專利名稱：高頻無源功率因數(shù)校正電路及方法
高頻無源功率因數(shù)校正電路及方法
豐支術(shù)令頁i或本發(fā)明涉及電源電路，特別是涉及功率因數(shù)校正電路及方法。
背景豐支術(shù)現(xiàn)有技術(shù)中常用的PFC (功率因數(shù)校正)電路包括有兩種LC濾波無源 PFC電路和有源PFC電路。
LC無源PFC電路如圖11所示，在電路中串聯(lián)一個電感Ll,為了保證有一定的電感量， 通常采用有鐵芯電感，在交流輸入電壓的每一半周期內(nèi)，電壓上升到濾波電容C1上的直流 電壓值時，電流將通過電感L1和整流二極管，橋堆BD1里的兩整流二極管對電容C1充電， 同時流入高頻變壓器T的主繞組及開關(guān)管Ql。在輸入正弦電壓高于電容C1上的電壓時，電 感Ll上的極性如圖11所示，電感存儲能量。當(dāng)輸入正弦電壓低至電容C1電壓時，電感為 了維持電流不變，感應(yīng)電勢極性開始反相，電感由存儲能量轉(zhuǎn)為釋放能量，此時交流輸入電 壓和電感電勢同向串聯(lián)，通過橋堆BD1里的兩整流二極管繼續(xù)為高頻變壓器T的主繞組及開 關(guān)管Q1供電，直到能量釋放完畢，電感電勢為零，半周期工作結(jié)束。
無源PFC電路，由于電感的限流作用和半周期工作能量的存儲和釋放作用，與一般的 沒有加PFC電路相比，無源PFC電路降低了輸入電流幅值，增加了半周期中整流二極管導(dǎo)通 時間，不論是功率因素還是輸入電流總諧波失真THD均得到了改善。這種電路簡單可靠，功 率因數(shù)可達(dá)到0.8以上，THD約為60。/。。但存在以下不足體積大，不能達(dá)到高功率因數(shù)的 要求，效率低，電感用銅量大。
有源PFC電路如困12所示。有源功率因數(shù)校正能對變化的諧波進(jìn)行迅速的動態(tài)校正， 而且特性不受電網(wǎng)阻抗和負(fù)載阻抗的影響，和無源功率因數(shù)校正相比具有校正更徹底的優(yōu)點， 有源功率因數(shù)校正是抑制諧波電流、提高功率因數(shù)的有效方法。如圖12所示，其工作原理是 交流輸入電壓經(jīng)橋堆BD1整流，再經(jīng)L1、 Dl、 C2、 R2、 R3、 Ql、 R1和PFC芯片等元器 件組成的PFC電路，通過相應(yīng)的控制使輸入電流平均值跟隨橋堆BD1整流輸出電壓基準(zhǔn)值， 并保持輸出電壓穩(wěn)定。有源PFC有兩個反饋環(huán)路電壓控制環(huán)路和電流控制環(huán)路，電流控制
4環(huán)路使PFC電路輸入電流與BD1整流電壓波形相同，輸出電壓控制環(huán)路使PFC電路輸出直 流電壓穩(wěn)定，為一直流穩(wěn)壓源。有源PFC電路工作原理是通過控制電路強(qiáng)迫輸入電流跟蹤輸 入電壓，實現(xiàn)輸入電流正弦化，并與輸入電壓同步，其作用相當(dāng)于一個純電阻。有源PFC電 路的優(yōu)點是有平滑的輸入交流波形；高功率因數(shù)，其功率因數(shù)PF值可達(dá)0.99以上；低諧 波失真，THD<10%;輸入電壓范圍寬；直流輸出電壓穩(wěn)定。但同時存在以下不足使用元器 件較多，電路復(fù)雜；降低了電路的總體效率；電磁輻射干擾大；成本高
發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明要解決的技術(shù)問題在于避免上述現(xiàn)有技術(shù)的不足之處而提出一種成 本低，體積小，符合國家諧波標(biāo)準(zhǔn)的高頻無源PFC電路。
本發(fā)明解決所述技術(shù)問題可以通過釆用以下技術(shù)方案來實現(xiàn)
設(shè)計、使用一種高頻無源PFC電路，包括交流輸入電路、 一次低頻整流電路BD1、高 頻變壓器T和輸出濾波電容，還包括二次低頻整流二極管Dl、高頻延時電感L2和高頻整流 二極管D2以及高頻變壓器T的反饋繞組A-B;所述二次低頻整流二極管Dl陽極與高頻延時 電感L2的一端電連接后共同連接到一次低頻整流電路BD1的正輸出端，該高頻延時電感L2 的另一端同高頻整流二極管D2陽極電連接，該高頻整流二極管D2陰極同所述高頻變壓器T 的反饋繞組A-B —端電連接，低頻整流二極管Dl陰極同所述高頻變壓器T的反饋繞組A-B 的另一端電連接后共同連接至輸出濾波電容的正極；
所述一次低頻整流電路BD1整流輸出電壓分兩路給所述輸出濾波電容充電， 一路由所 述二次低頻整流二極管Dl先導(dǎo)通給所述輸出濾波電容充電，另一路是經(jīng)過所述高頻延時電 感L2延時后，所述髙頻整流二極管D2導(dǎo)通經(jīng)過高頻變壓器T的反饋繞組A-B給輸出濾波 電容充電。
提出一種高頻無源功率因數(shù)校正方法，包括以下步驟
① 輸入巿電交流，通過一次低頻整流電路將其變成為單向脈動電壓；
② 將高頻變壓器的一個反饋繞組串聯(lián)在所述一次低頻整流電路輸出端和輸出濾波電容 之間，使在所述反饋繞組高頻電壓的每一周期內(nèi)，有半周期的高頻反饋電壓同所述低頻整流 電路輸出電壓疊加向所述輸出濾波電容充電；③使所述單向脈動電壓分兩路給輸出濾波電容充電， 一路通過先導(dǎo)通的二次低頻整流 二極管給所述輸出電容充電，另一路經(jīng)高頻延時電感延時后，高頻整流二極管導(dǎo)通經(jīng)過高頻 變壓器的反饋繞組給輸出電容充電；通過電流反饋和PWM控制，使輸入電流的變化跟隨輸 入電壓的變化。
由于電感L1的限流作用及高頻變壓器的A-B繞組能量存儲和釋放作用，降低了輸入電 流的幅值，增加高頻整流二極管D2的導(dǎo)通角度，使輸入電流正弦化，并且與電壓同步，從 而提高了功率因素，減少了諧波的產(chǎn)生。與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明具有以下有益效果使用 元器件少，電路簡單，電路整體效率高，電磁輻射小，成本低，諧波對電網(wǎng)污染小。


圖1是本發(fā)明高頻無源PFC電路原理圖； 圖2是所述高頻無源PFC電路實施例一的原理電路圖； 圖3是所述高頻無源PFC電路實施例二的原理電路圖； 圖4是圖1中二極管D2低頻半周期的電流波形示意圖； 圖5是圖1中二極管D2低頻全周期的電流波形示意圖； 圖6是圖1中二極管Dl低頻半周期的電流波形示意圖； 圖7是圖1中二極管Dl低頻全周期的電流波形示意圖； 圖8是圖1中二極管D2高頻全周期的電流波形示意圖； 圖9是圖1中電容C2的紋波電壓波形示意圖； 圖IO是圖3中輸出電壓Vdc的波形示意圉； 圖ll是現(xiàn)有技術(shù)中無源PFC電路原理圖； 圖12是現(xiàn)有技術(shù)中有源PFC電路原理圖。
具f本實施方式以下結(jié)合附圖所示之最佳實施例作進(jìn)一步詳述。 如圖3所示，本發(fā)明高頻無源PFC電路組成及元器件作用如下 虛線部分為高頻無源P F C電路，電路組成元器件為電容C1、電感L2、 二極管D1、二極管D2和髙頻變壓器的A-B繞組。電容C1正極同二極管D1陽極及電感L2—端電連接， L2另一端同二極管D2陽極電連接，二極管D2陰極同高頻變壓器A-B繞組的A端電連接， 二極管D2陰極同高頻變壓器A-B繞組的B端電連接。電容Cl作用是濾掉紋波及雜訊，抑 制EMI的產(chǎn)生。電感L2的作用是與髙頻變壓器的A-B繞組串聯(lián)組成PFC電感。二極管Dl 的作用是二次低頻整流。二極管D2的作用是隔離、高頻整流。
所述高頻無源PFC電路工作原理如下
啟動時， 一次低頻整流電路即橋堆BD1整流輸出電壓分兩路給輸出濾波電容C2充電， 一路由二極管Dl先導(dǎo)通給電容C2充電，另一路是由經(jīng)過電感L2延時后，二極管D2導(dǎo)通 經(jīng)過高頻變壓器的反饋繞組A-B給電容C2充電。當(dāng)PWM芯片工作時，在第一個周期，開 關(guān)管Ql導(dǎo)通時高頻變壓器T的反饋繞組A-B產(chǎn)生感應(yīng)電勢A "+", B 二極管D2截止， 電容C2儲存的電能供電。當(dāng)開關(guān)管Q1截止時，高頻變壓器T的反饋繞組A-B感生電勢A "-"，B "+", 二極管D2整流導(dǎo)通，橋堆BD1低頻整流輸出電壓和高頻變壓器T的反饋繞 組A-B產(chǎn)生的感生電勢經(jīng)過二極管D2高頻整流疊加給輸出濾波電容C2充電。當(dāng)電容C1上 的電壓低于輸出電容C2上的電壓時二極管Dl截止，當(dāng)電容C1上的電壓高于電容C2上的 電壓時，二極管Dl導(dǎo)通，第一個周期完成。當(dāng)進(jìn)入第二個周期時，重復(fù)第一周期的動作， 如此往復(fù)。由于電感Ll的限流作用及高頻變壓器的反饋繞組A-B能量存儲和釋放作用，降 低了輸入電流的幅值，增加了高頻整流二極管D2的導(dǎo)通角度，使輸入電流正弦化，并且與 電壓同步，從而提高功率因素，減少諧波的產(chǎn)生。
本發(fā)明實施例 一的電路原理圖如圖2所示，抑制電磁干擾EMI的電容Cl的 一端同時與 二極管Dl陽極及高頻延時電感Ll 一端電連接，該電感Ll另一端與高頻整流二極管D2陽 極電連接，該二極管D2陰極與高頻變壓器的反饋繞組A-B之A端電連接，二極管Dl陰極 同高頻變壓器反饋繞組A-B的B端電連接。具體工作過程如下
巿電交流輸入電壓通過一次低頻整流電路BD1變成單向脈動直流電壓，在交流輸入電 壓第一個單向脈動電壓半周期， 一次低頻整流輸出電壓上升到輸出濾波電容C2的電壓值時
7低頻整流二極管D1導(dǎo)通，導(dǎo)通頻率為巿電頻率的兩倍，電流將通過二極管Dl向輸出濾波電 容C2充電。當(dāng)髙頻變壓器的反饋繞組A-B產(chǎn)生感應(yīng)電壓，A、 B兩端電位髙低交替變化，高 頻變壓器繞組A端處于低電位時，二極管D2導(dǎo)通，低頻整流輸出電壓同高頻變壓器的反饋 繞組A-B產(chǎn)生的感應(yīng)電勢經(jīng)過D2高頻整流疊加給輸出電容C2充電，導(dǎo)通頻率同高頻變壓器 感應(yīng)電勢的頻率相同。當(dāng)高頻變壓器的繞組A端處于高電位時，二極管D2截止。在低頻單 向脈動電壓半周期內(nèi)，由于電感L2的延時作用，二極管D2始終有電流通過，而且電流的變 化跟隨電壓的變化，從而提高功率因數(shù)，減少諧波電流的產(chǎn)生，第一個半周期完成，第二個 半期重復(fù)第一周期的工作，如此循環(huán)工作。圖4為二極管D2低頻半周期電流波形圖。圖5 為低頻全周期二極管D2電流波形示意圖。圖6為二極管Dl低頻半周期電流波形圖。圖7為 二極管Dl低頻全周期電流波形示意圖。圖8為二極管D2高頻全周期電流波形示意圖。圖9 電容C2紋波電壓波形示意圖。
本發(fā)明實施例二的電路原理圖如圖2所示，抑制EMI的電容C1之一端正極同二極管 Dl陽極及電感L2 —端之連接點電連接，L2另一端同二極管D2陽極電連接，二極管D2陰 極同高頻變壓器反饋繞組A-B之A端電連接，二極管Dl陰極同高頻變壓器反饋繞組A-B的 B端電連接，二極管Dl陰極同二極管D3陰極及輸出電容C2正極電連接，二極管D3陽極 同二極管D4陰極及電解電容C3正極電連接，輸出電容C2負(fù)極同二極管D4陽極電連接， 電解電容C3負(fù)極同二極管D5陽極電連接。工作過程同實施例一相同，不同之處是將實施例 一中的輸出濾波電容C2用填谷整流濾波電路(D3, C2, D4, C3， D5組成)所取代。圖10 是輸出電壓VDC的波形示意圖。
權(quán)利要求
1.一種高頻無源PFC電路，包括交流輸入電路、一次低頻整流電路(BD1)、高頻變壓器(T)和輸出濾波電容，其特征在于還包括二次低頻整流二極管(D1)、高頻延時電感(L2)和高頻整流二極管(D2)以及高頻變壓器(T)的反饋繞組(A-B)；所述二次低頻整流二極管(D1)陽極與高頻延時電感(L2)的一端電連接后共同連接到一次低頻整流電路(BD1)的正輸出端，該高頻延時電感(L2)的另一端同高頻整流二極管(D2)陽極電連接，該高頻整流二極管(D2)陰極同所述高頻變壓器(T)的反饋繞組(A-B)一端電連接，低頻整流二極管(D1)陰極同所述高頻變壓器(T)的反饋繞組(A-B)的另一端電連接后共同連接至輸出濾波電容的正極；所述一次低頻整流電路(BD1)整流輸出電壓分兩路給所述輸出濾波電容充電，一路由所述二次低頻整流二極管(D1)先導(dǎo)通給所述輸出濾波電容充電，另一路是經(jīng)過所述高頻延時電感(L2)延時后，所述高頻整流二極管(D2)導(dǎo)通經(jīng)過高頻變壓器(T)的反饋繞組(A-B)給輸出濾波電容充電。
2. 如權(quán)利要求1所述的高頻無源PFC電路，其特征在于還包括用于抑制電磁干擾的電容(Cl)，該電容(Cl )的正極分別與二次低頻整流二極管(Dl)的陽極及高頻延時電感 (Ll)的一端電連接。
3. 如權(quán)利要求1所述的高頻無源PFC電路，其特征在于還包括用于填谷整流濾波的第一二 極管(D3)、第二二極管(D4)和第三二極管(D5),所述輸出電容為兩個，所述二次低 頻整流二極管(Dl)的陰極分別與第一二極管(D3)的陰極和第一輸出電容(C2)的正 極電連接，該第一二極管D3的陽極分別與第二二極管D4的陰極和第二輸出電容C3正極 電連接，第一輸出電容(C2)負(fù)極與第二二極管(D4)陽極電連接，第二輸出電容(C3) 負(fù)極與第三二極管D5正極電連接后共同接殼。
4. 一種高頻無源功率因數(shù)校正方法，包括以下步驟① 輸入市電交流，通過一次低頻整流電路將其變成為單向脈動電壓； 其特征在于，還包括步驟② 將高頻變壓器的一個反饋繞組串聯(lián)在所述一次低頻整流電路輸出端和輸出濾波電容之 間，使在所述反饋繞組高頻電壓的每一周期內(nèi)，有半周期的高頻反饋電壓同所述低頻 整流電路輸出電壓疊加向所述輸出濾波電容充電；③ 使所述單向脈動電壓分兩路給輸出濾波電容充電， 一路通過先導(dǎo)通的二次低頻整流二 極管給所述輸出電容充電，另一路經(jīng)高頻延時電感延時后，高頻整流二極管導(dǎo)通經(jīng)過 高頻變壓器的反饋繞組給輸出電容充電；通過電流反饋和PWM控制，使輸入電流的 變化跟隨輸入電壓的變化。
5. 如權(quán)利要求4所述的高頻無源功率因數(shù)校正方法，其特征在于在步驟①之后步驟②之前， 濾除紋波及雜訊，抑制電磁干擾。
6. 如權(quán)利要求4所述的高頻無源功率因數(shù)校正方法，其特征在于在高壓整流輸出之前，進(jìn) 行填谷整流濾波。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種高頻無源功率因數(shù)校正電路及方法，二次低頻整流二極管(D1)陽極與高頻延時電感(L2)的一端電連接后共同連接到一次低頻整流電路(BD1)的正輸出端，該高頻延時電感(L2)的另一端同高頻整流二極管(D2)陽極電連接，高頻整流二極管(D2)陰極同高頻變壓器(T)的反饋繞組一端電連接，低頻整流二極管(D1)陰極同高頻變壓器(T)的反饋繞組的另一端電連接；分兩路給輸出濾波電容充電，一路由二次低頻整流二極管(D1)先導(dǎo)通給輸出濾波電容充電，另一路是延時后高頻整流二極管(D2)導(dǎo)通經(jīng)高頻變壓器(T)的反饋繞組給其充電。本發(fā)明具有以下有益效果使用元器件少，電路簡單，電路整體效率高，電磁輻射小，成本低，諧波對電網(wǎng)污染小。
文檔編號H02M1/00GK101656468SQ20081014197
公開日2010年2月24日 申請日期2008年8月20日 優(yōu)先權(quán)日2008年8月20日
發(fā)明者毛秋翔, 王國求 申請人:深圳桑達(dá)百利電器有限公司;深圳市桑達(dá)實業(yè)股份有限公司