專利名稱：雙邊調(diào)制型脈沖寬度調(diào)制控制器及其方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及直流-直流變換器控制，尤其涉及提高瞬態(tài)響應(yīng)的雙邊調(diào)制型 脈沖寬度調(diào)制控制。
背景技術(shù)：
當代的電子器件對電源的瞬態(tài)響應(yīng)提出了越來越高的要求，例如中央處 理器要求電源能在極短時間內(nèi)響應(yīng)負載突變。目前，有多種控制方法用于直 流-直流變換器電源的控制回路，以實現(xiàn)穩(wěn)定、正常的供電。脈沖寬度調(diào)制(PWM)為基本的電流型控制方式。圖1所示的為峰值電 流模式下降沿觸發(fā)的PWM控制波形圖。相對于電壓模式控制，電流模式控 制在線性調(diào)制、簡單的網(wǎng)絡(luò)補償?shù)确矫婢哂袃?yōu)勢。如圖1所示，最上面的波 形為補償后鋸齒波信號，它是補償信號(compensation signal)與鋸齒波信號 (triangular signal)的復(fù)合信號，在補償后鋸齒波的上升沿，PWM信號輸出 為高電平。當電流信號到達補償后鋸齒波時，PWM信號觸發(fā)成低電平，其 中電流信號為表征變換器輸出電流的反饋信號。該控制方法在PWM信號觸 發(fā)成低電平后，要等到時鐘信號即鋸齒波的上升沿才能響應(yīng)。也就是說，在 這段時間內(nèi)，若負載發(fā)生瞬態(tài)變化，PWM信號不能及時響應(yīng)。假設(shè)瞬態(tài)變 化發(fā)生在PWM觸發(fā)成低電平瞬間，則響應(yīng)延遲時間為(l-D) T，其中D為 占空比，T為周期時間，例如，當D較小時，延遲時間接近一個周期。因此 需要新的觸發(fā)方式，同時具有電流控制的優(yōu)點，又能較快地響應(yīng)瞬態(tài)變化。發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明的目的在于提供一種新的觸發(fā)方式，能夠具有電流控制的優(yōu)點又 能較快響應(yīng)瞬態(tài)變化。本發(fā)明描述了一種雙邊調(diào)制型脈沖寬度調(diào)制控制器。該雙邊調(diào)制型脈沖寬度調(diào)制控制器包括帶補償網(wǎng)絡(luò)的誤差放大器，進一步包括 一第一加法:i^將補償信號與一三角波或鋸齒波信號相加； 一第二加法器，將電流反饋信號 與一偏置值相加； 一比較器，其同相端接收所述第一加法器的和值，反相端 接收所述第二加法器的和值，輸出PWM控制信號。其中所述偏置值的數(shù)值 選取為使所述第二加法器的和值在穩(wěn)態(tài)工作時處于所述三角波或鋸齒波的 最大值和最小值之間。其三角波可以為對稱型三角波或非對稱型三角波。本發(fā)明所描述的雙邊調(diào)制型脈沖寬度調(diào)制控制器，可進一步含一去噪電 路，所述去噪電路包含一與門、 一或非門和一RS觸發(fā)器，其中所述與門和 或非門各自接收所述PWM控制信號和一時鐘信號，所述與門輸出端連接所 述RS觸發(fā)器置位端，所述或非門輸出端連接所述RS觸發(fā)器復(fù)位端。所述 輸出電流為電感電流。本發(fā)明的目的也在于描述一種雙邊調(diào)制型脈沖寬度調(diào)制控制方法，當補 償信號和一三角波或鋸齒波信號的和值大于電流反饋信號時輸出高電平 PWM信號，當補償信號和一三角波或鋸齒波信號的和值小于電流反饋信號 時輸出低電平PWM信號。其中電流反饋信號也可以用電流反饋信號和一固 定直流信號的和值代替。根據(jù)上述說明，本發(fā)明的脈沖寬度調(diào)制控制方式在線性調(diào)制、簡單的網(wǎng) 絡(luò)補償?shù)确矫婢哂袃?yōu)勢，并能較快地響應(yīng)瞬態(tài)變化，減少延遲時間。


圖l為峰值電流模式PWM控制波形圖； 圖2為本發(fā)明的一個PWM控制波形示意圖； 圖3為本發(fā)明的電路圖實施例；圖4A為本發(fā)明對應(yīng)于圖2中采用對稱型三角波信號的雙邊調(diào)制型脈沖 寬度調(diào)制控制波形圖及其擾動下的響應(yīng)效果；圖4A'為峰值電流模式控制下的擾動響應(yīng)效果圖；圖4B為本發(fā)明對應(yīng)于圖2中采用對稱型三角波控制方式的負載下降時 的響應(yīng)效果圖；圖4C為本發(fā)明對應(yīng)于圖2中采用對稱型三角波控制方式的負載上升時 的響應(yīng)效果圖；圖5A為本發(fā)明對應(yīng)于圖3中電路采用非對稱型三角波控制方式ft控制4波形圖；圖5B為圖5A控制方式的負載上升時的響應(yīng)效果圖；圖6為本發(fā)明對應(yīng)于圖3中電路采用鋸齒波控制方式的控制波形圖；圖7A為峰值電流模式負載突變時的輸出電壓偏移仿真圖；圖7B為本發(fā)明的控制方法下負載突變時的輸出電壓仿真圖；圖8A為控制方式易受噪聲干擾的示意圖；圖8B為噪聲抑制電路示意圖；圖8C為噪聲抑制電路工作波形圖。
具體實施方式
圖2為本發(fā)明的一個典型PWM控制波形示意圖。從上往下看，斜率較 小的曲線Vi+Vbias為代表輸出電流值的電流反饋信號Vi與一直流偏置值 Vbias相加的和值，Vi正比于電感電流，Vi+Vbias簡稱電流信號。斜率較大 的曲線Vtri+Vc為補償信號Vc與一對稱型三角波信號Vtri相加的和值， Vtri+Vc簡稱補償三角波信號。該控制模式中的Vtri波斜率Svtri須大于Vi 波斜率Svi，以實現(xiàn)觸發(fā)功能，即Svtri〉Svi， Svtri>(Vin—max-Vout—min).Gcs/L， 因此需滿足L>(Vin—max-Vout—min).Gcs/Svtri,其中Vin—max為最大輸入電 壓，Vout—min為最小輸出電壓，Gcs為輸出電流采樣增益。偏置值Vbias的 作用在于將電流反饋信號Vi抬高到Vi+Vbias，在合適的位置與Vtri+Vc相 交，因此，偏置值的數(shù)值選取為使Vi+Vbias在穩(wěn)態(tài)工作時處于Vtri+Vc的最 大值和最小值之間，形成所需的占空比。當Vtri+VOVi+Vbias時，PWM輸 出高電平，當Vtri+Vc<Vi+Vbias時，PWM波輸出低電平，PWM的波形如 圖2所示。該控制方法采用電流控制模式，沿襲了電流控制模式在線性調(diào)制、 簡單的網(wǎng)絡(luò)補償?shù)确矫娴膬?yōu)勢，同時，PWM不依靠時鐘邊沿進行觸發(fā)，PWM 由輸出電流和輸出電壓進行控制，能提高響應(yīng)速度。圖3為用于實施本發(fā)明控制方法的電路示意圖。該電路包括開關(guān)單元 30，由電感L、電容C組成的濾波單元31，由電阻R1、 R2組成的電壓反饋 系統(tǒng)，電流反饋單元37，帶補償網(wǎng)絡(luò)Zf的誤差放大器32，第一加法器34， 第二加法器36和PWM比較器33。本發(fā)明所述的雙邊調(diào)制型脈沖寬度調(diào)制 控制器包括誤差放大器32、第一加法器34、第二加法器36和PWM S:較器533。電壓反饋系統(tǒng)將輸出電壓采樣，輸出正比于輸出電壓的電壓反饋信號 Vo。該電壓反饋信號輸入誤差放大器32反相端。誤差放大器同相端接一參 考電壓Vref。帶補償網(wǎng)絡(luò)Zf的誤差放大器32輸出補償信號Vc。第一加法 器34將補償信號Vc與三角波或鋸齒波信號35相加。電流反饋單元37采樣 電感電流，輸出正比于電感電流的電流反饋信號Vi。第二加法器36將電流 反饋信號Vi與一直流偏置值Vbias相加。第一加法器34的輸出連接PWM 比較器33的同相端，第二加法器36的輸出連接PWM比較器33的反相端。 PWM比較器33的輸出用于驅(qū)動開關(guān)單元30。當?shù)谝患臃ㄆ?4的輸出值大 于第二加法器36的輸出值時，比較器33輸出高電平的PWM波，反之，當 第一加法器34的輸出值小于第二加法器36的輸出值時，比較器33輸出低 電平的PWM波。在一種實施方式中，信號35為對稱型三角波Vtri。在另一 種實施方式中，信號35為非對稱型三角波Vtri。在第三種實施方式中，信號 35也可為鋸齒波Vsaw。圖4A所示的為采用對稱型三角波信號的雙邊調(diào)制型脈沖寬度調(diào)制控制 波形圖及其擾動下的響應(yīng)效果，圖4A'所示的為峰值電流模式控制下的擾動 響應(yīng)效果。由圖4A可見，虛線代表的為輸出電流擾動時的Vi' +Vbias，它 對應(yīng)較大的輸出電流，此時脈寬調(diào)制波形占空比相對PWM波減小為PWM'， 從而實現(xiàn)調(diào)節(jié)功能。相對圖4A'所示的峰值電流控制模式，本發(fā)明的控制方 法能更快的收斂，并且峰值電流控制下PWM'在相鄰周期間脈寬存在變大 和變小的振蕩，而本發(fā)明的PWM'不存在振蕩。圖4B所示的為負載下降時的一個仿真圖。如圖所示，在tl時刻，負載 下降即輸出電流Io下降，補償電壓Vc也隨之下降，Vtri+Vc的下降加快了 PWM下降沿的到來，在t2時刻，PWM變?yōu)榈碗娖剑憫?yīng)延遲時間為 T_delay=t2-tl 。在隨后的兩個多周期，Vtri+Vc—直小于Vi+Vbias， PWM低 電平持續(xù)兩個多周期，瞬時占空比大大下降，響應(yīng)了負載下降。圖4C所示的為負載上升時的仿真圖。取極限情況，在tl時刻PWM瞬 間變化為低電平時負載上升，Vc上升，加快了 PWM高電平的到來，在t2 時刻，PWM變高。由圖可見，最大延遲約為T一delay"0.5T。相比峰值電流 模式最大約為T的延遲時間較小。 〃從圖4B和圖4C可見，負載下降時的響應(yīng)速度比負載上升時的速度要快。這是因為，在負載下降的情況下，Vtri+Vc的斜率接近Vi+Vbias的斜率， 所以Vtri+Vc<Vi+Vbias的時間到來的更快，PWM迅速轉(zhuǎn)換成低電平。而在 負載上升的情況下，Vtri+Vc的斜率比穩(wěn)態(tài)工作下與Vi+Vbias的差值更大， 因此，需要較長的時間實現(xiàn)Vtri+VOVi+Vbias 。圖5A為本發(fā)明對應(yīng)于圖3中電路采用非對稱型三角波控制方式的控制 波形圖。圖5B為圖5A控制方式的負載上升時的響應(yīng)效果。由圖5B可見， 采用上升沿斜率較高的非對稱三角波，對于負載升高的狀況響應(yīng)較快，延遲、圖6為本發(fā)明對應(yīng)于圖3中電路采用鋸齒波控制方式的控制波形圖，它 對于負載升高的狀況響應(yīng)更即時，延遲時間進一步減小。此外，從仿真圖可看到，在峰值電流模式控制下，當負載突變時，輸出 電壓在穩(wěn)定前有電壓偏移。如圖7A所示，在三相峰值電流模式控制中，取 電感I^0.47uH，濾波電容C-990uF，CesF2mQ， fs=lMHz，當負載以5A/ns 的速度從10A跳變到50A時，出現(xiàn)10mv的輸出偏移。在相同參數(shù)下采取本 發(fā)明的雙邊調(diào)制型控制，未出現(xiàn)電壓偏移，見圖7B。圖8A所示的為本發(fā)明的控制方式易受噪聲干擾的示意波形圖。在tl時 刻Vtri+VOVi+Vbias， PWM變?yōu)楦唠娖健Ｔ诰o鄰的t2時刻，若Vi+Vbias 出現(xiàn)小波動，有可能導(dǎo)致Vtri+Vc〈Vi+Vbias，而使PWM變?yōu)榈碗娖?。直?噪聲回落再次實現(xiàn)Vtri+VOVi+Vbias而使PWM升高。從t2至t3的時間內(nèi)， PWM受噪聲影響，出現(xiàn)錯誤的低電平。為了消除這方面的影響，提高可靠 性，本發(fā)明的一個實施方式為選用圖8B所示的噪聲抑制電路80。噪聲抑制 電路由一與門82、 一或非門81及一觸發(fā)器83組成。與門82接收PWM比 較器輸出信號和一時鐘信號，或非門81也接收PWM比較器輸出信號及該時 鐘信號，與門輸出端連接觸發(fā)器83的置位端(S),或非門輸出端連接觸發(fā) 器83的復(fù)位端(R)?？刂撇ㄐ稳鐖D8C所示。從上到下的波形分別為Vi+Vbias， Vtri+Vc，時鐘信號Clock, PWM比較器33輸出電壓Va，置位端信號S，復(fù) 位端信號R及輸出PWM波。由此可見，PWM上升沿只能在時鐘周期的高 電平段發(fā)生，PWM的下降沿只能在時鐘周期的低電平段發(fā)生，時鐘信號 Clock高電平與三角波Vtri上升沿同步，低電平與三角波Vtri下降范同步。 在無噪聲的條件下，PWM與PWM比較器輸出信號Va —致。當噪聲發(fā)生時，7該噪聲抑制電路通過在三角波上升沿和下降沿各觸發(fā)一次，有效抑制噪聲對PWM波的誤觸發(fā)。但是，該噪聲抑制電路也降低了瞬態(tài)響應(yīng)性能。最大的 延遲時間約0.5T，相比前述幾個實施例延遲時間變長，但相比峰值電流控制 方式具有優(yōu)勢。
權(quán)利要求
1、一種雙邊調(diào)制型脈沖寬度調(diào)制控制器，包括帶補償網(wǎng)絡(luò)的誤差放大器，進一步包括一第一加法器，將補償信號與三角波或鋸齒波信號相加；一第二加法器，將電流反饋信號與一偏置值相加；一比較器，其同相端接收所述第一加法器的和值，反相端接收所述第二加法器的和值，輸出PWM控制信號。
2、 如權(quán)利要求1所述的雙邊調(diào)制型脈沖寬度調(diào)制控制器，其中所述偏 置值的數(shù)值選取為使所述第二加法器的和值在穩(wěn)態(tài)工作時處于所述三角波 或鋸齒波的最大值和最小值之間。
3、 如權(quán)利要求2所述的雙邊調(diào)制型脈沖寬度調(diào)制控制器，所述三角波 為對稱型三角波或非對稱型三角波。
4、 如權(quán)利要求2所述的雙邊調(diào)制型脈沖寬度調(diào)制控制器，包含一去噪 電路，所述去噪電路包含一與門、 一或非門和一RS觸發(fā)器，其中所述與門 和或非門各自接收所述PWM控制信號和一時鐘信號，所述與門輸出端連接 所述RS觸發(fā)器置位端，所述或非門輸出端連接所述RS觸發(fā)器復(fù)位端。
5、 如權(quán)利要求2所述的雙邊調(diào)制型脈沖寬度調(diào)制控制器，其中所述輸 出電流為電感電流。
6、 一種雙邊調(diào)制型脈沖寬度調(diào)制控制方法，當補償信號和三角波或鋸 齒波信號的和值大于電流反饋信號時輸出高電平PWM信號，當補償信號和 三角波或鋸齒波信號的和值小于電流反饋信號時輸出低電平PWM信號。
7、 如權(quán)利要求6所述的雙邊調(diào)制型脈沖寬度調(diào)制控制方法，其中所述 電流反饋信號也可以用電流反饋信號和一固定直流信號的和值代替。
全文摘要
本發(fā)明描述了一種根據(jù)輸出電流與輸出電壓進行雙邊調(diào)制型脈沖寬度調(diào)制控制器及其方法，該雙邊調(diào)制型脈沖寬度調(diào)制控制器的控制環(huán)節(jié)包含一第一加法器，將補償信號與三角波或鋸齒波信號相加；一第二加法器，將電流反饋信號與一偏置值相加；一比較器，其同相端接收第一加法器的輸出信號，反相端接收第二加法器輸出信號，輸出脈寬調(diào)制波形。本發(fā)明的控制方式同時具有電流控制的優(yōu)點，又能較快地響應(yīng)瞬態(tài)變化。
文檔編號H02M3/156GK101599694SQ200810100039
公開日2009年12月9日 申請日期2008年6月3日 優(yōu)先權(quán)日2008年6月3日
發(fā)明者任遠程, 孔曉麗, 楊先慶, 歐陽茜 申請人:杭州茂力半導(dǎo)體技術(shù)有限公司