專利名稱：開關(guān)電源控制器電路及開關(guān)電源系統(tǒng)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及集成電路領(lǐng)域，更具體地說，本發(fā)明是涉及開關(guān)電源控制器芯片及其 引腳復(fù)用方法。
背景技術(shù)：
由于和傳統(tǒng)線性電源相比所具有的多方面優(yōu)點(diǎn)，諸如更高的效率，更低的待機(jī)功 耗，更低的成本，更小的體積和更輕的重量，開關(guān)電源越來越廣泛地應(yīng)用于各種電子設(shè)備 中。圖1示出了目前應(yīng)用最廣泛的電流模式開關(guān)電源系統(tǒng)的基本原理框圖。該系統(tǒng)包 含開關(guān)功率轉(zhuǎn)換器100、開關(guān)電源控制器120以及反饋網(wǎng)絡(luò)140。開關(guān)功率轉(zhuǎn)換器100具有 功率輸入端口 102和功率輸出端口 104。開關(guān)功率轉(zhuǎn)換器100與開關(guān)電源控制器120之間 通過開關(guān)控制信號(hào)和電流控制信號(hào)交互。反饋網(wǎng)絡(luò)140向開關(guān)電源控制器120輸入反饋信 號(hào)。該系統(tǒng)的功能是把從功率輸入端口 102輸入的交流(AC)電源或直流(DC)電源轉(zhuǎn)換 成滿足特定規(guī)格要求的直流(DC)或交流(AC)電源并從功率輸出端口 104輸出。圖1中的開關(guān)功率轉(zhuǎn)換器100 —般包括磁性儲(chǔ)能元件(如電感或變壓器)、功率 開關(guān)器件(如功率MOS開關(guān)或功率三極管開關(guān))、功率二極管和濾波電容等。功率開關(guān)器 件受到開關(guān)控制信號(hào)的控制，周期性地導(dǎo)通或關(guān)斷。其中，開關(guān)控制信號(hào)一般是脈寬被調(diào)制 (PWM)或頻率被調(diào)制(PFM)的脈沖信號(hào)，也可能是PWM，PFM的混合調(diào)制信號(hào)。開關(guān)控制信 號(hào)的脈沖寬度決定功率開關(guān)在一個(gè)周期內(nèi)的導(dǎo)通時(shí)間，它和開關(guān)頻率一起控制功率輸入端 口傳遞到功率輸出端口的功率，即輸出功率。在本說明書的上下文中，把開關(guān)控制信號(hào)統(tǒng)稱 為PWM信號(hào)。以AC-DC電流模式開關(guān)電源系統(tǒng)為例，為了能夠在不同的負(fù)載條件下都能獲得恒 定的電壓輸出，則需要根據(jù)輸出負(fù)載的大小來實(shí)時(shí)調(diào)節(jié)開關(guān)控制信號(hào)的頻率和(或)脈沖 寬度，進(jìn)而控制輸出功率的大小。如圖1所示，反饋網(wǎng)絡(luò)140從輸出功率信號(hào)取樣，并且產(chǎn) 生反饋信號(hào)輸入到開關(guān)電源控制器。同時(shí)，由開關(guān)功率轉(zhuǎn)換器100輸出的電流控制信號(hào)也 輸入到開關(guān)電源控制器120中。在反饋信號(hào)和電流控制信號(hào)的共同作用下，開關(guān)控制信號(hào) 的脈沖寬度或(和)頻率被調(diào)制，從而得到與輸出負(fù)載相匹配的輸出功率。為了能夠更清楚地描述電流模式開關(guān)電源的工作原理，圖2示例了一種傳統(tǒng)的反 激式(Flyback)開關(guān)電源系統(tǒng)及其控制芯片簡(jiǎn)圖。參照?qǐng)D2所示，這種反激式(Flyback) 開關(guān)電源系統(tǒng)廣泛應(yīng)用于輸入與輸出間需要隔離的電子設(shè)備中，例如AC-DC或DC-DC適配 器、便攜式電子設(shè)備(如手機(jī)等)的充電器、LED驅(qū)動(dòng)器等。圖2中的開關(guān)電源系統(tǒng)包括 開關(guān)功率轉(zhuǎn)換器200，開關(guān)電源控制器芯片220，反饋網(wǎng)絡(luò)M0，輸入EMI濾波器沈0，輸入整 流器(Rectifier)沘0，啟動(dòng)電阻Rl，Buck電容Cl，芯片供電整流二極管Dl，芯片電源退耦 電容C2，電流控制信號(hào)的感應(yīng)電阻Rs以及輸出負(fù)載&。圖2虛框中的反激式開關(guān)功率轉(zhuǎn)換器(flykick converter) 200包括一個(gè)隔離變 壓器TX，一個(gè)功率整流二極管D2，一個(gè)濾波電容C3和一個(gè)功率開關(guān)SW。變壓器初級(jí)側(cè)線圈PRE的一端與LINE電壓相連，另一端和一個(gè)功率開關(guān)SW相連，其中LINE電壓是交流輸入電 壓經(jīng)過EMI濾波器沈0，橋式整流器280整流后的電壓。功率開關(guān)SW的另一端通過電阻Rs 連接到地(GND)。電阻Rs的作用是把變壓器TX初級(jí)側(cè)線圈PRE的電流信號(hào)轉(zhuǎn)換成電壓信 號(hào)，并把它輸入到開關(guān)電源控制器芯片220作為電流控制信號(hào)。當(dāng)開關(guān)SW導(dǎo)通時(shí)，LINE電 壓施加在變壓器TX的初級(jí)側(cè)，變壓器TX初級(jí)側(cè)線圈PRE的電流開始線性增長(zhǎng)，變壓器處于 儲(chǔ)能階段；當(dāng)開關(guān)SW斷開時(shí)，初級(jí)側(cè)存儲(chǔ)的能量被轉(zhuǎn)移到次級(jí)側(cè)線圈SEC，進(jìn)而傳遞到輸出 負(fù)載。反激式開關(guān)功率轉(zhuǎn)換器(flyback converter)包括兩種工作模式非連續(xù)式(DCM) 和連續(xù)式(CCM)。其中，DCM模式指，功率開關(guān)導(dǎo)通期間初級(jí)側(cè)線圈PRE存儲(chǔ)的能量將在功 率開關(guān)截止期間全部轉(zhuǎn)移到變壓器次級(jí)側(cè)的負(fù)載；而CCM模式中，功率開關(guān)截止期間，變壓 器初級(jí)側(cè)線圈PRE的能量只有部分轉(zhuǎn)移到次級(jí)側(cè)的輸出負(fù)載。為了方便起見，以下的描述 僅以DCM為例。但在容易理解的是，在本說明書的上下文中，開關(guān)功率轉(zhuǎn)換器也可以工作在 CCM模式中。為了確保在負(fù)載&變化的情況下，輸出電壓仍然可以在可控的條件下保持恒定， 需要對(duì)輸出電壓取樣。取樣的輸出電壓經(jīng)過反饋網(wǎng)絡(luò)240產(chǎn)生反饋信號(hào)Sfb輸入到開關(guān)電 源控制器芯片220。該信號(hào)與初級(jí)側(cè)的電流控制信號(hào)經(jīng)過開關(guān)電源控制器芯片220的處理， 產(chǎn)生控制功率開關(guān)的信號(hào)VeATE。圖2中的開關(guān)電源控制器芯片220包含5個(gè)引腳，VDD, GND, FB, CS, GATE。其中 VDD, GND引腳分別連接到由系統(tǒng)產(chǎn)生的芯片電源和系統(tǒng)“地”，其作用是為芯片提供穩(wěn)定的 工作電源。FB引腳被連接到由反饋網(wǎng)絡(luò)240輸出的反饋信號(hào)Sfb，CS引腳被連接到由變壓器 初級(jí)側(cè)線圈PRE在Rs電阻上產(chǎn)生的電流控制信號(hào)Vcs。GATE引腳被連接到功率開關(guān)SW的 控制端。該芯片220的主要模塊有UVL0(under voltage lock out，欠壓鎖定)電路221， LD0(low dropout regulator，低壓差線性穩(wěn)壓器)222，測(cè)試控制器223，時(shí)鐘發(fā)生器224， PWM信號(hào)發(fā)生器225，功率開關(guān)驅(qū)動(dòng)器226，參考源227，PWM比較器2 和反饋信號(hào)處理器 229。該芯片220基本工作原理是反饋信號(hào)Sfb經(jīng)過反饋信號(hào)處理器2 的處理，產(chǎn)生兩個(gè) 信號(hào)SFM，Vth。其中，Vth信號(hào)作為PWM比較器228的動(dòng)態(tài)參考閾值與由CS引腳輸入的Vcs 信號(hào)比較，PWM比較器2 的輸出Cent信號(hào)被輸入到PWM信號(hào)發(fā)生器225去控制PWM信號(hào) 的關(guān)斷；Sfm信號(hào)輸入到時(shí)鐘發(fā)生器224，被用來控制時(shí)鐘CLK的頻率，進(jìn)而控制PWM信號(hào)的 頻率。圖3所示的是控制器芯片的時(shí)序圖。功率開關(guān)控制信號(hào)VeATE與PWM_P信號(hào)的相位 和脈寬完全相同，不同的是脈沖的幅度和驅(qū)動(dòng)能力。圖3所描述的功率開關(guān)控制信號(hào)VeATE 的產(chǎn)生過程如下1.時(shí)鐘信號(hào)的下降沿觸發(fā)PWM_P信號(hào)變高，PWM_N信號(hào)變低，這時(shí)功率開關(guān)開始導(dǎo) 通；2.功率開關(guān)的導(dǎo)通導(dǎo)致變壓器初級(jí)側(cè)線圈PRE電流線性增大，進(jìn)而導(dǎo)致Vcs信號(hào) 線性增加；3.當(dāng)Vcs信號(hào)的幅度達(dá)到PWM比較器閾值Vth的幅度時(shí)，PWM比較器發(fā)生翻轉(zhuǎn)，這 時(shí)PWM_P信號(hào)變低，同時(shí)PWM_N信號(hào)變高，進(jìn)而導(dǎo)致功率開關(guān)截止；4.功率開關(guān)截止導(dǎo)致Vcs信號(hào)歸零，PWM比較器翻轉(zhuǎn)。圖3表明，PWM_P和PWM_N是兩個(gè)互補(bǔ)的脈沖信號(hào)，當(dāng)PWM_P信號(hào)為高電平時(shí)，功率開關(guān)導(dǎo)通；PWM_N信號(hào)為高電平時(shí)，功率開關(guān)截止。反激式(Flyback)開關(guān)電源變換器主要有兩種典型的反饋方式一種是變壓器次 級(jí)側(cè)反饋；另一種是變壓器初級(jí)側(cè)反饋。對(duì)于變壓器次級(jí)側(cè)反饋，反饋網(wǎng)絡(luò)，誤差放大器和 補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)都在變壓器的次級(jí)側(cè)，反饋信號(hào)通過電隔離器件光耦傳遞到初級(jí)。圖4是一種典 型的變壓器次級(jí)側(cè)反饋的反激式(Flyback)開關(guān)電源系統(tǒng)。圖5示出了一種典型的初級(jí)側(cè)反饋的反激式(Flyback)開關(guān)電源系統(tǒng)。在這個(gè)系 統(tǒng)中，反饋網(wǎng)絡(luò)由變壓器TX的輔助線圈AUX和一對(duì)分壓電阻R1, R2構(gòu)成。從功率開關(guān)截止 到次級(jí)側(cè)的功率二極管Dl截止這個(gè)期間，輸出電壓將被映射到輔助線圈。輔助線圈上的電 壓分壓后作為反饋信號(hào)輸入功率控制器芯片的FB引腳。對(duì)于大多數(shù)驅(qū)動(dòng)MOSFET功率開關(guān)的反激式(Flyback)開關(guān)電源系統(tǒng)而言，基于系 統(tǒng)設(shè)計(jì)的考慮，VDD引腳的電壓通常被設(shè)計(jì)在14 20V之間，GATE引腳的電壓設(shè)計(jì)在12 18V之間。而輸入CS，F(xiàn)B引腳的信號(hào)幅度均小于5V。因此，在芯片設(shè)計(jì)中，基于節(jié)約成本 (高耐壓器件要消耗更大的芯片面積)和優(yōu)化性能的考慮(低壓器件的匹配性能更好，增 益更高)，與VDD，GATE引腳相聯(lián)的內(nèi)部電路采用高壓器件設(shè)計(jì)，其耐壓值在50V左右；而與 CS,FB引腳相連的內(nèi)部電路采用低壓器件設(shè)計(jì)，其耐壓在9 14V左右。相應(yīng)的，VDD，GATE 引腳被稱為高壓引腳，而CS，F(xiàn)B引腳被稱為低壓引腳。這種引腳的配置方式會(huì)帶來一定的 潛在風(fēng)險(xiǎn)，即在某些情況下，如果高壓引腳VDD，GATE與低壓引腳CS，F(xiàn)B發(fā)生意外短路，低壓 引腳內(nèi)部的低壓器件有可能被高壓引腳上的高壓擊穿并造成損傷。特別是VDD引腳，由于 它和一個(gè)儲(chǔ)存了很大能量的電容C2 0uF IOuF)相連，所以當(dāng)它和FB，CS引腳短路時(shí)，電 容C2上的電荷會(huì)迅速通過低壓引腳瀉放，從而極易對(duì)低壓引腳內(nèi)部的低壓電路造成永久 損傷。在開關(guān)電源系統(tǒng)中，很多失效都是由上述原因?qū)е?。另外一個(gè)潛在的風(fēng)險(xiǎn)是CS引腳和GND引腳之間的負(fù)向脈沖。在MOSFET功率開 關(guān)的關(guān)斷瞬間，開關(guān)導(dǎo)電溝道中的負(fù)電荷大部分會(huì)通過Rs電阻瀉放到GND，這樣會(huì)在CS和 GND引腳之間產(chǎn)生一個(gè)瞬時(shí)負(fù)壓，如果這個(gè)負(fù)壓大于PN節(jié)的正向開啟電壓，有可能導(dǎo)致控 制芯片內(nèi)部發(fā)生栓鎖效應(yīng)(Latch-up)，進(jìn)而導(dǎo)致控制芯片工作異?；蚴?。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的一個(gè)目的是提供一種開關(guān)電源控制器電路，可以克服現(xiàn)有電路中存在的 風(fēng)險(xiǎn)。本發(fā)明的一個(gè)方面提供一種開關(guān)電源控制器電路，包括時(shí)鐘發(fā)生器、PWM信號(hào)發(fā)生 器、功率開關(guān)驅(qū)動(dòng)器、反饋信號(hào)采樣器、PWM比較器以及浮置電位采樣電路，并且該開關(guān)電源 控制器電路具有第一端，耦接電源高電位；第二端，用以輸出開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)，以及接收反 饋信號(hào)；第三端，用以接收一外部電流信號(hào)，并作為所述控制器電路的電源低電位。該時(shí)鐘 發(fā)生器的輸出端輸出一時(shí)鐘信號(hào)；該P(yáng)WM信號(hào)發(fā)生器的兩輸入端分別連接該時(shí)鐘信號(hào)和該 PWM比較器的輸出信號(hào)，該P(yáng)WM信號(hào)發(fā)生器的輸出端輸出PWM信號(hào)；該功率開關(guān)驅(qū)動(dòng)器的輸 入端連接該P(yáng)WM信號(hào)，該功率開關(guān)驅(qū)動(dòng)器的輸出端向該第二端提供該開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)；該反 饋信號(hào)采樣器的輸入端自該第二端接收該反饋信號(hào)，該反饋信號(hào)采樣器的輸出端輸出經(jīng)采 樣的反饋信號(hào)；該反饋信號(hào)處理器的輸入端接收該經(jīng)采樣的反饋信號(hào)以及一參考電壓或電 流，該反饋信號(hào)處理器的一輸出端輸出一閾值信號(hào)；該P(yáng)WM比較器的第一輸入端連接該第三端，第二輸入端連接一閾值電壓，該P(yáng)WM比較器的輸出端連接該P(yáng)WM信號(hào)發(fā)生器的其中一 輸入端；該浮置電位采樣電路包括一開關(guān)及一保持電容，該開關(guān)連接于該反饋信號(hào)處理器 的輸出端與該P(yáng)WM比較器的第二輸入端之間，其中該開關(guān)被控制以在該功率開關(guān)驅(qū)動(dòng)器輸 出的開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)導(dǎo)通之前采樣該反饋信號(hào)處理器的閾值信號(hào)；該保持電容連接于該電源 高電位與該P(yáng)WM比較器的第二輸入端之間，以在該開關(guān)關(guān)斷期間保持該閾值信號(hào)作為該閾 值電壓；該功率開關(guān)驅(qū)動(dòng)器的輸出端至少在該反饋信號(hào)采樣器接收該反饋信號(hào)期間被設(shè)置 為高阻態(tài)。在上述的開關(guān)電源控制器電路中，該第一端通過一電容耦接一系統(tǒng)接地端。在上述的開關(guān)電源控制器電路中，該第三端至少通過一電阻耦接一系統(tǒng)接地端。在上述的開關(guān)電源控制器電路中，該P(yáng)WM信號(hào)包括第一 PWM信號(hào)和第二 PWM信號(hào)， 該第一 PWM信號(hào)和該第二 PWM信號(hào)不同時(shí)導(dǎo)通，該功率開關(guān)驅(qū)動(dòng)器被控制而在該第一 PWM 信號(hào)導(dǎo)通期間向該第二端提供該開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)，該反饋信號(hào)采樣器被控制而在該第一 PWM 信號(hào)和該第二 PWM信號(hào)同時(shí)截止期間自該第二端接收該反饋信號(hào)。在上述的開關(guān)電源控制器電路中，該P(yáng)WM信號(hào)包括第一 PWM信號(hào)，該功率開關(guān)驅(qū)動(dòng) 器的輸出端在該第一 PWM信號(hào)導(dǎo)通期間向該第二端提供該開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)，該時(shí)鐘發(fā)生器還 輸出一第一采樣信號(hào)以控制該開關(guān)，該第一采樣信號(hào)與該第一 PWM信號(hào)具有相同頻率，并 且先于該第一 PWM信號(hào)導(dǎo)通。在上述的開關(guān)電源控制器電路中，該反饋信號(hào)采樣器是受控于該P(yáng)WM采樣器輸出 的第二采樣信號(hào)。在上述的開關(guān)電源控制器電路中，該反饋信號(hào)處理器的另一輸出端輸出一調(diào)制信 號(hào)到該時(shí)鐘發(fā)生器，以調(diào)制該P(yáng)WM信號(hào)的頻率。在上述的開關(guān)電源控制器電路中，該開關(guān)電源控制器電路為集成電路芯片。本發(fā)明的另一方面提供一種開關(guān)電源系統(tǒng)，包括上述的開關(guān)電源控制器電路、一 開關(guān)功率轉(zhuǎn)換器以及一反饋網(wǎng)絡(luò)，該開關(guān)功率轉(zhuǎn)換器具有一功率輸入端口、一功率輸出端 口、一電流信號(hào)輸出端、以及一開關(guān)信號(hào)輸入端，該電流信號(hào)輸出端連接該開關(guān)電源控制器 電路的第三端，并且至少通過一電阻耦接一系統(tǒng)接地端，該開關(guān)信號(hào)輸入端連接該開關(guān)電 源控制器電路的第二端，該反饋網(wǎng)絡(luò)的輸入端連接該功率輸出端口，該反饋網(wǎng)絡(luò)的輸出端 連接該開關(guān)電源控制器電路的第二端。本發(fā)明由于采用以上技術(shù)方案，使之與現(xiàn)有技術(shù)相比，具有如下顯著優(yōu)點(diǎn)1、消除了的傳統(tǒng)控制芯片在系統(tǒng)應(yīng)用中面臨的兩個(gè)風(fēng)險(xiǎn)；2、由于采用了控制芯片引腳復(fù)用的技術(shù)方案，使控制芯片總的引腳數(shù)減少，從而 降低了封裝成本，進(jìn)而降低了控制芯片和系統(tǒng)成本。


為讓本發(fā)明的上述目的、特征和優(yōu)點(diǎn)能更明顯易懂，以下結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明的具 體實(shí)施方式作詳細(xì)說明，其中圖1示出一種現(xiàn)有的電流模式開關(guān)電源系統(tǒng)的基本原理框圖。圖2示出一種傳統(tǒng)的反激式(Flyback)開關(guān)電源系統(tǒng)及其控制芯片簡(jiǎn)圖。圖3示出圖2所示控制器芯片的時(shí)序圖。
圖4示出一種典型的變壓器次級(jí)側(cè)反饋的反激式(Flyback)開關(guān)電源系統(tǒng)。圖5 —種典型的初級(jí)側(cè)反饋的反激式(Flyback)開關(guān)電源系統(tǒng)。圖6示出開關(guān)電源控制芯片的實(shí)現(xiàn)原理。圖7是圖6所示控制芯片的整個(gè)浮置采樣過程的時(shí)序圖。圖8是圖6所示控制芯片的GAFB引腳的工作時(shí)序圖。圖9示出了使用本發(fā)明的控制芯片構(gòu)成的示例性系統(tǒng)。圖10示出了本發(fā)明一實(shí)施例的開關(guān)電源控制芯片的內(nèi)部結(jié)構(gòu)。圖11是圖10所示控制芯片的GAFB引腳的控制時(shí)序圖。圖12是圖10所示控制芯片的VSS引腳的控制時(shí)序圖。圖13示出包含本發(fā)明的控制芯片的另一示例性系統(tǒng)。圖14是圖13所示充電器系統(tǒng)的工作特性曲線。圖15示出本發(fā)明一實(shí)施例的充電器控制芯片的內(nèi)部結(jié)構(gòu)。圖16(a)和(b)是圖15所示控制芯片的GAFB引腳的控制時(shí)序圖。圖17是圖15所示控制芯片的退磁脈寬產(chǎn)生的時(shí)序圖。
具體實(shí)施例方式本發(fā)明的各個(gè)實(shí)施例涉及在開關(guān)電源控制器芯片中的芯片引腳復(fù)用的實(shí)現(xiàn)方式 和控制架構(gòu)。在本發(fā)明的實(shí)施例中，重新配置了控制芯片的引腳方案及引腳的功能；相應(yīng) 的，基于控制芯片的引腳方案及引腳功能配置重新設(shè)計(jì)系統(tǒng)連接方式；再者，控制芯片采用 了新的控制架構(gòu)和控制方法。圖6示出開關(guān)電源控制芯片的實(shí)現(xiàn)原理。在圖6所示開關(guān)電源系統(tǒng)中，包含了開 關(guān)功率轉(zhuǎn)換器600、開關(guān)電源控制芯片620、反饋網(wǎng)絡(luò)640、電流信號(hào)采樣電阻Rs，EMI濾波 器660以及整流器680。開關(guān)功率轉(zhuǎn)換器600具有功率輸入端口、功率輸出端口、電流信號(hào) 輸出端、以及開關(guān)信號(hào)輸入端，該功率輸入端口自橋式整流器680接收信號(hào)，該功率輸出端 口有負(fù)載&，該電流信號(hào)輸出端輸出電流信號(hào)到開關(guān)電源控制芯片620的VSS引腳和電流 信號(hào)采樣電阻Rs，該開關(guān)信號(hào)輸入端連接開關(guān)電源控制器芯片620的GAFB引腳，而反饋網(wǎng) 絡(luò)640從功率輸出端口反饋信號(hào)到開關(guān)電源控制器芯片620的GAFB引腳。在圖6中，開關(guān)電源控制芯片620的引腳重新進(jìn)行配置。首先介紹控制芯片620 引腳的功能配置和系統(tǒng)連接方式?？刂菩酒?20內(nèi)部配置了 UVLO(under voltage lock out，欠壓鎖定)電路621，LDO(low dropout regulator，低壓差線性穩(wěn)壓器)622，測(cè)試控制 器623，時(shí)鐘發(fā)生器624，PWM信號(hào)發(fā)生器625，功率開關(guān)驅(qū)動(dòng)器626，參考源627，PWM比較器 6 和反饋信號(hào)處理器629以及反饋信號(hào)采樣器630。與圖2中傳統(tǒng)的五個(gè)引腳的控制芯 片220比較，圖6中的控制芯片620只有三個(gè)引腳，VDD, GAFB, VSS0在本實(shí)施例中，以這3 個(gè)引腳涵蓋原來5個(gè)引腳的功能。在圖2中，GATE引腳唯一的功能是驅(qū)動(dòng)外部的功率MOS 開關(guān)，F(xiàn)B引腳的唯一作用是引入輸出端的反饋信號(hào)，而在圖6中，GAFB包含了原先GATE和 FB的雙重功能。這時(shí)，新的引腳GAFB實(shí)際是一個(gè)輸入/輸出引腳，在系統(tǒng)上它既連接到功 率開關(guān)SW的控制端，起到對(duì)功率開關(guān)的控制作用；同時(shí)它也連接到反饋信號(hào)，在內(nèi)部時(shí)序 的控制下，對(duì)反饋信號(hào)進(jìn)行采樣。圖6中的VSS引腳通過電阻Rs連接到地(GND)，其中，電 阻Rs所起的作用是當(dāng)功率開關(guān)SW導(dǎo)通時(shí)，把流過變壓器TX初級(jí)側(cè)線圈PRE的電流轉(zhuǎn)換8成電壓信號(hào)。VDD，VSS引腳涵蓋了傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)中VDD，GND和CS三個(gè)引腳的功能。圖2中的 傳統(tǒng)控制芯片220中，VDD引腳的唯一作用是為控制芯片提供電源，GND引腳的作用是聯(lián)接 芯片地和系統(tǒng)地，而CS引腳的作用是感應(yīng)并接收初級(jí)側(cè)的電流信號(hào)。這里需要特別指明的 是由于GAFB是高壓端口，所以在芯片中與GAFB引腳直接連接的所有器件都是高壓器件。圖6中，VSS引腳不僅是控制芯片620內(nèi)部的共“地”，同時(shí)也作為初級(jí)側(cè)電流信號(hào) 的接收端；而VDD引腳一方面作為控制芯片的電源引腳，同時(shí)也為芯片提供一個(gè)浮置的參 考電位。當(dāng)功率開關(guān)SW導(dǎo)通時(shí)，VSS引腳的電壓會(huì)隨著變壓器TX初級(jí)側(cè)電流的增加線性增 大，因此，芯片620中所有以芯片地為基準(zhǔn)的電位都將隨之逐漸升高。如果PWM比較器628 的閾值電壓Vth仍然像圖2那樣直接從反饋信號(hào)處理器引過來，則Vth會(huì)隨著VSS同步增 長(zhǎng)，則PWM比較器6 將不會(huì)翻轉(zhuǎn)，從而無法正確產(chǎn)生PWM信號(hào)(統(tǒng)指由圖6中的PWM信號(hào) 發(fā)生器輸出的兩路控制信號(hào)PWM_P，PWM_N信號(hào))。為了確保PWM比較器6 能夠正常工 作，則需要反饋信號(hào)處理器629的輸入Vth的電位在功率開關(guān)導(dǎo)通階段基于系統(tǒng)“地”GND 保持恒定。本實(shí)施例提出了一種浮置電位采樣技術(shù)可以解決以上的問題。為了實(shí)現(xiàn)浮置電位采樣技術(shù)，需要4個(gè)基本要素采樣開關(guān)、保持電容、采樣開關(guān) 的控制信號(hào)、以及浮置參考電位。在圖6所示的控制芯片620中，采樣開關(guān)K被連接在反饋 信號(hào)處理器6 的輸出和PWM比較器6 的輸入之間；開關(guān)K的控制信號(hào)Samp1來自時(shí)鐘 發(fā)生器624 ；保持電容Ch被連接在PWM比較器6 的正輸入端和VDD引腳之間；VDD引腳通 過一個(gè)大電容C2與系統(tǒng)“地”GND相連，它起的作用是提供浮置參考電位。在本發(fā)明的實(shí)施例中，保持電容可以是任何起到電容作用的器件，如MOS管等。圖7是控制芯片620的整個(gè)浮置采樣過程的時(shí)序圖，以下根據(jù)這個(gè)時(shí)序圖來描述 浮置采樣技術(shù)的工作原理和實(shí)現(xiàn)方式。圖7中，采樣控制信號(hào)Sampl的時(shí)序和CLK信號(hào)的 時(shí)序相同(在不同的應(yīng)用中，Sampl控制信號(hào)也可以和時(shí)鐘信號(hào)CLK的時(shí)序不同)，并且每 次在PWM信號(hào)導(dǎo)通之前完成導(dǎo)通和關(guān)斷。當(dāng)Sampl信號(hào)為高時(shí)，開關(guān)K導(dǎo)通，反饋信號(hào)處理 器6 的輸出與保持電容Ch和PWM比較器擬8的“ + ”輸入之間被導(dǎo)通，保持電容Ch的電位 被強(qiáng)制與反饋信號(hào)處理器6 的輸出電位相等；當(dāng)Sampl信號(hào)變成低電平時(shí)開關(guān)K被關(guān)斷， 此時(shí)，PWM比較器628 “ + ”輸入的電位靠電容Ch上的電荷維持，它的值等于開關(guān)K關(guān)斷瞬 間(采樣時(shí)刻)反饋信號(hào)處理器6 輸出的電位。由于VDD引腳通過一個(gè)大電容C2 GuF IOuF)與系統(tǒng)“地”相連，在功率開關(guān)SW導(dǎo)通(PWM_P為正向脈沖)時(shí)，二極管Dl處于反向 偏置狀態(tài)，此時(shí)凈流出電容C2的電流等于控制芯片的VDD電流減去電阻Rl上的電流，對(duì)于 所設(shè)計(jì)的控制芯片，這個(gè)電流約等于1mA。通常情況下，開關(guān)導(dǎo)通的時(shí)間小于10uS，而電容 C2的值在如F IOuF之間。因此，在SW導(dǎo)通期間，C2上的電位的下降小于2mV，故可以認(rèn) 為VDD提供的浮置參考電位在功率開關(guān)導(dǎo)通期間基本保持恒定。而控制芯片620內(nèi)部電容 Ch的底極板(及與采樣開關(guān)K連接的極板)在采樣開關(guān)K關(guān)斷期間沒有任何電荷瀉放回 路，因此Ch上的電壓在采樣信號(hào)Sampl為低時(shí)也保持恒定。這樣，在功率開關(guān)導(dǎo)通期間，雖 然芯片地VSS會(huì)隨著變壓器初級(jí)側(cè)電流線性升高，但是PWM比較器628的輸入閾值(等于 在采樣時(shí)刻VDD提供的浮置參考電位減去Ch上的電壓)卻基于系統(tǒng)“地”GND保持恒定不 變。當(dāng)VSS的電壓達(dá)到這個(gè)閾值時(shí)，PWM比較器6 產(chǎn)生一個(gè)控制信號(hào)Cent使PWM_P信號(hào) 變低，進(jìn)而導(dǎo)致功率開關(guān)被關(guān)斷，整個(gè)PWM控制過程與傳統(tǒng)的控制過程等效。對(duì)于上述浮置采樣技術(shù)，芯片的共“地” VSS與系統(tǒng)“地” GND之間連有一個(gè)電阻Rs，因此，芯片和系統(tǒng)不共地。如圖7所示，在功率開關(guān)導(dǎo)通期間，芯片的共“地"VSS與系統(tǒng) “地”GND之間的電位差會(huì)線性增加。但是，VSS始終是芯片內(nèi)部的最低電位，原先以VSS為 基準(zhǔn)的所有內(nèi)部電壓參考點(diǎn)的電位都會(huì)隨著VSS電位的變化而同步，同幅度地變化，這與 在芯片“地” VSS和系統(tǒng)“地”GND之間加一個(gè)失調(diào)電壓的效果相同。因此，VSS與GND之間 相對(duì)電位差的改變對(duì)芯片內(nèi)部所有電路的工作狀態(tài)沒有影響。GAFB引腳復(fù)用的基本原理是基于驅(qū)動(dòng)和反饋信號(hào)采樣在一個(gè)工作周期內(nèi)的時(shí) 序不交疊特性，利用芯片內(nèi)部控制邏輯，使功率開關(guān)驅(qū)動(dòng)器的輸出在反饋信號(hào)進(jìn)行采樣的 時(shí)間段內(nèi)處于高阻態(tài)，從而使反饋信號(hào)能夠不被干擾地被正確采樣，并進(jìn)一步輸入到內(nèi)部 的信號(hào)處理電路。如圖6所示，由PWM信號(hào)發(fā)生器產(chǎn)生的PWM_P，PWM_N信號(hào)被輸入到功率 開關(guān)驅(qū)動(dòng)器中，功率開關(guān)驅(qū)動(dòng)器的輸出通過GAFB引腳連接到功率開關(guān)的控制端；同時(shí)，由 反饋網(wǎng)絡(luò)輸出的反饋信號(hào)也通過GAFB引腳輸入到控制芯片內(nèi)部的反饋信號(hào)采樣器中。圖8是控制芯片620的GAFB引腳的工作時(shí)序。與圖3所示的傳統(tǒng)控制芯片的時(shí) 序?qū)Ρ?，圖8所示的PWM_N信號(hào)與圖3所示例的PWM_N信號(hào)的時(shí)序控制方式不同。在圖3 所示的傳統(tǒng)控制方式中，PWM_N與PWM_P是互補(bǔ)的，與之相對(duì)應(yīng)的功率開關(guān)驅(qū)動(dòng)器226的輸 出有導(dǎo)通態(tài)和截止態(tài)兩種。其中，在導(dǎo)通態(tài)區(qū)間，功率開關(guān)由GATE引腳驅(qū)動(dòng)而導(dǎo)通；在截止 態(tài)區(qū)間，功率開關(guān)由GATE引腳驅(qū)動(dòng)而截止。而在圖8中，PWM_N信號(hào)與PWM_P信號(hào)在一個(gè) 周期內(nèi)，有一段同為低電平的時(shí)間段。這使得功率開關(guān)驅(qū)動(dòng)器626的輸出狀態(tài)在原有導(dǎo)通 態(tài)，截止態(tài)的基礎(chǔ)上增加了第三種狀態(tài)，即高阻態(tài)。圖8中，高阻態(tài)位于PWM_P與PWM_N同 為低電平的區(qū)間段。在高阻態(tài)期間，功率開關(guān)驅(qū)動(dòng)器擬6的輸出為高阻，而控制芯片620的 GAFB引腳的最高輸出電平被采樣信號(hào)控制器鉗位在功率開關(guān)閾值之下，因此功率開關(guān)SW 依然處于截止?fàn)顟B(tài)。在高阻態(tài)區(qū)間，反饋輸入信號(hào)可以在GAFB端口建立起來，并從GAFB引 腳輸入到內(nèi)部的反饋信號(hào)采樣器630，并且被正確采樣。在圖8所示的控制時(shí)序中，控制芯 片620輸出(GATE)的導(dǎo)通態(tài)對(duì)應(yīng)外部功率開關(guān)導(dǎo)通，截止態(tài)和高阻態(tài)對(duì)應(yīng)外部功率開關(guān)截 止。因此本實(shí)施例中的GAFB引腳與圖3所示的傳統(tǒng)的控制方式中的GATE引腳對(duì)外部功率 開關(guān)的控制作用上等效，同時(shí)GAFB引腳包含了圖2中FB引腳對(duì)反饋信號(hào)的采樣功能。以上描述的是本實(shí)施例的開關(guān)電源控制器芯片引腳復(fù)用的解決方案和控制方法。 通過上述方案，在保持原有功能不變的前提下，圖2中傳統(tǒng)開關(guān)電源控制器芯片的FB，GATE 引腳被合并成圖6中的GAFB引腳，VDD, GND, CS引腳被合并成VDD，VSS引腳。總的引腳數(shù) 由原先的5個(gè)減為3個(gè)。同時(shí)，本實(shí)施例所提出的這種新的引腳方案也徹底消除了圖2中傳 統(tǒng)開關(guān)電源控制芯片在系統(tǒng)應(yīng)用中的潛在風(fēng)險(xiǎn)，即高壓引腳VDD，GATE與低壓引腳CS，F(xiàn)B 發(fā)生意外短路；以及CS引腳和GND引腳之間的負(fù)向脈沖可能導(dǎo)致的栓鎖效應(yīng)(latch-up)。 對(duì)于第一種風(fēng)險(xiǎn)，由于FB和GATE合并成了一個(gè)引腳GAFB，且芯片內(nèi)部與這個(gè)引腳直接相連 的器件都是高壓器件，所以GAFB是一個(gè)高壓引腳(耐壓與VDD引腳相同)，因此即使它與 VDD意外接觸，它也有足夠高的耐壓防止被擊穿。而VSS引腳是芯片的共“地”，即芯片中的 最低電位。因此即使它與VDD意外短路，圖6中電容C2上存儲(chǔ)的電荷能量也不會(huì)從芯片內(nèi) 部瀉放，所以芯片不會(huì)造成損壞。對(duì)于第二種風(fēng)險(xiǎn)，由于圖2中的引腳CS，GND合并成了圖 6中的一個(gè)引腳VSS，因此自然不存在原先兩個(gè)引腳之間的負(fù)向脈沖問題了。圖9示出了使用本發(fā)明的控制芯片構(gòu)成的示例性系統(tǒng)。圖9所示的是一個(gè)初級(jí)側(cè) 反饋的反激式(Flyhck)電壓適配器系統(tǒng)。該適配器的作用是把交流電(90V ^K)V)轉(zhuǎn)換成恒定的輸出電壓。圖9從系統(tǒng)的角度顯示了控制芯片和系統(tǒng)的連接關(guān)系。圖9中的功 率控制器芯片920只有3個(gè)引腳vdd，gafb, vss0反饋網(wǎng)絡(luò)940僅由一個(gè)反饋電阻rfb和 變壓器tx的輔助線圈aux組成。功率控制開關(guān)是一個(gè)mos功率開關(guān)m1。功率開關(guān)的漏極 和源極分別連接到變壓器tx的初級(jí)側(cè)線圈pre和電流感應(yīng)電阻&。反饋電阻rfb的一端連 到輔助線圈，另一端和mos開關(guān)m1的柵極共同連到控制芯片的gafb引腳。而控制芯片的 vss引腳與電阻&和開關(guān)m1的源極相連。輔助線圈aux的作用是在功率開關(guān)截止期間，映 射次級(jí)側(cè)的輸出電壓并且為控制芯片提供電能。圖10示出了圖9所使用的本發(fā)明一實(shí)施例的開關(guān)電源控制芯片的內(nèi)部結(jié)構(gòu)。圖 10中的開關(guān)電源控制芯片920包括功率開關(guān)驅(qū)動(dòng)器926，反饋信號(hào)采樣器930，時(shí)鐘發(fā)生 器924，pwm信號(hào)發(fā)生器925，pwm比較器928，反饋信號(hào)處理器929，以及參考源927?？刂?芯片920的gafb引腳在芯片內(nèi)部分別連接到功率開關(guān)控制器926的gate端口和反饋信號(hào) 采樣器930的sum端口。這里需要特別指明的是由于gafb是高壓端口，所以在芯片中與 gafb引腳直接連接的所有器件都是高壓器件。這些器件包括功率開關(guān)驅(qū)動(dòng)器擬6中的m2， m3 ；反饋信號(hào)采樣器930中的晶體管m4及恒流源inl (其與gafb引腳相連)所包含的器件。由pwm信號(hào)發(fā)生器產(chǎn)生的兩路脈沖控制信號(hào)pwm_p與pwm_n被輸入到功率開關(guān) 驅(qū)動(dòng)器926，并經(jīng)過功率開關(guān)驅(qū)動(dòng)器926中的電平位移電路處理后產(chǎn)生兩路輸出控制信號(hào) pwm_ph，pwm_nh。pwm_ph，pwm_nh分別與pwm_p，pwm_n具有相同的相位和脈寬，只是幅度和 驅(qū)動(dòng)能力更強(qiáng)。功率開關(guān)驅(qū)動(dòng)器926的輸出級(jí)由兩個(gè)nmos驅(qū)動(dòng)管m2，m3串聯(lián)而成。pwm_ ph, pwm_nh分別控制m2, m3的柵極。當(dāng)pwm_p為高電平，pwm_n為低電平時(shí)，m2被開啟，m3 被關(guān)斷，外部功率開關(guān)ml的(iate被抬高，進(jìn)而導(dǎo)通；當(dāng)pwm_p為低電平，pwm_n為高電平時(shí)， m2被關(guān)斷，m3被開啟，外部功率開關(guān)ml的(kite被拉低，進(jìn)而截止。當(dāng)pwm_p，pwm_n同為低 時(shí)，m2，m3都處于截止態(tài)，此時(shí)功率開關(guān)驅(qū)動(dòng)器輸出為高阻。這時(shí)，gafb引腳的電位被反饋 信號(hào)采樣器930的sum端口鉗位在一個(gè)很低的電位，這個(gè)電位遠(yuǎn)低于功率mos開關(guān)的閾值， 因此ml依然截止。此時(shí)，輸出電壓被反映到變壓器tx的輔助線圈aux上，形成的電壓vaux = η · (v0+vd2)(1)
其中，η是變壓器tx的輔助線圈aux與次級(jí)側(cè)線圈sec的匝數(shù)比。 這個(gè)電壓通過反饋電阻rfb形成反饋電流ifb，由于vsum << vaux，所以，
權(quán)利要求
1.一種開關(guān)電源控制器電路，包括時(shí)鐘發(fā)生器、PWM信號(hào)發(fā)生器、功率開關(guān)驅(qū)動(dòng)器、反 饋信號(hào)采樣器、PWM比較器以及浮置電位采樣電路，并且該開關(guān)電源控制器電路具有第一 端，耦接電源高電位；第二端，用以輸出開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)，以及接收反饋信號(hào)；第三端，用以接 收一外部電流信號(hào)，并作為所述控制器電路的電源低電位；其中該時(shí)鐘發(fā)生器的輸出端輸出一時(shí)鐘信號(hào)；該P(yáng)WM信號(hào)發(fā)生器的兩輸入端分別連接該時(shí)鐘信號(hào)和該P(yáng)WM比較器的輸出信號(hào)，該P(yáng)WM 信號(hào)發(fā)生器的輸出端輸出PWM信號(hào)；該功率開關(guān)驅(qū)動(dòng)器的輸入端連接該P(yáng)WM信號(hào)，該功率開關(guān)驅(qū)動(dòng)器的輸出端向該第二端 提供該開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)；該反饋信號(hào)采樣器的輸入端自該第二端接收該反饋信號(hào)，該反饋信號(hào)采樣器的輸出端 輸出經(jīng)采樣的反饋信號(hào)；該反饋信號(hào)處理器的輸入端接收該經(jīng)采樣的反饋信號(hào)以及一參考電壓或電流，該反饋 信號(hào)處理器的一輸出端輸出一閾值信號(hào)；該P(yáng)WM比較器的第一輸入端連接該第三端，第二輸入端連接一閾值電壓，該P(yáng)WM比較器 的輸出端連接該P(yáng)WM信號(hào)發(fā)生器的其中一輸入端；該浮置電位采樣電路包括一開關(guān)及一保持電容，該開關(guān)連接于該反饋信號(hào)處理器的輸 出端與該P(yáng)WM比較器的第二輸入端之間，其中該開關(guān)被控制以在該功率開關(guān)驅(qū)動(dòng)器輸出的 開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)導(dǎo)通之前采樣該反饋信號(hào)處理器的閾值信號(hào)；該保持電容連接于該電源高電 位與該P(yáng)WM比較器的第二輸入端之間，以在該開關(guān)關(guān)斷期間保持該閾值信號(hào)作為該閾值電 壓；該功率開關(guān)驅(qū)動(dòng)器的輸出端至少在該反饋信號(hào)采樣器接收該反饋信號(hào)期間被設(shè)置為 高阻態(tài)。
2.如權(quán)利要求1所述的開關(guān)電源控制器電路，其特征在于，該第一端通過一電容耦接 一系統(tǒng)接地端。
3.如權(quán)利要求1所述的開關(guān)電源控制器電路，其特征在于，該第三端至少通過一電阻 耦接一系統(tǒng)接地端。
4.如權(quán)利要求1所述的開關(guān)電源控制器電路，其特征在于，該P(yáng)WM信號(hào)包括第一PWM信 號(hào)和第二 PWM信號(hào)，該第一 PWM信號(hào)和該第二 PWM信號(hào)不同時(shí)導(dǎo)通，該功率開關(guān)驅(qū)動(dòng)器被控 制而在該第一 PWM信號(hào)導(dǎo)通期間向該第二端提供該開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)，該反饋信號(hào)采樣器被控 制而在該第一 PWM信號(hào)和該第二 PWM信號(hào)同時(shí)截止期間自該第二端接收該反饋信號(hào)。
5.如權(quán)利要求1所述的開關(guān)電源控制器電路，其特征在于，該P(yáng)WM信號(hào)包括第一PWM信 號(hào)，該功率開關(guān)驅(qū)動(dòng)器的輸出端在該第一 PWM信號(hào)導(dǎo)通期間向該第二端提供該開關(guān)驅(qū)動(dòng)信 號(hào)，該時(shí)鐘發(fā)生器還輸出一第一采樣信號(hào)以控制該開關(guān)，該第一采樣信號(hào)與該第一 PWM信 號(hào)具有相同頻率，并且先于該第一 PWM信號(hào)導(dǎo)通。
6.如權(quán)利要求4所述的開關(guān)電源控制器電路，其特征在于，該反饋信號(hào)采樣器是受控 于該P(yáng)WM采樣器輸出的第二采樣信號(hào)。
7.如權(quán)利要求1所述的開關(guān)電源控制器電路，其特征在于，該反饋信號(hào)處理器的另一 輸出端輸出一調(diào)制信號(hào)到該時(shí)鐘發(fā)生器，以調(diào)制該P(yáng)WM信號(hào)的頻率。
8.如權(quán)利要求1所述的開關(guān)電源控制器電路，其特征在于，所述開關(guān)電源控制器電路為集成電路芯片。
9. 一種開關(guān)電源系統(tǒng)，包括如權(quán)利要求1-8任一項(xiàng)所述的開關(guān)電源控制器電路、一開 關(guān)功率轉(zhuǎn)換器以及一反饋網(wǎng)絡(luò)，該開關(guān)功率轉(zhuǎn)換器具有一功率輸入端口、一功率輸出端口、 一電流信號(hào)輸出端、以及一開關(guān)信號(hào)輸入端，該電流信號(hào)輸出端連接該開關(guān)電源控制器電 路的第三端，并且至少通過一電阻耦接一系統(tǒng)接地端，該開關(guān)信號(hào)輸入端連接該開關(guān)電源 控制器電路的第二端，該反饋網(wǎng)絡(luò)的輸入端連接該功率輸出端口，該反饋網(wǎng)絡(luò)的輸出端連 接該開關(guān)電源控制器電路的第二端。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種引腳復(fù)用的開關(guān)電源控制器電路及開關(guān)電源系統(tǒng)。該開關(guān)電源控制器電路包括功率開關(guān)驅(qū)動(dòng)器、反饋信號(hào)采樣器、PWM比較器以及浮置電位采樣電路，并且該開關(guān)電源控制器電路具有第一端，耦接電源高電位；第二端，既輸出開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)，也接收反饋信號(hào)；第三端，既接收一外部電流信號(hào)，也作為控制器電路的電源低電位。功率開關(guān)驅(qū)動(dòng)器的輸出端向該第二端提供該開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)，反饋信號(hào)采樣器的輸入端自該第二端接收該反饋信號(hào)。浮置電位采樣電路在開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)導(dǎo)通期間使輸入到PWM比較器的閾值電壓相對(duì)電源低電位保持恒定。功率開關(guān)驅(qū)動(dòng)器的輸出端至少在反饋信號(hào)采樣器接收反饋信號(hào)期間被設(shè)置為高阻態(tài)，以使反饋信號(hào)能夠不被干擾地采樣。
文檔編號(hào)H02M5/458GK102055357SQ200910197709
公開日2011年5月11日 申請(qǐng)日期2009年10月27日 優(yōu)先權(quán)日2009年10月27日
發(fā)明者黃煜梅 申請(qǐng)人:聚辰半導(dǎo)體(上海)有限公司