專利名稱：Dc-dc轉(zhuǎn)換器以及開關控制電路的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及變換直流電壓的開關穩(wěn)壓器方式的DC-DC轉(zhuǎn)換器及其開關控制電路， 尤其涉及用于減小伴隨同步整流型的DC-DC轉(zhuǎn)換器中的開關動作的尖峰噪聲而有效的技 術。
背景技術：
作為變換輸入直流電壓來輸出不同電位的直流電壓的電路，有開關穩(wěn)壓器方式的 DC-DC轉(zhuǎn)換器。在所述DC-DC轉(zhuǎn)換器中，如圖3所示，存在以下同步整流型的DC-DC轉(zhuǎn)換 器，其具有把從電池等直流電源供給的直流電源電壓Vin施加在電感器(線圈)L1上來流 過電流，使線圈積蓄能量的驅(qū)動用開關元件Ml ；在該驅(qū)動用開關元件被截止的能量釋放期 間，對線圈的電流進行整流的整流用開關元件M2。該同步整流型的DC-DC轉(zhuǎn)換器，通過使驅(qū) 動用開關元件和整流用開關元件互補地導通、截止，與二極管整流型的DC-DC轉(zhuǎn)換器相比 提高了功率效率。目前，在開關穩(wěn)壓器方式的DC-DC轉(zhuǎn)換器中，已知產(chǎn)生與開關元件的導通、截止動 作相伴的尖峰噪聲。該尖峰噪聲成為共模噪聲產(chǎn)生的原因，對周圍電路產(chǎn)生不良影響。另 夕卜，要求構(gòu)成生成開關元件的導通、截止控制信號的控制電路的晶體管等元件具有必要以 上的耐壓。因此，提出了若干減小尖峰噪聲的技術(例如專利文獻1)。專利文獻1特開2004-112958號公報
發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明人詳細研究了在圖3所示的開關穩(wěn)壓器方式的DC-DC轉(zhuǎn)換器中尖峰噪聲產(chǎn) 生的原因。在電壓輸入端子VIN和線圈L的一端子之間連接的驅(qū)動用的P溝道晶體管Ml、 和在線圈L的所述一端子和接地點之間連接的整流用N溝道晶體管M2，通過同相的柵極驅(qū) 動脈沖GPl、GP2被互補地導通、截止驅(qū)動。而且，為了防止Ml和M2同時成為導通狀態(tài)而流 過貫通電流，如圖4所示，為了具有死區(qū)時間At，將脈沖GP1、GP2形成為了 下降時間tfl、 tf2以及上升時間trl、tr2不重疊。在通過上述脈沖GP1、GP2對晶體管Ml和M2進行導通、截止驅(qū)動時，以往認為為 了減小晶體管M1、M2的導通電阻引起的損失來提高效率，理想的是使M1、M2在短時間內(nèi)導 通、截止，如圖5中放大表示的那樣，使柵極驅(qū)動脈沖GP1、GP2的上升、下降變得陡峭，并且 使得下降時間tfl、tf2以及上升時間trl、tr2不重疊。但是當如上述那樣使脈沖陡峭時容 易產(chǎn)生尖峰噪聲。而且已知有如下問題由于該尖峰噪聲為高頻，因此無法通過線圈L和濾 波電容器C構(gòu)成的濾波電路除去，而作為噪聲而侵入輸入電壓Vin，成為對共用電源電壓的 其他電路產(chǎn)生不良影響的原因。此外，在所述專利文獻1中記載的技術，設置尖峰噪聲檢測電路，并與使電流流過 線圈的驅(qū)動用開關元件(驅(qū)動器晶體管)并聯(lián)地設置導通電阻較大的附加晶體管，在檢測 出尖峰噪聲時通過使附加晶體管導通來減小噪聲，該技術存在電路規(guī)模變大，導致芯片大小增大的不便。著眼于上述問題而提出了本發(fā)明，其目的在于提供可以在開關穩(wěn)壓器方式的 DC-DC轉(zhuǎn)換器中使尖峰噪聲減小的技術。另外，本發(fā)明的目的在于，提供可以使伴隨開關的尖峰噪聲減小的DC-DC轉(zhuǎn)換器 以及構(gòu)成該DC-DC轉(zhuǎn)換器的開關控制電路。
為了達成上述目的，本發(fā)明提供一種開關控制電路，其具備第一驅(qū)動電路，所述第 一驅(qū)動電路，生成對使電流流過電壓變換用的電感器的驅(qū)動用開關元件進行導通、截止驅(qū) 動的驅(qū)動信號，其特征在于，具備生成對所述驅(qū)動用開關元件進行導通、截止驅(qū)動的驅(qū)動信 號的第一驅(qū)動電路，將所述第一驅(qū)動電路構(gòu)成為與使所述驅(qū)動用開關元件從導通狀態(tài)向 截止狀態(tài)轉(zhuǎn)移時的驅(qū)動信號的遷移時間相比，使所述驅(qū)動用開關元件從截止狀態(tài)向?qū)?態(tài)轉(zhuǎn)移時的驅(qū)動信號的遷移時間更長。根據(jù)上述手段，可以抑制驅(qū)動用開關元件被導通時瞬間流過的電流的峰值，因此 在開關穩(wěn)壓器方式的DC-DC轉(zhuǎn)換器中可以減小伴隨驅(qū)動用開關的尖峰噪聲。另外，所述開關控制電路還具備第二驅(qū)動電路，其生成在所述驅(qū)動用開關元件被 截止的期間對線圈的電流進行整流的整流用開關元件的驅(qū)動信號，將所述第二驅(qū)動電路構(gòu) 成為與使所述整流用開關元件從導通狀態(tài)向截止狀態(tài)轉(zhuǎn)移時的驅(qū)動信號的遷移時間相 比，使所述整流用開關元件從截止狀態(tài)向?qū)顟B(tài)轉(zhuǎn)移時的驅(qū)動信號的遷移時間更長。由 此，在同步整流型的DC-DC轉(zhuǎn)換器中，也可以抑制整流用開關元件被導通時瞬間流過的電 流的峰值，因此可以進一步減小伴隨開關的尖峰噪聲。在此，理想的是所述驅(qū)動用開關元件由P溝道型場效應晶體管構(gòu)成，所述整流用 開關元件由N溝道型場效應晶體管構(gòu)成，將所述第一驅(qū)動電路構(gòu)成為與從該驅(qū)動電路輸 出的驅(qū)動信號的從低電平向高電平的遷移時間相比，從高電平向低電平的遷移時間更長， 將所述第二驅(qū)動電路構(gòu)成為與從該驅(qū)動電路輸出的驅(qū)動信號的從高電平向低電平的遷 移時間相比，從低電平向高電平的遷移時間更長。由此，在驅(qū)動用開關元件由P溝道型場 效應晶體管構(gòu)成，所述整流用開關元件由N溝道型場效應晶體管構(gòu)成的開關穩(wěn)壓器方式的 DC-DC轉(zhuǎn)換器中，可以抑制開關元件被導通時瞬間流過的電流的峰值。更為理想的是，所述第一以及第二驅(qū)動電路通過CMOS反相器構(gòu)成，作為第一驅(qū)動 電路的CMOS反相器形成為P溝道型場效應晶體管的電流驅(qū)動力比N溝道型場效應晶體管 的電流驅(qū)動力大，作為第二驅(qū)動電路的CMOS反相器形成為N溝道型場效應晶體管的電流 驅(qū)動力比P溝道型場效應晶體管的電流驅(qū)動力大。由此，可以不使用復雜結(jié)構(gòu)的驅(qū)動電路，而且可以通過簡單的設計變更來容易地 抑制開關元件被導通時瞬間流過的電流的峰值。更理想的是，構(gòu)成為從所述第一驅(qū)動電路輸出的驅(qū)動信號的從高電平向低電平 的遷移時間以及從所述第二驅(qū)動電路輸出的驅(qū)動信號的從低電平向高電平的遷移時間，是 所述驅(qū)動信號的周期的5%以下。由此，在應用了 PWM控制方式的DC-DC轉(zhuǎn)換器中，可以不太減小PWM控制的電壓控 制范圍地抑制開關元件被導通時瞬間流過的電流的峰值。遵照本發(fā)明，具有可以在開關穩(wěn)壓器方式的DC-DC轉(zhuǎn)換器中減小尖峰噪聲的效^ ο
圖1是表示應用了本發(fā)明的同步整流型DC-DC轉(zhuǎn)換器的一個實施方式的電路結(jié)構(gòu) 圖。圖2是表示對實施方式的DC-DC轉(zhuǎn)換器中的驅(qū)動用開關晶體管Ml和整流用開關 晶體管M2進行導通、截止驅(qū)動的柵極驅(qū)動信號GPl和GP2的變化的情形的波形圖。圖3是表示一般的同步整流型DC-DC轉(zhuǎn)換器的概要結(jié)構(gòu)的結(jié)構(gòu)框圖。
圖4是表示對現(xiàn)有的DC-DC轉(zhuǎn)換器中的驅(qū)動用開關晶體管Ml和整流用開關晶體 管M2進行導通、截止驅(qū)動的柵極驅(qū)動信號GPl和GP2的變化的時刻的時序圖。圖5是放大表示現(xiàn)有的DC-DC轉(zhuǎn)換器中的柵極驅(qū)動信號GPl和GP2的波形圖。符號說明20開關控制電路；21誤差放大器；22PWM比較器；23輸出控制邏輯電路；FB反饋端 子；Rl、R2分壓電阻；Ll線圈(電感器)；Cl濾波電容器；DRV1、DRV2輸出驅(qū)動器；Ml驅(qū)動 用開關晶體管(驅(qū)動用開關元件)；M2同步整流用開關晶體管(整流用開關元件)
具體實施例方式以下，根據(jù)附圖對本發(fā)明的優(yōu)選實施方式進行說明。圖1表示應用了本發(fā)明的開關穩(wěn)壓器方式的DC-DC轉(zhuǎn)換器的一個實施方式。該實施方式的DC-DC轉(zhuǎn)換器具備作為電感器的線圈Ll ；連接在被施加直流輸入 電壓Vin的電壓輸入端子IN和上述線圈Ll的一端子之間，向線圈Ll流入驅(qū)動電流的由P 溝道MOSFET (絕緣柵型場效應晶體管)構(gòu)成的驅(qū)動用開關晶體管Ml ；連接在線圈Ll的所 述一端子和接地點之間的、由N溝道MOSFET構(gòu)成的整流用開關晶體管M2。另外，DC-DC轉(zhuǎn)換器具備對上述開關晶體管Ml、M2進行導通、截止驅(qū)動的開關控 制電路20 ；以及連接在上述線圈Ll的另一端子(輸出端子OUT)和接地點之間的濾波電容 器Cl。雖未特別限定，但在本實施方式中，在構(gòu)成DC-DC轉(zhuǎn)換器的元件中，開關控制電路 20形成在半導體芯片上，構(gòu)成半導體集成電路(電源控制用IC)，線圈Li、電容器Cl以及作 為開關元件的晶體管M1、M2作為外部元件與在該IC上設置的外部端子連接。在該實施方式的DC-DC轉(zhuǎn)換器中，通過開關控制電路20生成使晶體管Ml和M2互 補地導通、截止的驅(qū)動脈沖GP1、GP2，在穩(wěn)定狀態(tài)下，當將驅(qū)動用晶體管Ml導通時，在線圈 Ll上施加直流輸入電壓Vin，向輸出端子OUT流過電流，對濾波電容器Cl充電。另外，當將驅(qū)動用晶體管Ml截止時，交替地將整流用晶體管M2導通，通過該導通 的整流用晶體管M2在線圈Ll中流過電流。并且，例如通過根據(jù)輸出電壓控制使開關周期 一定地輸入Ml、M2的控制端子(柵極端子)的驅(qū)動脈沖GP1、GP2的脈沖寬度，產(chǎn)生將直流 輸入電壓Vin降壓而得的直流輸出電壓Vout。開關控制電路20具有串聯(lián)連接在反饋來自輸出端子OUT的電壓的端子FB和接 地點之間，通過電壓比來對輸出電壓Vout進行分壓的電阻Rl、R2 ；比較通過該電阻分壓而 得的電壓VFB和參考電壓Vrefl，輸出與電位差對應的電壓的誤差放大器21 ；將該誤差放大器21的輸出輸入到一個輸入端子的PWM比較器22。而且，開關控制電路20具有輸出控制邏輯電路23，其根據(jù)上述PWM比較器22的輸出脈沖，生成用于使開關晶體管Ml、M2相互的導通期間不重疊地導通、截止的控制脈沖 Cl和C2 ；以及接收控制脈沖Cl和C2，生成開關晶體管Ml、M2的柵極驅(qū)動信號GPl、GP2并 進行輸出的、由CMOS反相器構(gòu)成的輸出驅(qū)動器DRV1、DRV2。在上述PWM比較器22的另一輸入端子上輸入來自波形生成電路24的波形信號， 該波形生成電路24內(nèi)置了振蕩器并生成預定頻率的三角波或鋸齒波那樣的波形信號，根 據(jù)反饋電壓VFB進行當輸出電壓高時減小輸出驅(qū)動脈沖的脈沖寬度，而當反饋電壓VFB低 時擴大脈沖寬度的控制。在該實施方式的DC-DC轉(zhuǎn)換器中，如圖2所示，輸出驅(qū)動器DRV1、DRV2分別生成具 有希望的上升時間和下降時間(遷移時間)的柵極驅(qū)動信號GP1、GP2。具體而言，當設柵 極驅(qū)動信號GPl的下降時間為tfl、上升時間為trl、柵極驅(qū)動信號GP2的下降時間為tf2、 上升時間為tr2時，將柵極驅(qū)動信號GPl設計為tfl > trl、即下降時間比上升時間長，將柵 極驅(qū)動信號GP2設計為tf2 < tr2、即上升時間比下降時間長。在此，在tfl和trl的關系 中，優(yōu)選tfl是trl的1. 5 2倍，在tr2和tf2的關系中，優(yōu)選tr2是tf2的1. 5 2倍。trl 和 tr2、tfl 和 tf2 的關系，可以是 trl ^ tr2、tfl ^ tf2。另外，當 tfl 和 tr2 過大時，導通電阻成分引起的功率損耗增多，因此tfl和tr2理想的是當換算成IMHz時，在 開關周期(驅(qū)動脈沖的周期)的5%以下的范圍內(nèi)適當設定，更理想的是在2%以下的范圍 內(nèi)適當設定。通過按上述那樣設定作為柵極驅(qū)動信號GP1、GP2的遷移時間的下降時間、上升時 間，在本實施方式的DC-DC轉(zhuǎn)換器中具有可以減小將開關晶體管Ml、M2分別導通時瞬間流 過的電流的峰值，由此可以減小尖峰噪聲的優(yōu)點。另外，通過將tfl和tr2設定在開關周期 的5 %以下，可以不太減小PWM控制的電壓控制范圍地抑制將Ml、M2導通時瞬間流過的電 流的峰值。接著，說明用于在上述輸出驅(qū)動器DRV1、DRV2中生成的柵極驅(qū)動信號GP1、GP2的 下降時間和上升時間中加入差異的具體方法。在本實施方式中，輸出驅(qū)動器DRVl、DRV2由在電源電壓端子VDD和接地點GND之 間串聯(lián)連接P溝道MOSFET和N溝道晶體管所形成的CMOS反相器構(gòu)成。一般，在比較通過 當前的CMOS制造工藝形成的P溝道MOSFET和N溝道晶體管時，已知在相同大小的情況下， N溝道晶體管的電流驅(qū)動力約為P溝道MOSFET的3倍大。因此，在構(gòu)成邏輯電路等的通常的CMOS反相器中，為使P溝道MOSFET的電流驅(qū)動 力和N溝道晶體管的電流驅(qū)動器力相同，將P溝道MOSFET的大小設定為N溝道晶體管的 大小的約3倍。圖5所示的柵極驅(qū)動信號GP1、GP2的波形，可設想成將構(gòu)成輸出驅(qū)動器 DRVU DRV2的P溝道MOSFET和N溝道晶體管的大小比設計為3 1時的波形。與之相對，在本實施方式中，把構(gòu)成輸出驅(qū)動器DRVl的P溝道MOSFET和N溝道晶 體管的大小比設定為比3 1大的例如5 1。由此，N溝道MOSFET的電流驅(qū)動力變得比 P溝道晶體管的電流驅(qū)動力小。在圖1的DC-DC轉(zhuǎn)換器中，由于驅(qū)動用開關晶體管Ml由P溝道MOSFET構(gòu)成，所以 在從輸出驅(qū)動器DRVl輸出的柵極驅(qū)動信號GPl的低電平期間Ml被導通，因此當構(gòu)成DRVl的N溝道MOSFET的電流驅(qū)動力小時，則這樣地動作亦即，與N溝道晶體管被導通后GPl從 高電平向低電平變化的時間trl相比，構(gòu)成DRVl的P溝道晶體管被導通后GPl從低電平向 高電平變化的時間tfl變長。由此，減小了驅(qū)動用開關驅(qū)動器Ml從截止切換到導通時瞬間 流過的電流的峰值。另一方面，把構(gòu)成輸出驅(qū)動器DRV2的P溝道MOSFET和N溝道晶體管的大小比設 定為比現(xiàn)有的3 1小的例如3 4。由此，輸出驅(qū)動器DRV2中P溝道MOSFET的電流驅(qū)動 力變得比N溝道晶體管的電流驅(qū)動力小。 圖1的DC-DC轉(zhuǎn)換器中，整流用開關晶體管M2由N溝道MOSFET構(gòu)成，因此，在從 輸出驅(qū)動器DRV2輸出的柵極驅(qū)動信號GP2的高電平期間M2被導通，因此當構(gòu)成DRV2的P 溝道MOSFET的電流驅(qū)動力小時，則這樣地動作亦即，與DRV2的N溝道晶體管被導通后GP2 從高電平向低電平變化的時間tf2相比，DRV2的P溝道晶體管被導通后GP2從低電平向高 電平變化的時間tr2更長。由此，減小了整流用開關晶體管M2從截止切換到導通時瞬間流 過的電流的峰值。而且，當比較驅(qū)動用開關晶體管Ml和整流用開關晶體管M2時，驅(qū)動用開關晶體管 Ml在為P溝道M0SFET、且相同大小的情況下，電流驅(qū)動力比由N溝道MOSFET構(gòu)成的整流用 開關晶體管M2小，因此將Ml設定為比M2大的大小(約3倍)。因此，考慮驅(qū)動用開關晶體 管Ml和整流用開關晶體管M2的大小比來設計構(gòu)成輸出驅(qū)動器DRVl的晶體管和構(gòu)成輸出 驅(qū)動器DRV2的晶體管的大小。這是由于從輸出驅(qū)動器DRV1、DRV2來看，驅(qū)動用開關晶體管 Ml和整流用開關晶體管M2作為電容性負載來工作的原因。在本實施方式的DC-DC轉(zhuǎn)換器中，通過上述那樣設計構(gòu)成輸出驅(qū)動器DRVl的各晶 體管和構(gòu)成輸出驅(qū)動器DRV2的各晶體管的大小，具有可以抑制在驅(qū)動用開關晶體管Ml和 整流用開關晶體管M2分別從截止切換為導通時瞬間流過的電流的峰值，來減小尖峰噪聲 的優(yōu)點。本發(fā)明從其工作原理可知，即使應用于代替圖1中的整流用晶體管M2而使用二極 管的二極管整流用的DC-DC轉(zhuǎn)換器，也能得到一定程度的效果，但由于在驅(qū)動用開關晶體 管Ml導通時和整流用開關晶體管M2導通時這兩種情況下都產(chǎn)生尖峰噪聲，因此在應用于 同步整流方式的DC-DC轉(zhuǎn)換器時效果更明顯。以上，根據(jù)實施方式具體說明了本發(fā)明人做出的發(fā)明，但本發(fā)明不限定于上述實 施方式。例如，為了不在開關元件M1、M2中流過貫通電流，最好使柵極驅(qū)動信號GPl和GP2 的變化期間(tfl和tf2以及trl和tr2)不重疊地生成GPl和GP2，因此優(yōu)選這樣地構(gòu)成電 路亦即，將輸出驅(qū)動器DRVl和DRV2的輸出(或輸入)反饋到輸出控制邏輯電路23，在確 認GP2下降后開始GPl的下降，在確認GPl上升后開始GP2的上升。而且，當開關元件Ml、M2同時截止的時間長時，在M2中寄生的體二極管中流過電 流，損失增加，因此最好盡量縮短同時成為截止狀態(tài)的時間，為此，理想的如下這樣構(gòu)成電 路亦即，在GP2下降后立即開始GPl的下降，并且在GPl上升后立即開始GP2的上升。另外，在上述實施方式中，作為開關元件Ml、M2而使用了與電源控制用IC分 離地形成的外部元件，但也可以使用與電源控制用IC形成在同一半導體芯片上的片上 (on-chip)元件來構(gòu)成電源驅(qū)動用IC。而且，在所述實施方式中表示了在芯片上形成了對 施加在反饋端子FB上的輸出電壓進行分壓的電阻R1、R2的情況，但分壓電阻R1、R2也可以作為外部元件，將在外部分壓而得的電壓施加在反饋端子上。另外，在所述實施方式中表示了在芯片上內(nèi)置了生成輸入PWM比較器22的波形信 號(三角波)的電路的開關控制電路，但也可以從芯片外部提供波形信號或作為其信號源 的振蕩信號。而且，也可以應用于除PWM比較器以外還具備PFM比較器，在輕負載時通過 PFM控制來進行電壓變換動作的DC-DC轉(zhuǎn)換器的開關控制電路。 在以上的說明中說明了將本發(fā)明應用于降壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器的例子，但本發(fā)明不 僅限定于此，也可以應用于升壓型或者產(chǎn)生負電壓的反轉(zhuǎn)型DC-DC轉(zhuǎn)換器等。
權利要求
一種開關控制電路，具備第一驅(qū)動電路，所述第一驅(qū)動電路生成對使電流流過電壓變換用的電感器的驅(qū)動用開關元件進行導通、截止驅(qū)動的驅(qū)動信號，所述開關控制電路的特征在于，所述第一驅(qū)動電路以如下方式生成驅(qū)動信號與使所述驅(qū)動用開關元件從導通狀態(tài)向截止狀態(tài)轉(zhuǎn)移時的驅(qū)動信號的遷移時間相比，使所述驅(qū)動用開關元件從截止狀態(tài)向?qū)顟B(tài)轉(zhuǎn)移時的驅(qū)動信號的遷移時間更長。
2.根據(jù)權利要求1所述的開關控制電路，其特征在于，所述開關控制電路還具備第二驅(qū)動電路，其生成在所述驅(qū)動用開關元件被截止的期間 對線圈的電流進行整流的整流用開關元件的驅(qū)動信號，所述第二驅(qū)動電路以如下方式生成驅(qū)動信號與使所述整流用開關元件從導通狀態(tài)向 截止狀態(tài)轉(zhuǎn)移時的驅(qū)動信號的遷移時間相比，使所述整流用開關元件從截止狀態(tài)向?qū)?態(tài)轉(zhuǎn)移時的驅(qū)動信號的遷移時間更長。
3.根據(jù)權利要求2所述的開關控制電路，其特征在于，所述驅(qū)動用開關元件由P溝道型場效應晶體管構(gòu)成，所述整流用開關元件由N溝道型 場效應晶體管構(gòu)成，將所述第一驅(qū)動電路構(gòu)成為與從該驅(qū)動電路輸出的驅(qū)動信號的從低電平向高電平的 遷移時間相比，從高電平向低電平的遷移時間更長，將所述第二驅(qū)動電路構(gòu)成為與從該驅(qū)動電路輸出的驅(qū)動信號的從高電平向低電平的 遷移時間相比，從低電平向高電平的遷移時間更長。
4.根據(jù)權利要求3所述的開關控制電路，其特征在于， 所述第一以及第二驅(qū)動電路通過CMOS反相器構(gòu)成，將作為第一驅(qū)動電路的CMOS反相器形成為P溝道型場效應晶體管的電流驅(qū)動力比N 溝道型場效應晶體管的電流驅(qū)動力大，將作為第二驅(qū)動電路的CMOS反相器形成為N溝道型場效應晶體管的電流驅(qū)動力比P 溝道型場效應晶體管的電流驅(qū)動力大。
5.根據(jù)權利要求3或4所述的開關控制電路，其特征在于，所述第一驅(qū)動電路中的驅(qū)動信號的從高電平向低電平的遷移時間以及從所述第二驅(qū) 動電路輸出的驅(qū)動信號的從低電平向高電平的遷移時間，是所述驅(qū)動信號的周期的5 %以 下。
6.一種DC-DC轉(zhuǎn)換器，其特征在于， 具備電壓變換用的電感器；使電流流過該電感器的驅(qū)動用開關元件；在該驅(qū)動用開關元件被截止的期間對線圈的電流進行整流的整流用開關元件； 與輸出端子連接的濾波電容器；以及生成所述驅(qū)動用開關元件和所述整流用開關元件的驅(qū)動信號的、權利要求2 5中任 一項所述的開關控制電路。
全文摘要
本發(fā)明提供可以在開關穩(wěn)壓器方式的DC-DC轉(zhuǎn)換器中使尖峰噪聲減小的技術。在具有使電流流過電感器的驅(qū)動用開關元件(M1)、整流元件(M2)、與輸出端子連接的濾波電容器的開關穩(wěn)壓器方式的DC-DC轉(zhuǎn)換器中，至少生成對驅(qū)動用開關元件(M1)進行導通、截止驅(qū)動的驅(qū)動信號的驅(qū)動電路(DRV1)，如下這樣地生成驅(qū)動信號亦即，與使驅(qū)動用開關元件從導通狀態(tài)向截止狀態(tài)轉(zhuǎn)移時的驅(qū)動信號的遷移時間(tr1)相比，使驅(qū)動用開關元件從截止狀態(tài)向?qū)顟B(tài)轉(zhuǎn)移時的驅(qū)動信號的遷移時間(tf1)更長。
文檔編號H02M3/155GK101860208SQ20101010474
公開日2010年10月13日 申請日期2010年1月28日 優(yōu)先權日2009年1月30日
發(fā)明者佐藤朗, 川越治 申請人:三美電機株式會社