專利名稱：Pwm驅動裝置及其輸出偏置修正方法
技術領域：
本發(fā)明涉及電磁式執(zhí)行元件的驅動裝置，尤其涉及一種通過半導體電 路技術而被小型輕量化、并能以高電力效率對執(zhí)行元件進行驅動的PWM 驅動裝置。
背景技術：
近年來，PWM驅動方式作為用于使光盤播放器中的聚焦、跟蹤以及 傾斜控制用電磁式執(zhí)行元件、主軸電動機、拾取器傳送用電動機等的驅動 低耗電化的一個方法而被廣泛應用。而且，通過將PWM驅動裝置的主要 部分集成到一個半導體芯片上可實現(xiàn)小型輕量化。
圖11表示現(xiàn)有的PWM驅動裝置的構成。由電阻211和212以及電 容213串聯(lián)連接構成的滯后-超前濾波器(lag-lead filter)與電壓Vin的輸 入端子101連接。電壓Vin是指令施加到負載200上的平均驅動電壓的指 令電壓。絕對值電路214接受電阻211和212的連接點的電壓，輸出該電 壓的絕對值Vabs和符號Vsign。PWM調(diào)制器215通過由三角波振蕩器216 產(chǎn)生的三角波來對絕對值Vabs進行PWM調(diào)制。驅動部217基于PWM調(diào) 制信號以及通過方向切換電路218輸入的符號Vsign向正輸出端子102以 及負輸出端子103供給電壓，對負載200進行驅動。這里，正輸出端子102 的電壓VFO以及負輸出端子103的電壓VRO被輸入到差動輸入型電壓電 流轉換器219中，向電容213供給與該差電壓成比例的電流。這樣，通過 由電阻211和212以及電容213構成的滯后-超前濾波器還有電壓電流轉換 器219，在該PWM驅動裝置中形成了負反饋電路。
專利文獻l:日本專利第3803437號說明書
圖12是通過由絕對值電路214、驅動部217以及負載200構成的增益 為G的增益模塊、和由三角波振蕩器216以及PWM調(diào)制器215構成的調(diào) 制度為M (其中，0《M《O的調(diào)制度模塊這兩個模塊來等效表示圖11
的PWM驅動裝置的圖。這里，若設電阻211的電阻值為Ra、電阻212 的電阻值為Rb、電壓電流轉換器219的跨導為gm，則該PWM驅動裝置 的閉環(huán)增益Gclose可由下式表示。數(shù)學式1<formula>formula see original document page 7</formula>(其中,GM>>1)
即P，該PWM驅動裝置的閉環(huán)增益由電阻211的電阻值和電壓電流轉 換器219的跨導近似確定。但是，由于一般跨導作為半導體電路的動作而 被確定，而電阻值由電阻的尺寸和材料確定，所以，因個體偏差或溫度變 動等會產(chǎn)生增益變動等。
并且，基于電壓電流轉換器219的偏置(offset)電流，當指令電壓 Vin為零輸入時會向負載200施加偏置電壓，從而將對電磁式執(zhí)行元件等 產(chǎn)生不正確的轉矩。而且，會因指令電壓Vin的大小而在正負任意一方的 峰值處飽和，導致輸出電流以及電壓波形產(chǎn)生變形。
為了防止上述的不良情況，通過盡量增大構成電壓電流轉換器219的 半導體元件，尤其是與差動動作有關的元件等，可減小由半導體元件的形 成尺寸誤差所引起的電阻的偏差，減小電路內(nèi)的電壓以及電流的偏差。但 是，在該解決對策中，與近年的因工藝微細化實現(xiàn)的低耗電化和由芯片小 面積化實現(xiàn)的成本降低相反，不可避免因耗電以及芯片面積的增大而導致 的成本上升。
另外，還可通過激光微調(diào)等改變電路常數(shù)來將電壓以及電流修正為規(guī) 定值。但是，在該解決對策中，需要單獨測量偏置電流等，進行微調(diào)處理， 因此，需要耗費相當多的工時，不可避免成本上升。

發(fā)明內(nèi)容
鑒于上述問題，本發(fā)明的課題是提供一種不會增大芯片面積、且無需 實施激光微調(diào)等后續(xù)工序、減少了由個體偏差或溫度變動等引起的增益變 動的PWM驅動裝置。進而對該PWM驅動裝置的輸出偏置進行修正。
為了解決上述課題，本發(fā)明所采用的機構是根據(jù)指令電壓通過PWM 控制對負載進行驅動的PWM驅動裝置，包括第一電壓電流轉換器，其 將指令電壓與基準電壓的差電壓轉換為電流；第二電壓電流轉換器，其將 PWM驅動裝置的正輸出端子與負輸出端子的差電壓轉換為電流；低通濾 波器，其連接在第一電壓電流轉換器的輸出端子與第二電壓電流轉換器的 輸出端子的連接點；放大器，其對上述連接點的電壓與基準電壓的差電壓 進行放大；PWM調(diào)制器，其對放大器的輸出電壓進行PWM調(diào)制；和驅 動部，其根據(jù)PWM調(diào)制器的輸出信號，對負載進行驅動。
由此，PWM驅動裝置的閉環(huán)增益實際上由第一以及第二電壓電流轉
換器的跨導比確定，因此，若因周圍溫度的變動等導致第一以及第二電壓 電流轉換器的跨導同樣地變化，則該變化相互抵消，閉環(huán)增益保持恒定。 因此，能以更穩(wěn)定的增益進行動作。
優(yōu)選上述PWM驅動裝置包括第一開關電路，其對第一電壓電流轉 換器的正負輸入端子間的短路和開放進行切換；第二開關電路，其對第二 電壓電流轉換器的正負輸入端子間的短路和開放進行切換；偏置修正電 路，其具有連接在上述連接點的可變電流源；和控制電路，其控制第一以 及第二開關電路、偏置修正電路。這里，在修正模式下，控制電路使第一 以及第二開關電路將第一以及第二電壓電流轉換器的正負輸入端子間短 路，偏置修正電路根據(jù)控制電路的指示使對可變電流源的控制量從初始值 開始逐漸變化，來確定應向上述連接點供給的修正電流，在通常模式下， 控制電路使第一以及第二開關電路將第一以及第二電壓電流轉換器的正 負輸入端子間開放，偏置修正電路向上述連接點供給該確定的修正電流。
另外，作為上述PWM驅動裝置的輸出偏置的修正方法，包括第一 步驟，對第一以及第二電壓電流轉換器的每一個使正負輸入端子間短路， 確定應向上述連接點供給的修正電流；和第二步驟，對第一以及第二電壓 電流轉換器的每一個解除正負輸入端子間的短路，向上述連接點供給該確 定的修正電流。
由此，將第一以及第二電壓電流轉換器的每一個設為使正負輸入端子 間短路而僅輸出偏置電流的狀態(tài)，確定應向第一以及第二電壓電流轉換器 的輸出端子之間的連接點供給的修正電流，然后，對第一以及第二電壓電 流轉換器的每一個解除正負輸入端子的短路，向該連接點供給該確定的修
正電流。因此，可降低或消除通常動作時PWM驅動裝置的輸出偏置。
更優(yōu)選偏置修正電路在修正模式下，當檢測到放大器的輸出從第一邏 輯電平遷移到第二邏輯電平時，存儲此時的針對可變電流源的控制量，在 通常模式下，以該存儲的控制量對可變電流源進行控制。而且，更優(yōu)選在 第一步驟中，使電流從初始值開始逐漸變化供給到上述連接點，當檢測到 放大器的輸出從第一邏輯電平遷移到第二邏輯電平時，存儲此時的電流作 為修正電流，在第二步驟中，向上述連接點供給該存儲的修正電流。由此， 可容易地確定恰好能抵消第一以及第二電壓電流轉換器的偏置電流的修 正電流。
進而優(yōu)選偏置修正電路在修正模式開始時，當檢測到放大器的輸出成 為第二電平時，將對可變電流源的控制量維持在初始值?；蛘撸眯拚?電路在修正模式下，當檢測到對可變電流源的控制量成為變化最終值時， 將針對可變電流源的控制量維持為變化最終值。由此，當在可變電流源的 可調(diào)整范圍內(nèi)未找到恰好能抵消第一以及第二電壓電流轉換器的偏置電 流的修正電流時，可將可變電流源的供給電流固定在該可調(diào)整范圍的上限 值或下限值。
具體而言，控制電路輸出表示對可變電流源的控制量的數(shù)字信號、和
表示該數(shù)字信號的保持定時的控制信號。而且，偏置修正電路具有鎖存 電路，其根據(jù)控制信號對數(shù)字信號進行鎖存；和電流控制部，其根據(jù)鎖存 電路的輸出信號，控制可變電流源的供給電流。由此，可通過數(shù)字電路容 易地構成用于存儲針對可變電流源的控制量的電路。
更優(yōu)選控制電路將所述數(shù)字信號以及控制信號錯開相互的邊沿地輸 出?；蛘?，偏置修正電路具有使控制信號延遲的延遲電路?；蛘?，偏置修 正電路具有連接在上述連接點的電容器。由此，不會因鎖存電路對數(shù)字信 號進行鎖存時所產(chǎn)生的假信號噪聲而使得放大器的輸出邏輯電平不正確 地反相、鎖存電路不正確地停止。
另外，優(yōu)選低通濾波器具有電容器、和對電容器與上述連接點間的 短路以及開放進行切換的開關。而且，控制電路在修正模式下，使開關將 電容器與上述連接點之間開放，在通常模式下，使開關將電容器與上述連
接點之間短路。由此，在修正模式下，電容器可從第一以及第二電壓電流
轉換器的輸出端子之間的連接點電切離，可確定更準確的修正電流。
還有，優(yōu)選控制電路在修正模式下，停止對負載的電力供給。由此，
可消除修正模式下負載的無意動作。
并且，偏置修正電路具有比較上述連接點的電壓與基準電壓的比較
器。而且，當在修正模式下檢測到比較器的輸出從第一邏輯電平遷移到第
二邏輯電平時，該偏置修正電路存儲此時對可變電流源的控制量，在通常
模式下，以該存儲的控制量對可變電流源進行控制。
另一方面，作為具備多個上述PWM驅動裝置的驅動系統(tǒng)，多個PWM
驅動裝置的每一個具有第一開關電路，其對第一電壓電流轉換器的正負
輸入端子間的短路和開放進行切換；和第二開關電路，其對第二電壓電流 轉換器的正負輸入端子間的短路和開放進行切換；該驅動系統(tǒng)包括多個 偏置修正電路，其具有與多個PWM驅動裝置每一個中的上述連接點連接 的可變電流源；三角波振蕩器，其向多個PWM驅動裝置的每一個中的 PWM調(diào)制器公共地供給PWM調(diào)制用的三角波；和控制電路，其對多個 PWM驅動裝置每一個中的第一以及第二開關電路、多個偏置修正電路共 同進行控制。并且，多個PWM驅動裝置的每一個中，在修正模式下，控 制電路使第一以及第二開關電路將第一以及第二電壓電流轉換器的正負 輸入端子間短路，多個偏置修正電路根據(jù)控制電路的指示使對可變電流源 的控制量從初始值開始逐漸變化，來確定應向上述連接點供給的修正電 流，在通常模式下，控制電路使第一以及第二開關電路將第一以及第二電 壓電流轉換器的正負輸入端子間開放，多個偏置修正電路向連接點供給該 確定的修正電流。
由此，不僅可對各個PWM驅動裝置實現(xiàn)增益的穩(wěn)定化以及輸出偏置 的降低，還能夠實現(xiàn)驅動系統(tǒng)整體的小型化以及低成本化。
根據(jù)以上所說明的本發(fā)明，可提供不會增大芯片面積、且無需實施激 光微調(diào)等后續(xù)工序、減少了因PWM驅動裝置個體偏差或溫度變動等引起 的增益變動的PWM驅動裝置。進而，可降低或消除PWM驅動裝置的輸 出偏置，在指令電壓為零時不會對負載產(chǎn)生不正確的轉矩，從而可進行不 存在由輸出偏置引起的飽和變形的高精度驅動。


圖1是第一實施方式的PWM驅動裝置的構成圖2是通常模式動作時圖1所示的PWM驅動器中的各種信號的波形
圖3是通常模式動作時圖1所示的PWM驅動器的等效電路圖4是關注偏置電壓以及電流時圖1所示的PWM驅動器的等效電路
圖5是圖1的PWM驅動裝置的時序圖6是第二實施方式的PWM驅動裝置的構成圖7是圖6的PWM驅動裝置的時序圖8是第三實施方式的PWM驅動裝置的構成圖9是第四實施方式的PWM驅動裝置的構成圖IO是第五實施方式的PWM驅動裝置的構成圖； 圖11是現(xiàn)有的PWM驅動裝置的構成圖12是圖11的PWM驅動裝置的等效電路圖。
圖中10a 10c—PWM驅動器(多個PWM驅動裝置)；ll一開關電 路(第一開關電路)；12—電壓電流轉換器(第一電壓電流轉換器)；13 — 開關電路(第二開關電路)；14一電壓電流轉換器(第二電壓電流轉換器)； 15 —低通濾波器；15a—電容器；15b—開關；16 —放大器；18—PWM調(diào) 制器；19一驅動部；20 —偏置修正電路；20a 20c —偏置修正電路(多個 偏置修正電路)；21—鎖存電路；22—D/A轉換器(電流控制部)；23 —可 變電流源；28 —延遲電路；29—電容器；201 —比較器；40 —控制電路。
具體實施例方式
下面，參照附圖，對用于實施本發(fā)明的最佳方式進行說明。 (第一實施方式)
圖1表示第一實施方式的PWM驅動裝置的構成。該PWM驅動裝置 包括PWM驅動器IO、偏置修正電路20、三角波振蕩器30以及控制電 路40。
首先，對PWM驅動器10的詳細構成進行說明。施加到輸入端子101
的指令電壓Vin與基準電壓Vl均通過開關電路11分別被輸入到差動輸入 型電壓電流轉換器12的負輸入端子以及正輸入端子。電壓電流轉換器12 將正負輸入端子間的差電壓轉換為電流Il。另一方面，正負輸出端子102 以及103的電壓VFO以及VRO通過開關電路13分別被輸入到差動輸入 型電壓電流轉換器14的正輸入端子以及負輸入端子。電壓電流轉換器14 將正負輸入端子間的差電壓轉換為電流12。即，通過電壓電流轉換器14 形成了 PWM驅動器10的負反饋電路。
開關電路11包括兩個開關lla和llb。這些開關lla和lib由從控制 電路40輸出的信號OFCC控制。g口，當信號OFCC為L電平時(通常模 式)，開關lla閉合，開關llb斷開，向電壓電流轉換器12的正負輸入端 子間施加電壓Vin-Vl。另一方面，當信號OFCC為H電平時(修正模式)， 開關lla斷開，開關lib閉合，電壓電流轉換器12的正負輸入端子間的 電壓為零。開關lla為了在修正模式下不使輸入端子101與基準電壓VI 的供給節(jié)點短路而設置。
開關電路13包括四個開關13a、 13b、 13c和13d。這些開關13a 13d 也由信號OFCC控制。即，在通常模式下，開關13c和13d閉合，開關13a 和13b斷開，向電壓電流轉換器14的正負輸入端子間施加電壓VFO-VRO。 另一方面，在修正模式下，開關13c和13d斷開，開關13a和13b閉合， 電壓電流轉換器14的正負輸入端子間的電壓為零。開關13c和13d為了 在修正模式下不使輸出端子102與輸出端子103短路而設置。
電壓電流轉換器12和14的輸出端子相互連接，在該連接點處連接有 低通濾波器15。該連接點的電壓Vfb和基準電壓V2 —起分別輸入到差動 輸入型放大器16的正輸入端子以及負輸入端子。PWM調(diào)制器18通過從 三角波振蕩器30輸出的、相位相互偏移180。的兩個三角波TRWF和 TRWR，對經(jīng)開關電路17輸入的放大器16的輸出電壓VOF進行PWM調(diào) 制。驅動部19根據(jù)PWM調(diào)制信號DSF以及DSR，向正負輸出端子102 以及103分別供給電壓，對負載200進行驅動。驅動部19由一般的H橋 接電路等構成。
低通濾波器15包括電容器15a以及開關15b。開關15b也由信號OFCC 控制。S卩，在通常模式下，開關15b閉合，電容器15a連接在電壓電流轉換器12和14的輸出端子的連接點處。另一方面，在修正模式下，開關15b 斷開，電容器15a從電壓電流轉換器12和14的輸出端子的連接點切離。 電容器i5a由電壓電流轉換器12和14的輸出電流II和12、以及從偏置 修正電路20供給的修正電流B進行充電，產(chǎn)生電壓Vfb。即，低通濾波 器15除了起到在極性反相后的指令電壓Vin所對應的電流II上添加反饋 電壓VFO-VRO所對應的電流12的負反饋處理、以及對該合計電流進行平 滑化后生成電壓的積分處理的作用之外，還起到除去由PWM控制產(chǎn)生的 高次諧波噪聲成分的作用。開關15b為了在修正模式下使從電壓電流轉換 器12和14輸出的電流不會被電容器15a平滑化而設置。此外，也可省略 開關15b。
放大器16在通常模式下作為以規(guī)定的增益將電壓Vfb放大至數(shù)V左 右的輸出的放大器而動作。另一方面，在修正模式下，由于電容器15a被 電切離，因此，電壓Vfb基于放大器16的輸入阻抗而產(chǎn)生。 一般，由于 放大器16的輸入阻抗在1060以上，所以，僅向放大器16流入10"A左右 的電流即產(chǎn)生數(shù)V的電壓。因此，在修正模式下，放大器16的輸出電壓 在電源電壓以及接地電壓的任意一方附近飽和。所以，放大器16在修正 模式下作為比較器進行動作。艮P,若電壓Vfb比基準電壓V2大則輸出"H" (例如+VCC)，若電壓Vfb比基準電壓V2小則輸出"L"(例如零)。此 外，也可向放大器16的負輸入端子施加接地電壓來取代基準電壓V2。在 該情況下，放大器16輸出負電源電壓(例如一VCC)作為"L"。
開關電路17包括兩個開關17a和17b。這些開關17a和17b也由信號 OFCC控制。即，在通常模式下，開關17a閉合，開關17b斷開，向PWM 調(diào)制器18施加放大器16的輸出電壓VOF。另一方面，在修正模式下，開 關17a斷開，開關17b閉合，放大器16從PWM調(diào)制器18切離，而與偏 置修正電路20連接。即，放大器16的輸出電壓VOF被施加到偏置修正 電路20。開關17a為了在修正模式下使負載200不會無意地動作而設置。 通過斷開開關17a，可使針對負載200的控制無效。此外，在修正模式下， 也可遮斷三角波TRWF和TRWR、遮斷信號DSF和DSR、或切斷向PWM 調(diào)制器18或驅動部19供給電力，不向負載200供給電力。
圖2表示通常模式動作時PWM驅動器10中的各種信號。通過三角波
TRWF和TRWR，放大器16的輸出電壓VOF被PWM調(diào)制，最終生成被 PWM調(diào)制后的電壓VFO和VRO。此外，設驅動部19的電源電壓為VM。 并且，以PWM周期將施加到負載200上的電壓VFO-VRO時間平均后的 平均驅動電壓成為與指令電壓Vin相似的波形。
圖3是通過由放大器16、驅動部19以及負載200構成的增益為G的 增益模塊、和由三角波振蕩器30以及PWM調(diào)制器18構成的調(diào)制度為M (其中，0《M《1)的調(diào)制度模塊這兩個模塊來等效表示通常模式時的 PWM驅動器10的圖。這里，若設電壓電流轉換器12的跨導為gml、電 壓電流轉換器14的跨導為gm2、低通濾波器15中的電容器15a的電容值 為C，則PWM驅動器10的閉環(huán)增益Gclose可由下式表示。數(shù)學式2<formula>formula see original document page 14</formula>
艮口， PWM驅動器10的閉環(huán)增益可由電壓電流轉換器12和14的跨導 比近似確定。
一般而言，電壓電流轉換器的跨導會因為構成該電壓電流轉換器的半 導體電路的動作溫度而變化。因此，通過將電壓電流轉換器12和14靠近 配置在半導體芯片上，可使因溫度變動等引起的跨導gml和gm2的變動 率大致相等。因此，PWM驅動器10能以比圖11的PWM驅動裝置更穩(wěn) 定的增益進行動作。
另一方面，PWM驅動器10大多采用差動輸入型的元件，這些元件的 偏置電壓以及電流可能會對PWM驅動裝置的輸出產(chǎn)生影響。
圖4是對關注偏置電壓以及電流時的PWM驅動器10進行等效表示的 圖。增益模塊10f和10r將由三角波振蕩器30、 PWM調(diào)制器18、驅動部 19以及負載200構成的驅動下拉系統(tǒng)視為近似線性動作，針對輸出端子 102和103的每一個將該驅動下拉系統(tǒng)統(tǒng)一為一個模塊。而且，由于在著 眼于偏置時，僅考慮直流動作即可，因此，認為不存在低通濾波器15中
的電容器15a。目前，設電壓電流轉換器12的偏置電流為Iosl、電壓電流 轉換器14的偏置電流為Ios2、放大器16的增益為K3、偏置電壓為Vos3、 輸入阻抗為Ri、增益模塊10f的增益為A4、偏置電壓為Vos4f、增益模塊 10r的增益為-A4、偏置電壓為Vos4r、輸出端子102的偏置電壓為VFOos、 以及輸出端子103的偏置電壓為VROos。雖然省略了計算的詳細過程，但 針對輸出偏置電壓VFRos (=VFOos-VROos)求解相對電壓電流轉換器12 和14的輸出端子的連接點的電壓Vfb而成立的關系式，取各成分的均方 根，導出下式。其中，將放大器16的輸入阻抗Ri設為與其他項相比極大 來進行處理。
數(shù)學式3
,w = ,s —勵s =知2 + /"22
艮口，由于PWM驅動器10成為反饋電路，所以，輸出偏置電壓VFRos 不會受到放大器16、增益模塊10f以及10r的影響，而主要受到電壓電流 轉換器12和14的偏置電流的影響。由上式表示的輸出偏置電壓VFRos 是將驅動下拉系統(tǒng)視為進行線性動作來分析而得到的結果，但在實際的 PWM驅動裝置中可確認如果將輸出電壓以三角波TRWF和TRWR的周期 進行時間平均，則含有偏置電壓。
接著，對偏置修正電路20的詳細構成進行說明。偏置修正電路20用 于對電壓電流轉換器12和14的偏置電流所引起的輸出偏置進行修正。鎖 存電路21在選通(gate)輸入為H電平期間，將輸出值更新為由從控制 電路40輸出的4位信號DADT表示的值(跟蹤動作)，在選通輸入為L 電平期間，保持輸出值(保持動作)。另外，鎖存電路21基于從控制電路 40輸出的信號STBY的邏輯反相而被復位。即，鎖存電路21僅在信號 STBY為H電平的期間動作。D/A轉換器22作為根據(jù)鎖存電路21的輸出 值對可變電流源23的供給電流進行控制的電流控制部而動作?？勺冸娏?源23連接在電壓電流轉換器12和14的輸出端子之間的連接點處，對該 連接點供給與鎖存電路21的輸出值對應大小的源電流或吸收電流(sink current)(修正電流13)。具體而言，可變電流源23可由電壓控制電流源
構成。此外，通過采用數(shù)字控制電流源作為可變電流源23，可省略D/A 轉換器22，由鎖存電路21直接控制可變電流源23的供給電流。
鎖存電路21的4位輸出信號還被輸入到AND門24，進行這些信號的 邏輯與運算。該運算結果與經(jīng)開關電路17輸入的放大器16的輸出信號(電 壓VOF) —起輸入到OR門25，進行這些信號的邏輯或運算。該運算結 果成為RS觸發(fā)器26的設定輸入。RS觸發(fā)器26還根據(jù)信號STBY的邏輯 反相而被復位。即，RS觸發(fā)器26僅在信號STBY為H電平的期間動作。 RS觸發(fā)器26的反相輸出與從控制電路40輸出的信號CTL 一起輸入到 AND門27中，進行這些信號的邏輯與運算。然后，該運算結果成為鎖存 電路21的選通輸入。即，RS觸發(fā)器26在放大器16的輸出信號為H電平 或鎖存電路21的4位輸出值成為可能調(diào)整范圍的上限值時被復位，對鎖 存電路21指示4位輸入值的鎖存。然后，若發(fā)出一次該鎖存指示，則RS 觸發(fā)器26不變更地維持鎖存電路21的4位輸出值直至被復位為止。
控制電路40與時鐘信號CLK同步地動作，輸出信號OFCC、信號 DADT、信號CTL和信號STBY。信號OFCC用于指定該PWM驅動裝置 的動作模式。信號DADT是4位的計數(shù)信號。信號DADT可通過對時鐘 信號CLK進行計數(shù)而生成。信號CTL用于對鎖存電路21指示跟蹤動作 以及保持動作。信號CTL可通過對時鐘信號CLK進行分頻而生成。此外， 信號CTL在該PWM驅動裝置起動之后經(jīng)過使電壓電流轉換器12和14、 可變電流源23等的動作穩(wěn)定所需的期間(調(diào)整(settling)期間)后輸出。 信號STBY用于指示偏置修正電路20中的鎖存電路21以及RS觸發(fā)器26 的動作及停止。
接著，參照圖5的時序圖，對該PWM驅動裝置的偏置修正動作進行 說明。信號STBY成為H電平后，PWM驅動裝置首先以修正模式開始動 作。然后，經(jīng)過調(diào)整期間之后，在跟蹤&保持期間中，對由信號DADT表 示的值從初始值零開始加和(count up)。由于在起動初期放大器16的輸 出電壓VOF為零(L電平)，因此，RS觸發(fā)器26的反相輸出為H電平， 鎖存電路21的跟蹤動作以及保持動作由信號CTL控制。即，在對信號 DADT進行加和時，通過輸出信號CLT的脈沖，鎖存電路21將進行由信 號DADT表示的4位值的更新以及保持。這里，信號DADT的LSB即信號DADT[O]以及信號CTL分別通過對 時鐘信號CLK進行1/4分頻和1/2分頻而得到。并且，信號CTL和信號 DADT[O]的邊沿相互錯開。若信號CTL和信號DADT的邊沿定時相同， 則因為在信號DADT的鎖存時產(chǎn)生的假信號(glitch)噪聲使得可變電流 源23會供給過大的修正電流I3，因該噪聲電流導致放大器16的輸出反相， 使得RS觸發(fā)器26可能會被不正確地設定。對此，如上所述，通過使信號 CTL和信號DADT的邊沿錯開，可抑制成為上述不正確動作的原因的假 信號噪聲。
隨著鎖存電路21中鎖存的值增加，修正電流I3也緩緩增大。并且， 當修正電流13與電壓電流轉換器12以及14的偏置電流Iosl和Ios2的合 計值平衡時，這些偏置電流Iosl和Ios2由修正電流13抵消，從而放大器 16的輸出電壓VOF成為+VCC (H電平)。由此，RS觸發(fā)器26被設定， 鎖存電路21對此時的信號DADT進行保持。之后，即使信號DADT變化 鎖存電路21的輸出值也不會更新，從可變電流源23供給的修正電流13 也被固定。然后，當跟蹤&保持期間結束時，信號OFCC成為L電平，該 PWM驅動裝置的動作模式轉移到通常模式。在通常模式下，從可變電流 源23繼續(xù)供給恰好抵消偏置電流Iosl和Ios2的修正電流13 。由此，該PWM 驅動裝置能以輸出偏置被消除的狀態(tài)進行通常動作。
在鎖存電路21的保持值最大、偏置電流Iosl和Ios2的合計值與修正 電流13平衡的情況下，AND門24的輸出變?yōu)镠電平，RS觸發(fā)器26被 設定，鎖存電路21的輸出值被固定為該最大值。由此，從可變電流源23 供給在可控制范圍內(nèi)最大的源電流或吸收電流，從而盡可能降低了該 PWM驅動裝置的輸出偏置。另一方面，在修正模式開始時，若放大器16 的輸出電壓VOF成為+VCC (H電平)，則RS觸發(fā)器26被設定(set)， 鎖存電路21的輸出值仍固定在初始值零。這樣將針對可變電流源23的控 制量維持在初始值是因為，在該情況下若改變可變電流源23的供給電流 則反而可能會增大該PWM驅動裝置的輸出偏置。此外，在修正模式開始 時，放大器16的輸出電平為"H"這樣的產(chǎn)品為不良品的可能性高。因此， 通過觀測修正模式開始時的放大器16的輸出電平，可判定各產(chǎn)品的優(yōu)良 與否，進而可判定不良份額。
(第二實施方式)
圖6表示了第二實施方式的PWM驅動裝置的構成。該PWM驅動裝 置通過在圖1的偏置修正電路20中添加了延遲電路28而構成。延遲電路 28插入于控制電路40與AND門27之間，用于延遲從控制電路40輸出 的信號CTL。
圖7是該PWM驅動裝置的時序圖。與圖1的PWM驅動裝置的不同 之處在于，信號CTL和時鐘信號CLK一致。艮卩，信號CTL是對時鐘信號 CLK進行選通控制后的信號，與對時鐘信號CLK進行1/2分頻來生成信 號CLT的第一實施方式相比，可簡化控制電路40中的信號CTL的生成部 分的構成。在本實施方式中，信號CTL與信號DADT的邊沿定時相同， 但通過延遲電路28使信號CTL延遲，使得鎖存電路21的數(shù)據(jù)輸入和選 通輸入的邊沿定時錯開，可抑制假信號噪聲。
(第三實施方式)
圖8表示第三實施方式的PWM驅動裝置的構成。該PWM驅動裝置 通過在圖1的偏置修正電路20中添加了電容器29而構成。電容器29連 接在電壓電流轉換器12和14的輸出端子的連接點。
該PWM驅動裝置的動作定時(timing)也與圖7所示的相同。艮卩， 信號CTL是對時鐘信號CLK進行選通控制后的信號。因此，雖然因鎖存 電路21進行鎖存動作時所產(chǎn)生的假信號噪聲會在可變電流源23中產(chǎn)生噪 聲電流，但該噪聲電流會被電容器29吸收。從而，放大器16的輸出不會 不正確地反相，該PWM驅動裝置在修正模式下可正常地動作。
(第四實施方式)
圖9表示第四實施方式的PWM驅動裝置的構成。該PWM驅動裝置 通過在圖1的偏置修正電路20中添加比較器201，并省略PWM驅動器 10中的開關電路17的開關17b而構成。比較器201的正負輸入端子分別 接受電壓電流轉換器12和14的連接點的電壓Vfb以及基準電壓V2。并 且，比較器201的輸出被輸入到OR門25。這樣，并非將放大器16作為
比較器使用，而是獨立設置進行電壓Vfb與基準電壓V2的大小比較的比 較器201，這樣也不會給本發(fā)明的偏置修正效果帶來任何不利影響。
(第五實施方式)
圖10表示第五實施方式的驅動系統(tǒng)的構成。該驅動系統(tǒng)包括三個
PWM驅動器10a、 10b和10c、與這些PWM驅動器對應的三個偏置修正 電路20a、 20b和20c、三角波振蕩器30以及控制電路40。這些構成要素 的詳細結構與已經(jīng)說明的相同。
PWM驅動器10a 10c分別接受指令電壓Vinl、 Vin2和Vin3，相互 獨立地驅動負載200a、 200b和200c。三角波振蕩器30公共地向PWM驅 動器10a 10c供給三角波。控制電路40公共地向PWM驅動器10a 10c 或偏置修正電路20a 20c輸出信號OFCC、信號STBY、信號DADT以及 信號CTL。
這樣，在包括相互獨立的多個PWM驅動裝置的驅動系統(tǒng)中，可對多 個PWM驅動裝置公共地進行修正模式與通常模式的切換以及修正模式下 的控制。因此，通過由多個PWM驅動裝置共用一個三角波振蕩器30以 及控制電路40，可實現(xiàn)對多個負載進行驅動的驅動系統(tǒng)的小型化和低成本 化。
此外，在上述各實施方式中，可變電流源23的供給電流的控制范圍 設為4位，但可進行任意位數(shù)的調(diào)整。而且，修正模式下的動作并非僅在 裝置起動時進行，也可在裝置動作中適當?shù)厍袚Q到修正模式。
另外，控制電路40以及偏置修正電路20中的邏輯處理部分可通過對 微機進行軟件控制來實現(xiàn)。而且，在上述各實施方式中，通過數(shù)字信號(信 號DADT)控制偏置修正電路20，但也可適當使用三角波振蕩器、比較器、 采樣保持電路等以模擬信號對偏置修正電路20進行控制。 (工業(yè)上的可利用性)
由于本發(fā)明的PWM驅動裝置增益變動少、且輸出偏置被修正，可進 行高精度的驅動，因此，作為電磁式執(zhí)行元件、線性執(zhí)行元件、多相電動 機的驅動裝置是有用的。
權利要求
1、一種PWM驅動裝置，其根據(jù)指令電壓通過PWM控制對負載進行驅動，包括第一電壓電流轉換器，其將所述指令電壓與基準電壓的差電壓轉換為電流；第二電壓電流轉換器，其將該PWM驅動裝置的正輸出端子與負輸出端子的差電壓轉換為電流；低通濾波器，其連接在所述第一電壓電流轉換器的輸出端子與所述第二電壓電流轉換器的輸出端子的連接點；放大器，其對所述連接點的電壓與基準電壓的差電壓進行放大；PWM調(diào)制器，其對所述放大器的輸出電壓進行PWM調(diào)制；和驅動部，其根據(jù)所述PWM調(diào)制器的輸出信號，對所述負載進行驅動。
2、 根據(jù)權利要求1所述的PWM驅動裝置，其特征在于，還包括第一開關電路，其對所述第一電壓電流轉換器的正負輸入端子間的短路和開放進行切換；第二開關電路，其對所述第二電壓電流轉換器的正負輸入端子間的短路和開放進行切換；偏置修正電路，其具有與所述連接點連接的可變電流源；和 控制電路，其控制所述第一以及第二開關電路、所述偏置修正電路； 在修正模式下，所述控制電路使所述第一以及第二開關電路將所述第一以及第二電壓電流轉換器的正負輸入端子間短路，所述偏置修正電路根據(jù)所述控制電路的指示使對所述可變電流源的控制量從初始值開始逐漸變化，來確定應向所述連接點供給的修正電流，在通常模式下，所述控制電路使所述第一以及第二開關電路將所述第一以及第二電壓電流轉換器的正負輸入端子間開放，所述偏置修正電路向所述連接點供給所述確定的修正電流。
3、 根據(jù)權利要求2所述的PWM驅動裝置，其特征在于， 所述偏置修正電路在所述修正模式下，當檢測到所述放大器的輸出從第一邏輯電平遷移到第二邏輯電平時，存儲此時對所述可變電流源的控制 量，在所述通常模式下，以所述存儲的控制量對所述可變電流源進行控制。
4、 根據(jù)權利要求3所述的PWM驅動裝置，其特征在于， 所述偏置修正電路在所述修正模式開始時，當檢測到所述放大器的輸出成為所述第二電平時，將對所述可變電流源的控制量維持為所述初始 值。
5、 根據(jù)權利要求3所述的PWM驅動裝置，其特征在于， 所述偏置修正電路在所述修正模式下，當檢測到對所述可變電流源的控制量成為變化最終值時，將對所述可變電流源的控制量維持為所述變化 最終值。
6、 根據(jù)權利要求3所述的PWM驅動裝置，其特征在于， 所述控制電路輸出表示對所述可變電流源的控制量的數(shù)字信號、和表示所述數(shù)字信號的保持定時的控制信號，所述偏置修正電路具有鎖存電路，其根據(jù)所述控制信號對所述數(shù)字 信號進行鎖存；和電流控制部，其根據(jù)所述鎖存電路的輸出信號，控制所 述可變電流源的供給電流。
7、 根據(jù)權利要求6所述的PWM驅動裝置，其特征在于， 所述控制電路將所述數(shù)字信號以及控制信號錯開相互的邊沿地輸出。
8、 根據(jù)權利要求6所述的PWM驅動裝置，其特征在于， 所述偏置修正電路具有使所述控制信號延遲的延遲電路。
9、 根據(jù)權利要求6所述的PWM驅動裝置，其特征在于， 所述偏置修正電路具有連接在所述連接點的電容器。
10、 根據(jù)權利要求2所述的PWM驅動裝置，其特征在于， 所述低通濾波器具有電容器、和對所述電容器與所述連接點間的短路以及開放進行切換的開關，所述控制電路在所述修正模式下，使所述開關將所述電容器與所述連 接點之間開放，在所述通常模式下，使所述開關將所述電容器與所述連接 點之間短路。
11、 根據(jù)權利要求2所述的PWM驅動裝置，其特征在于， 所述控制電路在所述修正模式下，停止對所述負載的電力供給。
12、 根據(jù)權利要求2所述的PWM驅動裝置，其特征在于， 所述偏置修正電路具有比較所述連接點的電壓與基準電壓的比較器，在所述修正模式下，當檢測到所述比較器的輸出從第一邏輯電平遷移到第 二邏輯電平時，存儲此時對所述可變電流源的控制量，在所述通常模式下， 以所述存儲的控制量對所述可變電流源進行控制。
13、 一種驅動系統(tǒng)，包括多個權利要求1所述的PWM驅動裝置， 所述多個PWM驅動裝置的每一個具有第一開關電路，其對所述第一電壓電流轉換器的正負輸入端子間的短 路和開放進行切換；和第二開關電路，其對所述第二電壓電流轉換器的正負輸入端子間的短 路和開放進行切換；該驅動系統(tǒng)包括多個偏置修正電路，其具有與所述多個PWM驅動裝置每一個中的所 述連接點連接的可變電流源；三角波振蕩器，其向所述多個PWM驅動裝置每一個中的所述PWM 調(diào)制器公共地供給PWM調(diào)制用的三角波；和控制電路，其對所述多個PWM驅動裝置每一個中的所述第一以及第 二開關電路、所述多個偏置修正電路共同進行控制；所述多個PWM驅動裝置的每一個中，在修正模式下，所述控制電路 使所述第一以及第二開關電路將所述第一以及第二電壓電流轉換器的正 負輸入端子間短路，所述多個偏置修正電路根據(jù)所述控制電路的指示使對 所述可變電流源的控制量從初始值開始逐漸變化，來確定應向所述連接點 供給的修正電流，在通常模式下，所述控制電路使所述第一以及第二開關 電路將所述第一以及第二電壓電流轉換器的正負輸入端子間開放，所述多 個偏置修正電路向所述連接點供給所述確定的修正電流。
14、 一種輸出偏置的修正方法，是權利要求1所述的PWM驅動裝置 的輸出偏置的修正方法，包括第一步驟，對所述第一以及第二電壓電流轉換器的每一個使正負輸入 端子間短路，確定應向所述連接點供給的修正電流；和第二步驟，對所述第一以及第二電壓電流轉換器的每一個解除正負輸入端子間的短路，向所述連接點供給所述確定的修正電流。
15、根據(jù)權利要求14所述的輸出偏置的修正方法，其特征在于， 在所述第一步驟中，使電流從初始值開始逐漸變化地提供給所述連接點，當檢測到所述放大器的輸出從第一邏輯電平遷移到第二邏輯電平時，存儲此時的電流作為所述修正電流，在所述第二歩驟中，向所述連接點供給所述存儲的修正電流。
全文摘要
一種根據(jù)指令電壓通過PWM控制對負載進行驅動的PWM驅動裝置，包括第一電壓電流轉換器(12)，將指令電壓與基準電壓的差電壓轉換為電流；第二電壓電流轉換器(14)，將該PWM驅動裝置的正輸出端子與負輸出端子的差電壓轉換為電流；低通濾波器(15)，連接在第一電壓電流轉換器的輸出端子與第二電壓電流轉換器(14)的輸出端子的連接點；放大器(16)，對上述連接點的電壓與基準電壓的差電壓進行放大；PWM調(diào)制器(18)，對放大器的輸出電壓進行PWM調(diào)制；和驅動部(19)，根據(jù)PWM調(diào)制器(10)的輸出信號，對負載(200)進行驅動。由此提供一種減少了因個體偏差或溫度變動等引起的增益變動的PWM驅動裝置。
文檔編號H02P7/28GK101192805SQ20071019289
公開日2008年6月4日 申請日期2007年11月28日 優(yōu)先權日2006年11月30日
發(fā)明者久米智宏, 長瀨久典 申請人:松下電器產(chǎn)業(yè)株式會社