。
9.根據(jù)權(quán)利要求1所述的開關(guān)電源電路，其中所述次級(jí)繞組的一端被耦合到所述次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器；并且所述次級(jí)側(cè)整流和平滑單元包括四倍壓器整流電路，所述四倍壓器整流電路在所述次級(jí)繞組中所激勵(lì)的所述交變電壓的每個(gè)半周期中，對(duì)所述次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器或所述次級(jí)側(cè)平滑電容器充電，并產(chǎn)生電平等于所述次級(jí)繞組中所激勵(lì)的所述交變電壓的電平四倍的所述次級(jí)側(cè)直流輸出電壓。
全文摘要
本發(fā)明提供了適應(yīng)寬范圍的開關(guān)電源電路，其采用開關(guān)頻率變化控制，并在使用大AC輸入電壓時(shí)，可提高其AC到DC電源變換效率。通過(guò)在初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)上都提供串聯(lián)諧振電路，形成采用絕緣變換器變壓器PIT電磁耦合的耦合諧振電路。為在耦合諧振電路中獲得單峰輸出特性，絕緣變換器變壓器PIT的磁芯中形成的間隙G的間隙長(zhǎng)度被設(shè)置為約2.0mm，耦合系數(shù)k被設(shè)置為約0.8或更小。從而，可縮窄開關(guān)頻率可變控制范圍。另外，初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)諧振電路的諧振頻率fo1和fo2被設(shè)置為使得至少當(dāng)AC輸入電壓VAC是100V且負(fù)載功率是最大負(fù)載功率時(shí)，在初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流與次級(jí)側(cè)整流電流之間出現(xiàn)所需相移。因此，當(dāng)AC輸入電壓VAC是230V時(shí)，可提高AC到DC電源變換效率。
文檔編號(hào)H02M3/338GK1801592SQ200510097590
公開日2006年7月12日 申請(qǐng)日期2005年12月30日 優(yōu)先權(quán)日2005年1月6日
發(fā)明者安村昌之 申請(qǐng)人:索尼株式會(huì)社