專利名稱：帶用于效率和最大功率輸出的輸入電壓補償?shù)碾娫纯刂破鞯闹谱鞣椒?br> 技術領域：
本發(fā)明總體涉及電源，更具體而言涉及開關式電源(switched-mode power supplies)。
背景技術：
電子設備利用電能工作。由于高的效率和良好的輸出調節(jié)，開關式電源通常被用 于對當今的許多電子設備進行供電。典型地，包含在開關式電源中的控制電路將低頻(例 如，50或60Hz工業(yè)頻率)、高壓交流電(ac)轉化為高頻(例如30到300kHz)交流電。這 種高頻、高壓交流電被施加至變壓器以進行變壓，一般變?yōu)檩^低壓，并提供安全絕緣。變壓 器的輸出被整流以提供已調節(jié)的直流輸出，該直流輸出可被用于向電子設備供電。開關式 電源控制電路通常通過對輸出進行檢測并在閉環(huán)中對其加以控制來提供輸出調節(jié)。在工作 中，開關被用于通過調節(jié)在開關式電源中的開關的占空比(通常為開關的接通時間與總開 關周期的比率)來提供所需輸出。 當設計開關式電源時，通常會考慮到例如效率、尺寸、重量以及成本等的要求。通 常可通過減少，對于任意輸入電壓而言都存在于電源中的多種損耗，來獲取更高效率。電源 中遇到的典型損耗是傳導損耗和開關損耗。傳導損耗和開關損耗由電路中的電阻和寄生電 容產(chǎn)生，寄生電容由電源開關，尤其當開關是晶體管時。當所述開關傳導電流時，伴隨電路 中流動的電流出現(xiàn)的電路阻抗產(chǎn)生傳導損耗。當所述開關斷開時，在開關上的電壓將能量 存儲在寄生電容中。所述寄生電容在當所述開關閉合時放電，將開關電阻內的寄生電容中 所存儲的能量釋放，從而產(chǎn)生開關損耗。通常理解的是，閉合的開關可傳導電流并被認為是 接通的，而斷開的開關則不傳導電流并被認為是截止的。隨著進入電源的輸入電壓增加，開 關損耗會由于被切換的電壓的增加而增加。


參考下列附圖，描述本發(fā)明的非限制性和非窮盡的實施方案和實施例，除非另有 說明，其中相同的參考數(shù)字在所有附圖中指示相同部分。 圖1A是示出了使用根據(jù)本發(fā)明的一實施方案的控制器的一示例性開關式電源的 方框圖。 圖1B是一個示出了根據(jù)本發(fā)明的一實施方案的圖1A的控制器的方框圖。 圖2是示出圖1A的開關式電源的示例性開關電流波形的曲線圖。 圖3A是示出利用脈沖寬度調制(P麗)控制的圖1A的開關式電源的開關電流波形
的另一實施例的曲線圖。 圖3B是示出使用開/關控制的圖1A的開關式電源的開關電流波形的再一實施例 的曲線圖。 圖4是根據(jù)本發(fā)明的一實施方案的圖1B的控制器的示例性示意圖。 圖5是根據(jù)本發(fā)明的一實施方案的圖4的控制器的電壓和電流的各種波形的曲線圖。 圖6是示出根據(jù)本發(fā)明的一實施方案的圖4的控制器的振蕩器電壓的示例的曲線圖。 附圖中的元件是為了簡單和清晰而示出的，且未必按比例畫出。例如，附圖中的一些元件的尺寸可相對于其它元件進行放大，以幫助增進對本發(fā)明的各個實施方案的理解。
具體實施例方式
在下列說明書中，列出了許多具體細節(jié)以便提供對本發(fā)明的徹底理解。然而，對于本領域普通技術人員顯而易見的是，實施本發(fā)明并不必需使用具體細節(jié)。在其他情況下，沒有對眾所周知的材料或方法進行詳細描述，以避免混淆本發(fā)明。 所提及的貫穿該說明書的"一個實施方案"、"一實施方案"、"一個實施例"或"一實施例"意味著，針對所述實施方案或實施例所描述的特定特征、結構或特性被包括在本發(fā)明的至少一個實施方案中。由此，貫穿該說明書的在各個位置中出現(xiàn)的短語"在一個實施方案中"、"在一實施方案中"、"一個實施例"或"一實施例"未必全指的是相同的實施方案或實施例。而且，在一個或多個實施方案或實施例中，具體的多個特征、結構或特性可被結合到任何合適的組合和/或子組合中。另外，應理解的是，此處所提供的附圖是用于對本領域普通技術人員進行解釋的目的的，所述附圖未必按比例畫出。 效率考慮通常是設計開關式電源中的一個因素。如上所述，減少傳導損耗和開關損耗使電源效率提高。傳導損耗部分是由流經(jīng)電路的各個部件的電流引起的，流經(jīng)電路的各個部件的電流包括流經(jīng)開關的電流。在一些實施例中，金屬氧化物半導體場效應管(M0SFET)可被用于所述開關。MOSFET具有三個端子柵極端子、源極端子和漏極端子。當M0SFET接通時，在漏極端子和源極端子之間存在電阻，其被稱為接通電阻(on-resistance)。當開關電流流經(jīng)開關時，由M0SFET的接通電阻引發(fā)傳導損耗。另一方面，開關損耗部分由開關上的電壓、開關的寄生電容，以及開關頻率引起。通過降低所述開關頻率，可減少開關損耗。然而，通常，降低所述電源的開關頻率將致使開關電流增加，以便將相同的能量傳送至輸出，這將增加傳導損耗。然而，取決于電源的配置和要求，如果所得的開關損耗中的減少大于所得的傳導損耗中的增加，則有利的是，減少開關頻率。
另外，開關損耗也相關于電源的輸入線電壓。在一些實施例中，開關損耗的增加可能是由于輸入線電壓的增加或電源的開關頻率的增加，或者二者的結合。取決于電源的器件特性，由增加的線電壓而引起的較高的開關損耗在高線電壓(或高輸入電壓)時尤為顯著。在許多實施例中，與傳導損耗相比，開關損耗更傾向于為主損耗。減少開關損耗的一個方法是，減少電源的開關頻率，尤其是在高線電壓時。然而，這要求直接檢測在開關式電源控制電路的外部的輸入電壓(從而這是一個較高成本的方案)。開關式電源可將具有輸入端子和輸出端子的集成電路(IC)用于開關式電源控制電路。通常，在集成電路以外的部件被認為是在IC的外部，在集成電路內的部件被認為在IC的內部。本發(fā)明的實施方案允許間接檢測在開關式電源控制電路的內部的輸入電壓，以減少開關頻率并降低在高輸入電壓時的開關損耗。在本發(fā)明的其它實施方案中，隨著開關頻率(和/或平均開關頻率)響應于輸入電壓的增加而減少，響應于輸入電壓的改變的電源效率的變動可被降低。
另外，被傳送至開關式電源的輸出端的最大功率(或者被公知為過載功率)可
5隨著輸入電壓的增加而增加?？赡芟Ｍ氖窍黾拥淖畲蠊β蕪姸?maximum powercapability)的影響。限制最大功率的一個方法將是，當存在高輸入電壓時減少被允許穿過開關的電流的量。然而，這在高輸入電壓時通常導致效率損失。根據(jù)本發(fā)明的一個實施方案，最大功率的限制可通過相應地減少開關的開關頻率而實現(xiàn)。在其它實施方案中，隨著平均開關頻率隨輸入電壓的增加而減少，可減少最大輸出功率。換言之，隨著平均開關頻率(下文中進行解釋)隨輸入電壓的增加而減少，由輸入電壓的變化引起的最大輸出功率強度的變動可被降低。在本發(fā)明的另一實施方案中，允許增加通過開關的電流同時減少所述開關的開關頻率，以在高輸入電壓下產(chǎn)生恒定的功率強度?；蛘?，本發(fā)明的實施方案可被用于在各種不同輸入電壓下提供恒定輸出功率。 在本發(fā)明的一個實施方案中，驅動信號被用于控制包含在電源中的開關的切換。時間-頻率轉換器(time-to-frequency converter)可被包含在控制電路中，以間接檢測電源的輸入電壓——通過將驅動信號的時間周期(例如，接通時間、斷開時間、開關周期等)轉化為一個可進一步用于產(chǎn)生所述驅動信號的頻率。 部件的尺寸，及相應的電源的成本，通常由最低指定輸入電壓和最高指定輸入電壓確定。另外，高開關頻率可降低電源的部件尺寸。在低輸入電壓下，電源可以在高頻率下工作以降低電源的部件尺寸以及總體成本從而提供所需輸出。隨著輸入電壓增加，電源可在相同部件尺寸下以較低頻率工作，從而提供所需輸出。有利的是，有一個高的開關頻率以降低所述電源在較低輸入電壓時的部件尺寸；而開關損耗可通過降低在較高輸入電壓時的開關頻率而減少。 首先參照圖1A，一示例性開關式電源100的方框圖被示出，其包括輸入V^ 102、能量傳輸元件T1 104、能量傳輸元件T1 104的初級繞組106、能量傳輸元件T1 104的次級繞組108、開關S1 110、箝位電路112、整流器D1 114、輸出電容器C1 116、負載118、輸出量U。120、輸出電壓V。、輸出電流1。、反饋電路122、控制器124、反饋信號U^ 126、電流檢測輸入128、驅動信號130以及開關電流ID 132。圖1A中示出的示例性開關式電源100 —般被公知為逆向變換器(flyback regulator)，其是可從本發(fā)明的教導中受益的開關式電源設計的一個實施例。然而，應理解的是，其它公知設計和配置的開關式電源調節(jié)器也可從本發(fā)明的教導中獲益。 開關式電源100從未調節(jié)的輸入VIN 102向負載118提供輸出功率。在一個實施方案中，輸入V^ 102是整流且濾波過的交流線電壓。輸入V^ 102聯(lián)接至能量傳輸單元T1104。在本發(fā)明的一些實施方案中，能量傳輸元件T1 104可以是耦合電感。在本發(fā)明的一些其它實施方案中，能量傳輸元件可以是變壓器。在圖1A的實施例中，能量傳輸元件T1104包括兩個繞組初級繞組106和次級繞組108。初級繞組106進一步聯(lián)接至有源開關Sl 110，該有源開關進一步聯(lián)接至輸入返回111。另外，箝位電路112跨接在能量傳輸元件Tl 104的初級繞組106上。能量傳輸元件T1 104的次級繞組108聯(lián)接至整流器D1 114。在圖1A中所示的實施例中，整流器D1 114被示例為二極管，次級繞組108聯(lián)接至二極管的陽極末端。然而，在一些實施方案中，整流器D1 114可以是用作同步整流器的晶體管。輸出電容器C1 116和負載118都聯(lián)接至整流器D1 114。在圖1A的實施例中，整流器D1 114被示例為二極管，輸出電容器C1 116和負載118都聯(lián)接至該二極管的陰極末端。 一輸出被提供至負載118，并且該輸出可被提供為輸出電壓V?；蜉敵鲭娏鱅。，或者二者的結合。
另外，開關式電源100還包括用以調節(jié)被示例為輸出量U。 120的輸出的電路。通常，輸出量U。 120是輸出電壓V。或輸出電流I。，或者二者的結合。反饋電路122被聯(lián)接以檢測來自于電源的輸出端的輸出量U。 120?？刂破?24還聯(lián)接至反饋電路122并包括多個端子。在一個端子處，控制器124接收來自于反饋電路122的反饋信號U^ 126?？刂破?24還包括一些端子，如電流檢測輸入端128和驅動信號端130。電流檢測輸入端128檢測開關S1 IIO中的開關電流I。 132。另外，控制器124向開關S1 IIO提供一驅動信號130以調節(jié)各個開關參數(shù)。這種參數(shù)的實施例可包括開關頻率、開關周期、占空比或者開關Sl110的各接通時間和斷開時間。 在工作中，圖1A的開關式電源100從一個未調節(jié)的輸入V^102——例如，未調節(jié)的輸入電壓——向負載118提供輸出功率。開關式電源100利用能量傳輸元件T1 104使來自于V^ 102的輸入在初級繞組106和次級繞組108之間轉換。箝位電路112聯(lián)接至能量傳輸元件T1 104的初級繞組106，以限制開關S1 IIO上的最大電壓。在一個實施方案中，箝位電路112限制開關S1 110上的最大反射電壓(reflective voltage)。開關Sl 110響應于從控制器124接收的驅動信號130被斷開或閉合。在一些實施方案中，開關S1 110可以是晶體管，控制器124可包括集成電路和/或分立的電氣元件。在工作中，開關S1 IIO的切換在整流器D1 114處產(chǎn)生脈動電流。整流器D1 114中的電流被輸出電容器C1 116濾波，以在負載118處產(chǎn)生基本恒定的輸出電壓V。、輸出電流I。，或二者的結合。
輸出量U。 120被檢測并調節(jié)。通常，輸出量U。 120是輸出電壓V?；蜉敵鲭娏鱅。，或二者的結合。反饋電路122檢測來自于電源100的輸出端的輸出量U。 120，以將反饋信號U^ 126提供至控制器124。在圖1A的實施例中，控制器124從電流檢測輸入端128接收另一輸入，所述電流檢測輸入端128中繼了開關S1 IIO中的檢測電流I。 132。開關電流I。132可以多種方式被檢測到，如分立電阻器上的電壓，或者當晶體管導通時在晶體管上的電壓。 控制器124響應于各種不同的系統(tǒng)輸入而輸出一驅動信號130，以充分操作開關Sl IIO，從而將輸出量U。 120基本調節(jié)至所需值。使用反饋電路122和控制器124，開關式電源100的輸出被在閉環(huán)中調節(jié)。另外，控制器124包括如下一振蕩器，該振蕩器使用開關周期Ts和開關頻率限定所述開關Sl 110的開關循環(huán)。 在本發(fā)明的一個實施方案中，可響應于輸入電壓V^ 102調制振蕩器的頻率。在本發(fā)明的一些實施方案中，輸入電壓V^ 102是已整流且已濾波的交流線電壓。在高輸入電壓下，開關損耗可顯著大于傳導損耗。效率的提高可通過減少電源100中的開關損耗而實現(xiàn)。根據(jù)本發(fā)明的一個實施方案，響應于輸入電壓V^ 102，調制控制器124內的振蕩器的頻率，以及相應的開關S1 IIO的開關循環(huán)。根據(jù)本發(fā)明的另一實施方案，控制器以平均開關頻率(在下文相關于圖3B進行討論)——所述平均開關頻率在當輸入電壓VIN 102基本固定時是基本固定的——控制所述開關以調節(jié)輸出量U。 120，所述開關S1 IIO的平均開關頻率響應于輸入電壓V^ 102的增加而減少。然而在許多情況下，對輸入電壓V^ 102的檢測是通過在控制器124外部的分立部件——例如，外部電阻器——而執(zhí)行的。使用在控制器124外部的分立部件增加了成本，并且會引起電源100內的更大損耗。通過提供對輸入電壓V^102的間接檢測，正如將相關于圖1B進一步討論的，電源在較低的成本以及較高的效率方面獲益。換言之，隨著開關頻率(和/或平均開關頻率)隨輸入電壓的增加而減少，響應于輸入電壓中的變化的電源效率的變動可被降低。 接下來參照圖1B，圖1A的控制器124的方框圖被示為包括用于反饋信號126的輸入端、用于電流檢測信號128的輸入端、用于驅動信號130的輸出端、邏輯塊134、延遲136以及時間_頻率轉換器137。時間-頻率轉換器137被示為包括時間_電壓轉換器138、振蕩器133和取樣保持塊140。 控制器124、反饋信號126、電流檢測128和驅動信號130根據(jù)對圖1A所做的描述聯(lián)接在一起并起作用。如上所述，控制器124還包括振蕩器133，該振蕩器使用周期Ts確定所述開關S1 IIO的開關循環(huán)。該振蕩器133聯(lián)接至邏輯塊134，并輸出一信號至該邏輯塊134。另外，該邏輯塊134還被聯(lián)接以接收來自反饋信號126和電流檢測信號128的輸入以及振蕩器133的輸出。利用這些各種信號，邏輯塊134輸出所述的操作所述開關S1 IIO并調節(jié)各種開關參數(shù)以將輸出量U。 120基本調節(jié)至所需值的驅動信號130。
邏輯塊134還聯(lián)接至延遲136以及取樣保持電路140。另外，所述延遲電路136以及取樣保持電路都接收驅動信號130。延遲電路136接著聯(lián)接至時間_電壓轉換器138，并使該時間_電壓轉換器138延遲接收驅動信號130，其中延遲一延遲時間tD。該時間-電壓轉換器138與取樣保持電路140聯(lián)接在一起，同時取樣保持電路140還聯(lián)接至振蕩器133。
如上所述，邏輯塊134利用反饋信號UFB 126、電流檢測信號128、振蕩器133輸出以及各種其它參數(shù)來產(chǎn)生所述的操作所述開關Sl 110的驅動信號130。驅動信號130控制所述開關S1 IIO的斷開和閉合。在一個實施例中，驅動信號130可以是具有不同的邏輯高時間段長度和邏輯低時間段長度的矩形脈沖波形，其中邏輯高值相應于閉合的開關，邏輯低相應于斷開的開關。當開關S1 110是M0SFET時，驅動信號130可以類似于晶體管的門信號，邏輯高值相應于閉合的開關，邏輯低相應于斷開的開關。在一個實施例中，開關S1 110接通或斷開的時間長度可根據(jù)驅動信號查明。正如將討論的，開關S1 110處于接通或斷開的時間長度可由電源運行的模式?jīng)Q定，例如連續(xù)導通模式(CCM)或不連續(xù)導通模式(DCM)，或者由控制器124所執(zhí)行的控制類型決定，例如開/關控制或者脈沖寬度調制(P麗)控制。另外，開關S1 IIO處于接通的時間長度相關于輸入102的值，尤其是輸入電壓V^ 102的值。開關接通時間t。,和輸入電壓之間的關系依賴于運行模式或者控制類型而變化。
各種控制模式的開關電流被示出在圖2中。圖1A的開關式電源的一示例性開關電流波形的示意圖被示為包括開關周期Ts 202、開關接通時間t。N 204、開關斷開時間t。FF206、梯形形狀208和三角形形狀210。圖2示出了在連續(xù)導通模式(CCM)和不連續(xù)導通模式(DCM)中的開關電流I。 132在時間上的總體波形。 在任意開關周期L 202中，開關S1110可響應于來自控制器124中的驅動信號130導通，以調節(jié)輸出U。。開關周期Ts 202可被分為兩段時間開關接通時間t。N 204和開關斷開時間t, 206。開關接通時間t。N 204代表開關周期Ts 202中所述開關S1 110導通時的那部分。開關斷開時間t, 206代表開關周期Ts 202中剩余的所述開關S1 110不導通時的部分。圖2的電流波形示出了兩種基本的工作模式。梯形形狀208是連續(xù)導通模式(CCM)的特征，而三角形形狀210是不連續(xù)導通模式(DCM)的特征。在CCM期間，開關電流ID 132在緊接開關接通時間t。w 204的開始之后是基本非零的，并在整個開關接通時間t。w204內穩(wěn)定增加。在DCM期間，開關電流I。 132在緊接開關接通時間t。w 204的開始之后基本為零，并在整個開關接通時間t。N204內穩(wěn)定增加。在開關斷開時間t。FF 206期間，開關電流ID 132對于CCM和DCM都基本為零。 在DCM期間，輸出功率在多數(shù)實際實施中都相關于輸入電壓V^102。隨著輸入電壓VIN 102增加，由于限流延遲t， 318(將相關于圖3B做進一步解釋)，被傳送至開關式電源IOO的輸出端的最大功率(或者被公知為過載功率)會增加?？赡芟Ｍ畲筝敵龉β蕪姸仍黾拥挠绊憽Ｈ缟纤?，一種限制最大輸出功率的方法是，當存在高輸入電壓時，減少允許通過開關的電流的量。然而，這通常導致在高輸入電壓時的效率損失。根據(jù)本發(fā)明的一個實施方案，限制高輸入電壓時的最大輸出功率可通過在DCM過程中相應減少開關的切換頻率而實現(xiàn)。在本發(fā)明的另一實施方案中，當在DCM過程中減少開關的切換頻率以限制在高輸入電壓下的最大輸出功率時，通過開關的電流被許可增加。另外，本發(fā)明的實施方案可被用于提供在一定范圍的輸入電壓下的基本恒定的最大輸出功率。 在開關周期Ts 202期間，當驅動信號130被提供至開關SI 110時，驅動信號130也被提供至延遲電路136和取樣保持電路140。延遲電路136延遲時間-電壓轉換器138接收所述驅動信號130，其中延遲一延遲時間tD。在一些實施方案中，延遲時間可以是電源的最小開關接通時間t。N。在一個實施例中，電源的最小開關接通時間t。N出現(xiàn)在最大輸入電壓V^ 102處。在其它實施方案中，延遲時間t。可小于電源的最小開關接通時間t。N。在其它實施方案中，延遲時間tD可以是基本零延遲。在一個實施例中，延遲時間t?？梢允?.2微秒s)。使用延遲電路136便于設計所述時間_電壓轉換器138。正如將進一步討論的，在一些實施方案中，時間_電壓轉換器138可利用電阻電容(RC)放電電路來將開關接通時間t。,轉換至一個電壓，此處，時間-電壓轉換器138的電壓代表輸入電壓V^ 102。延遲電路136將RC放電電路的啟動延遲一延遲時間tD。如上所述，延遲時間t?？纱蠹s等于出現(xiàn)在最大輸入電壓VIN 102處的最小開關接通時間t。N。延遲電路136也允許時間-電壓轉換器138利用較小的RC放電電路，對于控制器124而言，該較小的RC放電電路可提供成本、尺寸和準確率方面的優(yōu)勢。RC放電電路以及所形成的波形的實施例可見于圖4和圖5(例如，圖4的時間-電壓轉換器138以及在圖5的節(jié)點C處的波形)。 如上所述，開關S1110處于接通的持續(xù)時間t。w 204相關于輸入V^ 102的值，尤其是輸入電壓V^ 102的值。由于開關接通時間t。,可從驅動信號130(如相關于圖2、圖3A和3B所討論的)查明，時間_電壓轉換器138利用開關S1110的接通時間t。N和輸入電壓VIN102之間的關系來檢測所述開關SI 110的接通時間t。N，并將所述開關接通時間t。N轉換為輸出，該輸出此處被稱為時間-電壓轉換器(TVC)輸出。在一個實施例中，TVC輸出代表電源的輸入電壓V^ 102，TVC輸出是一電壓(如圖4的節(jié)點C示出的)。取樣保持電路140接下來在開關循環(huán)結束之前對TVC輸出的值取樣，并保持該TVC輸出供振蕩器133使用。在一些實施方案中，取樣保持電路140對在開關斷開時間t。FF的開始處的TVC輸出值取樣?；蛘邠Q言之，取樣保持電路140對當開關S1 IIO斷開時的TVC輸出進行取樣。振蕩器133利用所取樣的TVC值來調制振蕩器133的頻率，所述振蕩器的頻率進而調制所述電源100的開關周期L。 對于受電壓控制的振蕩器，有許多實施例。在振蕩器的一個實施例中，圖4示出一振蕩器133，其包括下基準電壓V『上基準電壓VUK、比較器412和414、 SR鎖存器416、晶體管418和420、電流源417和419，以及電容器422。充電電流Ic的電流源417將電容器422充電至上基準電壓V皿。 一旦電容器422的電壓(示為節(jié)點A和波形A502)達到上基準電壓VUK，電容器422中的電流就以放電電流IDIS放電通過電流源419，直至電容器422上的電 壓達到下基準電壓V『在上基準電壓VUK和下基準電壓之間的差值在此處被稱為振蕩 器133的振幅擺動量。對于圖4中所示的振蕩器133的實施例，振幅擺動量的大小決定振 蕩器133的頻率(例如，時鐘信號135的頻率)。在電容器422上的電壓分別根據(jù)充電電 流Ic和放電電流IDIS的值線性增加或減少。振幅擺動量越大，在電容器422上的電壓就要 花越長時間來達到上基準電壓VUK和下基準電壓V『導致所述振蕩器的周期的增加?；蛘?換言之，振蕩器133的振幅擺動量的增加導致所述振蕩器133的頻率的減少。通過改變上 基準電壓VUK或改變下基準電壓V^，或二者的結合，振蕩器133可改變振幅擺動量從而改變 振蕩器133的頻率。由改變的振幅擺動量而引起的振蕩器122的頻率的改變的實施例借助 圖5和圖6示出。 在根據(jù)本發(fā)明的一個實施方案中，振蕩器133可通過響應于所取樣的TVC輸出來 調整振蕩器133的振幅擺動量從而調制振蕩器頻率。在本發(fā)明的一個實施方案中，所取樣 的TVC輸出電壓被用作振蕩器133的振幅擺動量的上基準電壓VUK。在另一實施方案中，所 取樣的TVC輸出電壓可被用作振蕩器133的振幅擺動量的下基準電壓V『在再一實施方 案中，所取樣的TVC電壓可被用作振蕩器133的所需的振幅擺動量。應理解的是，所取樣的 TVC輸出電壓可以多種其它方式被用于調整振蕩器113的頻率。 如果振蕩器133的振幅擺動量增加，那么振蕩器133將向所述邏輯塊134輸出一 個具有較低頻率從而具有較長周期的時鐘信號135。如之前所述的，振蕩器頻率(S卩，時鐘 信號135的頻率)決定開關S1110的開關周期L。對于一些實施方案，例如利用脈沖寬度 調制(P麗)控制的電源，如果振蕩器頻率減少，則開關周期Ts增加，且開關Sl IIO較不經(jīng)常 地在接通狀態(tài)和斷開狀態(tài)之間切換。通過減少所述開關S1110在接通狀態(tài)和斷開狀態(tài)之間 切換的頻率，開關損耗可被減低，并且可實現(xiàn)較高效率。對于本發(fā)明的各種實施方案，在高 輸入電壓V^ 102下，振蕩器可降低其頻率，致使開關周期Ts更長，這會減少開關損耗。然 而，對于任何輸入電壓，本發(fā)明的教導都可減少開關損耗。 如圖IB的實施例中所示，時間_頻率轉換器137包括振蕩器133、時間-電壓轉換 器138和取樣保持電路。所述時間_頻率轉換器137接收所述驅動信號130并輸出一代表 振蕩器133的頻率的信號(S卩，時鐘信號135)至邏輯塊134。在一個實施例中，時間-頻率 轉換器137將開關S1110的接通時間t。N 204轉換為所述邏輯塊134所使用的振蕩器頻率。 利用時間_電壓轉換器138、取樣保持電路140以及振蕩器133，時間-頻率轉換器137可 輸出一相應于開關Sl 110的接通時間t。N 204的頻率。在一個實施例中，時間_頻率轉換 器137使用時間-電壓轉換器以及電壓控制振蕩器來將時間轉換為頻率。在另一個實施例 中，時間_頻率轉換器137可使用電流控制振蕩器以及時間_電流轉換器來將時間轉換為 頻率。應理解的是，各種檢測時間的方法以及各種振蕩器都可用于本發(fā)明。
在本發(fā)明的一個實施方案中，時間-電壓轉換器138可使用一聯(lián)接的RC放電電路 來產(chǎn)生一幅度呈指數(shù)減少的信號，從而將開關接通時間t。,轉換為電壓，其中時間-電壓轉 換器138的輸出電壓代表輸入電壓V^ 102。在本發(fā)明的實施方案中，較高的輸入電壓V^ 102通常相應于較短的開關接通時間t。N。隨著開關接通時間t。,減少，取樣保持電路140將 對相應于正在增加的輸入電壓VIN 102的較高TVC輸出電壓進行取樣。振蕩器133利用相 應于正在增加的輸入電壓V^ 102的取樣的較高TVC輸出電壓，來調整振蕩器133的振幅擺動量。在本發(fā)明的一個實施方案中，可通過調整振蕩器133的上基準電壓V^而修改振幅擺 動量。這進而會影響振蕩器的頻率并提供響應于輸入電壓V^ 102的間接檢測來調整振蕩 器的頻率的能力。通過調整振蕩器頻率，開關損耗可被減少，并且可實現(xiàn)電源100的效率的 提高。本發(fā)明的一個實施方案的可行的電路實現(xiàn)和所得波形的實例借助圖4和圖5示出。
接下來參照圖3A，其示出了開關電流波形的一實施例的另一曲線圖。圖3A示出了 當開關S1 110的脈沖寬度調制(P麗)控制被用于調節(jié)輸出量U。時，開關電流I。 132在時 間上的總體波形。 開關Sl 110的P麗控制可對電源的CCM工作模式和DCM工作模式使用。如圖3A 中所示，開關S1 IIO在每個開關周期L 202的開始處導通。對于P麗控制，開關周期通常 是振蕩器周期(或者開關頻率直接由振蕩器頻率指示)。在P麗控制的一個實施例中，調 節(jié)可通過調制所述開關S1 IIO的占空比來完成。通過改變占空比，開關接通時間204也改 變。這種控制模式被公知為固定頻率電壓模式控制或者固定頻率電壓模式P麗。
然而，術語"固定頻率控制"不必然限定所述開關S1 IIO的開關頻率保持不變。傳 統(tǒng)上，術語"固定頻率"的使用，指示了開關的開關頻率未被用作控制變量來調節(jié)輸出量U。。 使用固定頻率的電壓模式控制，開關接通時間t。N 204或占空比被用作控制變量來調節(jié)輸 出量U。。對于本發(fā)明的各種不同實施方案，對所述振蕩器頻率的調制——其會影響開關周 期——可仍與固定頻率控制模式共同使用，因為對所述振蕩器頻率的調制未被用作控制變 量來調節(jié)輸出量U。。相反，響應于對輸入電壓V^ 102的間接檢測來調制所述振蕩器頻率會 減少開關損耗，并提高電源的整體效率。 事實上，對CCM中的電源設計的分析表明了，在輸出電壓V。和輸入電壓V^ 102之 間的電壓比部分相關于開關S1 IIO的占空比。為了調節(jié)電源設計中的輸出量U。，應控制所 述開關S1 IIO的占空比。對于被配置為如圖1中所示的逆向變換器配置的電源轉換器的 實施例而言，CCM中的輸出電壓和輸入電壓之比與D/(1-D)成比例，其中變量D代表占空比。 對于CCM中的逆向變換器，輸出電壓與輸入電壓之比與開關頻率不相關。本發(fā)明的實施方 案可被用于類似系統(tǒng)，因為振蕩器頻率將不會負面地影響輸出量U。的調節(jié)。
其中開關頻率不保持固定的固定頻率控制模式的一個實施例是實施頻率抖動，以 將電源的開關噪聲展開在一較大的頻率范圍上，從而降低某些類型的電磁干擾(EMI)發(fā)射 的大小。使用這種技術，開關頻率被調制以降低EMI發(fā)射，但是其仍可被固定頻率控制模式 使用，因為開關頻率不是用于調節(jié)所述輸出量U。的控制變量。 接下來參照圖3B，該圖示出了示例性開關電流波形的另一曲線圖，其包括開關電 流I。 132、限流Ium 302、開關循環(huán)T。至T^，以及限流延遲taD 318。圖3B示出當開關S1 110的開/關控制被用于調節(jié)輸出量U。時，開關電流I。 132在時間上的總體波形。通常， 從T。到TN+1的每一個開關循環(huán)都具有開關周期Ts。 除了P麗控制，控制器124還可執(zhí)行開/關控制。開關電流I。 132在時間上的波 形類似于在圖3A中描述的開關電流I。 132波形，除了開關S1 IIO不必在每個開關循環(huán)處 都被允許。開關S1 IIO導通直到開關電流I。 132達到限流1固302。在該點處，開關對開 關循環(huán)的剩余部分斷開。然而，開關S1 IIO不必在每個開關循環(huán)L的開始處都導通。在每 個開關循環(huán)Ts的末端，控制器124基于各種關于電源的電流狀態(tài)的因素，決定是允許還是 禁止接下來的開關循環(huán)。如果控制器124決定允許接下來的開關循環(huán)，則開關S1 110可導通直至達到限流IuM 302。如果控制器124不允許接下來的開關循環(huán)(換言之，禁止接下來 的開關循環(huán))，則開關S1 110對于該開關循環(huán)不導通。在該意義上，控制器124可通過跳過 多個開關循環(huán)Ts 202來調節(jié)輸出量U。。例如由加拿大的San Jose的Power Integrations 公司所設計的LinkSwitch-TN的設備，提供關于開/關控制的進一步參照。
在工作中，延遲時間發(fā)生在開關電流I。 132達到限流IuM 302之后以及當開關S1 110斷開的時候，因為控制器124內的電路需要花一些時間來響應于達到限流IuM 302的開 關電流I。 132。這種延遲時間在此處被稱為限流延遲t^ 318。在一個實施例中，限流延遲 可以是200納秒(ns)。如虛線所示，在限流延遲t， 318中，開關電流I。 132繼續(xù)增加超過 限流Ium 302直至開關S1 110斷開。限流延遲t^ 318在輸入電壓V^ 102的一個范圍內 保持基本恒定。隨著輸入電壓V^ 102的增力n，開關電流I。 132較快達到限流1^ 302。換 言之，開關電流I。 132的斜度在較高輸入電壓時較陡。開關電流I。 132在較高輸入電壓時 比在低輸入電壓時增加至較高電流量，這是因為開關電流ID 132的斜度在較高輸入電壓時 較陡且限流延遲基本恒定。最大輸出功率在較高輸入電壓時的增加部分緣于限流延遲taD 318的影響。 在本發(fā)明的一些實施方案中，限流IuM 302可在高輸入電壓V^102時增加。限流 IUM 302中的增加可增加所述電源的最大輸出功率強度。例如，限流Ium 302可在高輸入電 壓V^ 102時增加14%。在DCM中，這種增加可轉變?yōu)樽畲筝敵龉β蕪姸戎械拇蠹s30X的 增加。在一些實施方案中，開關頻率的降低可補償輸出功率強度隨著輸入電壓V^ 102增加 的增加。在其它實施方案中，隨著平均開關頻率隨輸入電壓的增加而減少，最大輸出功率可 減少。換言之，隨著平均開關頻率(在下文中解釋)隨輸入電壓V^ 102的增加而減少，最 大輸出功率強度由于輸入電壓V^ 102的改變而發(fā)生的變動可被減少。在其它實施方案中，
降低開關頻率可補償最大輸出功率強度的增加，并為電源提供基本恒定的輸出功率。
如圖3B中所示，其中示出了，對于從T。 304直到T^ 316的多個允許和禁止開關 循環(huán)，開關S1 IIO中的開關電流I。 132的波形，其中開關周期為L。對于所示的實施例， 開關S1 110在每個允許開關循環(huán)304、306和314的開始處導通。開關Sl IIO導通直到開 關電流I。 132達到限流1^ 302。開關S1 IIO在禁止開關循環(huán)308、310、312和316中不 導通。開關頻率由振蕩器的頻率確定。然而，在整個時間上，電源的有效開關頻率被開關頻 率和總的允許開關循環(huán)數(shù)目的結合所決定。有效頻率也可被稱為平均開關頻率。從而，振 蕩器的頻率的改變將導致開關S1 110的有效開關頻率的改變。 對于各種工作和控制方案模式，在開關接通時間t。N(或占空比)和輸入電壓VIN 102之間存在一種關系。在一個實施例中，隨著輸入電壓的增加，開關接通時間t。,減少，因 為開關電流I。 132更快達到限流1^ 302。如圖5中的開關電流波形506所示，開關電流 ID 132的斜度對于較高輸入電壓較陡。通過利用在開關接通時間t。,和輸入電壓V^ 102之 間的關系，本發(fā)明的實施方案利用對輸入電壓的間接檢測來調制所述振蕩器133的頻率。 由于檢測可在控制器124內進行，故而對輸入電壓的間接檢測在成本方面提供了附加的益 處。 接下來參照圖4，該圖示出了圖1B的控制器124的一種實施的示例性示意圖，其中 包括用于驅動信號130的輸出、反饋信號126、電流檢測信號128、振蕩器133、邏輯塊134、 延遲電路136、時間-電壓轉換器138、取樣保持電路140、電阻器402、晶體器403、電容器404、脈沖發(fā)生器406、逆變器407、晶體管408、取樣保持電容器410、下基準(例如，下基準 電壓VLK)、上基準(例如，上基準電壓VUK)、比較器412、比較器414、 SR鎖存器416、晶體管 418和420、電流源417、419和421，以及振蕩器電容器422。能量傳輸元件Tl 104、初級繞 組106、次級繞組108以及開關S1 IIO被示為對各種所示部件提供一個基準。然而，在一個 實施例中，控制器124可被實現(xiàn)為單片集成電路或者可被實現(xiàn)為具有分立的電氣元件或者 分立與集成電路的結合。在一個實施例中，控制器124與開關110可構成被制造為混合集 成電路或單片集成電路的集成電路的一部分。 另夕卜，圖4包括節(jié)點標記，如A、 B、 C、 S/H和UT。所述各節(jié)點在各種不同輸入電壓 下的波形被示出在圖5中。例如，節(jié)點A、B和C分別相應于圖5的波形502、135和508。在 節(jié)點A 502處的波形示出振蕩器133的電壓波形。在節(jié)點B處的波形示出振蕩器的時鐘信 號135輸出，而在節(jié)點C 508處的波形示出時間-電壓轉換器138的輸出。圖5還包括開 關電流波形I。 132、驅動信號波形130、取樣保持波形S/H 510，以及上基準信號UT 512。圖 5中的波形示出具有開/關控制的DCM中的電源。然而，應理解的是，以各種模式以及各種 控制類型運行的電源都可使用本發(fā)明的實施方案。如上所述，振蕩器133、時間-電壓轉換 器138以及取樣保持電路140共同結合作為一個時間-頻率轉換器137，以將時間周期轉換 為頻率。 在一個實施例中，控制器124包括振蕩器133、邏輯塊134、延遲136、時間-電壓轉 換器138以及取樣保持電路140，它們都如上所示被聯(lián)接并起作用。如上所述，邏輯塊134 接收各種信號，例如反饋信號126、電流檢測信號128以及振蕩器133輸出，以產(chǎn)生一驅動 信號130，該驅動信號控制所述開關S1110的切換以將輸出量U。 120調節(jié)至所需值。驅動 信號130還被送至延遲電路136，以將所述信號延遲一延遲時間tD。在一個實施方案中，延 遲電路136可將驅動信號130到達時間-電壓轉換器的時間延遲，其中延遲一延遲時間tD， 該延遲時間基本等于電源的最短開關接通時間t。N。驅動信號130的一實施例被示出在圖5 中。在一個實施方案中，驅動信號130是在邏輯高值和邏輯低值之間切換的矩形脈沖波形。 如圖5中所示，當驅動信號130高時，開關S1 110導通。當驅動信號130低時，開關S1 110 不導通。查看圖5的開關電流波形132，當驅動信號130是邏輯高時，開關電流在開關電流 波形132中增加。當驅動信號130是邏輯低時，開關S1110斷開并且開關電流波形lD 132 基本降至零，形成開關電流波形ID132的三角形形狀。如開關電流波形132中所示，在非常 低的輸入電壓與高輸入電壓之間，開關接通時間t。,變化。輸入電壓越高，開關電流越快達 到限流。從而，開關接通時間對于較高輸入電壓較短。利用這種關系，可基于輸入電壓的值 調整振蕩器的頻率。 在一個實施例中，延遲驅動信號130被送至時間_電壓轉換器138。如所示的， 時間_電壓轉換器138包括上閾值電壓VUT、電阻器402、晶體管403、電容器404和具有時 間_電壓電流ITV的電流源421。當晶體管403是p溝道MOSFET時，上閾值電壓VUT聯(lián)接至 電阻器402以及晶體管403的源極端子。電阻器402以及晶體管403的漏極端子接下來聯(lián) 接至電容器404以及具有時間-電壓電流ITV的電流源421，以在節(jié)點C處產(chǎn)生呈指數(shù)減少 的電壓波形(在圖5中被進一步示為時間-電壓輸出波形508)。應理解的是，所示出的時 間_電壓轉換器138可供用于開關接通時間和輸入電壓之間具有相反關系的電源。驅動信 號130在晶體管403的柵極端子被接收。如圖4所示，圖5的驅動信號波形130，時間-電壓輸出波形C 508，當被延遲驅動信號130低時，晶體管403導通，電容器404被充電至上閾 值電壓VUT。 一旦被延遲的驅動信號130高時，晶體管403不導通，存儲在電容器404中的 電荷以如下的速率通過電流源421放電，該速率由電阻器402、電流源421和電容器404的 值限定。 在本發(fā)明的一些實施方案中，振蕩器133通過改變上基準電壓V^和下基準電壓 的振幅擺動量來調節(jié)其頻率。在圖4所示的實施例中，振蕩器133可通過如下方法調節(jié) 其頻率保持下基準電壓恒定，并響應于對輸入電壓VIN 102的間接檢測將上基準電壓 VUK在上閾值和下閾值之間改變。 對于時間-電壓轉換器138的實施例，上閾值電壓VUT可以是振蕩器133的上基準 電壓V皿的最大電壓值。為了方便，振蕩器133的上基準電壓V皿可在如圖5所示的下閾值 電壓Vu和上閾值電壓VUT之間變化。振蕩器133的振幅擺動量是上基準電壓VUK和下基準 電壓V^之間的差值。從而，在本發(fā)明的一些實施方案中，存儲在時間_電壓138轉換器的 電容器404內的電壓，如圖5的波形508所示，在上閾值電VUT和下閾值電壓Vu之間變化。 換言之，時間_電壓轉換器138的輸出可以是下閾值電壓Vu和上閾值電壓VUT之間的一個 電壓。在一個實施方案中，開關接通時間越長，驅動信號130位于邏輯高越長。驅動信號 130位于高電平越長，則電容器404的放電時間越長，電容器404在開關周期Ts末端處的電 壓就越低。從而，在本發(fā)明的一個實施方案中，時間_電壓轉換器138可將開關導通時間t。N 轉換為一電壓值。時間_電壓轉換器138的輸出電壓接下來被振蕩器133用作上基準電壓 VUK，時間_電壓轉換器138的電壓輸出在許多開關循環(huán)上從下閾值電壓l變化至上閾值電 壓V『 時間-電壓轉換器138的輸出被取樣保持電路140取樣。取樣保持電路140包括 脈沖發(fā)生器406、逆變器407、晶體管408和取樣保持電容器410。在一個實施方案中，脈沖 發(fā)生器406進一步包括或非門電路(NOR gate)和一個逆變器。驅動信號130被送至取樣保 持電路140，并且該驅動信號在脈沖發(fā)生器406處被接收。使用該驅動信號130，脈沖發(fā)生 器406在驅動信號130的下降沿(換言之，從邏輯高躍遷至邏輯低)處產(chǎn)生一個脈沖。驅 動信號130在脈沖發(fā)生器406的輸入端被接收，該脈沖發(fā)生器包括或非門電路、和一聯(lián)接至 該或非門電路的一個輸入端的逆變器。驅動信號130還在所述或非門電路的未聯(lián)接至逆變 器的輸入端處、以及脈沖發(fā)生器406的逆變器的輸入端處被接收。對于要輸出邏輯高的或 非門電路，兩個輸入端都應是邏輯低值。然而，由于逆變器的特性，在脈沖發(fā)生器處存在一 延遲，并且對于一脈沖時間，或非門電路在驅動信號130的下降沿處輸出的邏輯高。在一些 實施例中，脈沖是120納秒(ns)寬。脈沖發(fā)生器406的輸出接下來被聯(lián)接至逆變器407。 當晶體管408是p溝道MOSFET時，逆變器407將脈沖發(fā)生器406的輸出反相并且聯(lián)接至 晶體管408的柵極端子。當脈沖發(fā)生器406的輸出高、逆變器407的輸出低時，導致晶體管 408導通，并且電荷在電容器404和電容器410之間重新分布。電容器410接下來在驅動信 號130的下降沿處對電容器404的電壓中的一些進行取樣保持。用于電荷在電容器404和 410之間進行重新分布的時間可受到如下因素的影響這些電容器的尺寸差異、晶體管408 的尺寸以及脈沖發(fā)生器406所產(chǎn)生的脈沖的持續(xù)時間。通常，電容器410的尺寸相對于電 容器404越小，電荷重新分布得越快。然而，在工作中，為使電荷在電容器404和410之間 均勻分布，可能要多個開關循環(huán)的開關周期Ts。在本發(fā)明的一些實施方案中，取樣保持電路在每個開關循環(huán)中將少量電荷從電容器404傳送至電容器410，并且可能需要多個開關循 環(huán)來使電荷在電容器404和410之間重新分布，以使電容器410上的電壓達到TVC輸出電 壓。通過等待多個開關循環(huán)以將電容器410完全充電并響應于此改變振蕩器133的頻率， 使得振蕩器頻率的變化不干擾電源的穩(wěn)定性。驅動信號130的下降沿相應于開關接通時間 t。N的末端，時間_電壓轉換器138的輸出被保持在電容器410上用于振蕩器133。利用時 間_電壓逆變器138和取樣保持電路140，可響應于電源的輸入電壓調制振蕩器頻率。
脈沖發(fā)生器406的輸出可被示為在圖5中描述的取樣保持波形S/H510。該S/H波 形510在驅動信號130的下降沿處產(chǎn)生脈沖。上基準信號UT 512示出了電容器410的值。 如圖5波形C 508、S/H 510和UT512所示，開關接通時間t。,越短(相應于電源的較高輸入 電壓)，時間_電壓輸出波形C 508越快被取樣，并且越高的電壓值被存儲在電容器410中。
振蕩器133包括下基準電壓V『上基準(例如，上基準電壓VUK)、比較器412和 414、SR鎖存器416、晶體管418和420、具有充電電流Ic的電流源417、具有放電電流IDIS的 電流源419以及振蕩器電容器422。來自于電容器410的電壓——其代表時間-電壓轉換 器138的輸出值——被接收在比較器412的負極輸入端子處。比較器412的負極端子也被 稱為振蕩器133的上基準電壓VUK。另一方面，比較器414的正極端子聯(lián)接至并接收所述振 蕩器133的下基準電壓V『比較器412的正極端子和比較器414的負極端子都聯(lián)接至節(jié)點 A，節(jié)點A 502的波形被示出在圖5中。比較器412和414的輸出被輸入到SR鎖存器416。 在本發(fā)明的一個實施方案中，用或非門實現(xiàn)SR鎖存器416。接下來，SR鎖存器的輸出—— 被示為節(jié)點B——被輸出至邏輯塊134作為振蕩器133的輸出(S卩，時鐘信號135)。如圖5 中所示，振蕩器輸出(即，時鐘信號135)是矩形脈沖波形。時鐘信號135的周期相同于波 形A 502所顯示的三角形波形的周期。振蕩器133通過改變如圖5所示的波形A 502 (以 及接下來圖6的波形502)的振幅擺動量來調制其頻率。振蕩器133的振幅擺動量越大，如 圖5和圖6中所示，振蕩器的周期越長且頻率越低。 SR鎖存器416的輸出聯(lián)接至三角形波形發(fā)生器，該發(fā)生器包括晶體管418和420、 具有充電電流Ic的電流源417、具有放電電流I^的電流源419以及電容器422。在本發(fā)明 的一個實施方案中，晶體管418可以是p溝道MOSFET，而晶體管420可以是n溝道MOSFET。 當SR鎖存器的輸出是邏輯低時，晶體管418導通，而晶體管420不導通。由此，電容器422 充電的斜度和節(jié)點A處的電壓斜向上的斜度由以下因素決定電流源417的充電電流Ic的 值以及電容器422的尺寸。當節(jié)點A處的電壓達到上基準電壓VUK時，從SR鎖存器416中 輸出一邏輯高值。 一旦節(jié)點B位于邏輯高值，晶體管418不導通，晶體管420開始導通。存 儲在電容器422中的電荷通過電流源419放電，并且放電電壓的斜度由放電電流I^的值 和電容器422的尺寸決定。 一旦節(jié)點A處的電壓達到下基準電壓V『SR鎖存器416的輸出 切換至低邏輯值，并且節(jié)點A處的電壓開始增加。節(jié)點A和節(jié)點B之間的關系在圖5的波 形502和時鐘信號135中示出。通過改變所述振蕩器133的振幅擺動量，振蕩器133的頻 率可被調制。如果上基準電壓VUK增加，振蕩器的頻率將減少，因為節(jié)點A處的三角形波形 將花較長時間來達到上基準電壓VUK。在一個實施例中，圖5和圖6的波形502的斜度保持 基本與上基準電壓VUK的改變的相同。也就是說，當上基準電壓VUK位于高閾值電壓VUT時， 波形502的斜度與當上基準電壓VUK位于低閾值電壓Vu時的斜度相同。
接下來參照圖5，其示出了相應于圖4的各種波形。圖5示出了在高輸入電壓與非常低輸入電壓V^ 102之間的波形差值。在高輸入電壓處，時間-電壓輸出波形508被較快 取樣，這是因為開關接通時間t。N比在所示的低輸入電壓時更短(由驅動信號130、開關電 流波形506以及取樣保持波形S/H 510示出)。結果，一較高電壓隨著時間被存儲在電容器 410上，該較高電壓被上基準波形UT 512示出，并被用作上基準電壓VUK來調制所述振蕩器 133的頻率。 如上所示，圖6示出在圖4的節(jié)點A處的振蕩器電壓波形502。根據(jù)本發(fā)明的一 個實施方案，節(jié)點A處的波形通常是在下基準電壓和上基準電壓VUK之間傾斜的三角形 波形。然而，根據(jù)本發(fā)明的一些實施方案，振蕩器可通過改變上基準電壓VUK來調制其頻率。 上基準電壓V皿可以位于下閾值電壓Vu 612和上閾值電壓VuT 610之間。然而，在本發(fā)明的 其它實施方案中，振蕩器可被調制，通過改變所述下基準電壓V^，或者由于改變所述下基準 電壓和改變所述上基準電壓VUK的結合。 輸入電壓波形VIN 102可增加至較高電壓，在該實施例中被示為從100V直流增加 至375V直流。利用本發(fā)明的各種實施方案，振蕩器的電壓波形502(或者換言之，節(jié)點A 502 處的電壓波形)可在下基準電壓V^ 608和上基準電壓V^ 606之間振蕩。如所示的，當輸 入電壓VIN 102增加時，振蕩器的電壓波形502的頻率由于上基準電壓VUK 606的增加而減 少。在該實施例中，當輸入線電壓是100V直流時，振蕩器頻率位于100千赫(kHz)。當輸入 線電壓增加至375V直流時，振蕩器頻率減少至77kHz。如圖6中所示，上基準電壓606可 從2. OV(下閾值電壓Vu 612)變化到2. 3V(上閾值電壓VUT 610)，下基準電壓608被示為 1. 0V。 如上所述，限流Im 302可在高輸入電壓VIN 102時增加。限流IUM 302的增加可 增加電源的最大輸出功率。例如，限流Ium 302可在高輸入電壓V^ 102下增加14%。在 DCM中，這種增加會轉變?yōu)樽畲筝敵龉β手械拇蠹s30%的增加。在一些實施方案中，開關頻 率從100kHz降低至77kHz可補償最大輸出功率的30%的增加。在其它實施方案中，將開關 頻率從100kHz降低至77kHz可補償輸出功率的30%的增加，并為電源提供基本恒定的輸出 功率。 上述對于本發(fā)明所示出的實施例的說明，包括在摘要中所描述的，都不意在是窮 盡的，或者是對所公開的準確形式的限制。相反，本發(fā)明的具體實施方案及其實施例都是為 了示例性目的，在不偏離本發(fā)明的較寬主旨和范圍的情況下，各種等同修改都是可能的。當 然，應理解的是特定電壓、電流、頻率、電源范圍值、時間等都是為了解釋目的而提供，并且 其它值也可用于根據(jù)本發(fā)明的教導的其它實施方案和實施例中。 可根據(jù)上述詳細的說明書對本發(fā)明的實施例進行這些修改。在如下權利要求中所 使用的術語不應被理解為將本發(fā)明限制為說明書和權利要求中所公開的具體實施方案。而 是，所述范圍將由下列的權利要求整體決定，所述權利要求將根據(jù)權利要求釋義的確定規(guī) 則被解釋。本說明書和附圖相應地應被視為示例性而非限制性的。
權利要求
一種用于電源的控制器，所述控制器包括一邏輯塊，用于響應于一時鐘信號產(chǎn)生驅動信號，其中所述驅動信號將被聯(lián)接以控制所述電源的電源開關的切換，從而調節(jié)該電源的輸出；以及一時間-頻率轉換器，其聯(lián)接至所述邏輯塊，其中所述時間-頻率轉換器產(chǎn)生具有一個響應于所述驅動信號的一個時間周期的頻率的所述時鐘信號。
2. 根據(jù)權利要求1所述的控制器，其中所述驅動信號的時間周期相應于所述開關的接 通時間。
3. 根據(jù)權利要求1所述的控制器，進一步包括一延遲電路，該延遲電路聯(lián)接在所述邏 輯塊和所述時間-頻率轉換器之間，其中所述延遲電路被聯(lián)接以接收所述驅動信號，并且 在一延遲時間后將該驅動信號提供至所述時間_頻率轉換器。
4. 根據(jù)權利要求3所述的控制器，其中所述延遲時間是所述開關的最小接通時間。
5. 根據(jù)權利要求1所述的控制器，其中所述控制器是一集成電路控制器，并且其中所 述電源開關被集成進該集成電路控制器中。
6. —種用于電源的集成電路控制器，該控制器包括一邏輯塊，其用于響應于一時鐘信號產(chǎn)生驅動信號，其中所述驅動信號將被聯(lián)接以控 制所述電源的電源開關的切換，從而調節(jié)該電源的輸出；以及一時間_頻率轉換器，其聯(lián)接至所述邏輯塊，其中所述時間_頻率轉換器產(chǎn)生具有一個 響應于所述驅動信號的一個時間周期的頻率的所述時鐘信號，其中所述時間_頻率轉換器 包括時間_電壓轉換器，其被聯(lián)接以產(chǎn)生響應于所述時間周期的一個電壓；以及 一振蕩器，其被聯(lián)接以產(chǎn)生所述時鐘信號，其中所述時鐘信號的頻率響應于所述時 間_電壓轉換器所產(chǎn)生的電壓。
7. 根據(jù)權利要求6所述的集成電路控制器，其中所述時間_電壓轉換器包括一電阻電 容(RC)放電電路，用以將時間周期轉化為所述時間_電壓轉換器所產(chǎn)生的電壓。
8. 根據(jù)權利要求6所述的集成電路控制器，其中所述時間_頻率轉換器進一步包括一 取樣保持電路，該取樣保持電路被聯(lián)接在時間_電壓轉換器和振蕩器之間，其中所述取樣 保持電路對由所述時間_電壓轉換器所產(chǎn)生的電壓進行取樣，并將所取樣的電壓提供至振 蕩器。
9. 根據(jù)權利要求8所述的集成電路控制器，其中所述取樣保持電路還被聯(lián)接以接收所 述驅動信號，其中所述取樣保持電路對所述時間_電壓轉換器所產(chǎn)生的響應于該驅動信號 的電壓進行取樣。
10. 根據(jù)權利要求6所述的集成電路控制器，其中所述電源開關被集成進所述集成電 路控制器中。
11. 一種用于電源的集成電路控制器，該控制器包括一邏輯塊，其用于響應于時鐘信號產(chǎn)生驅動信號，其中所述驅動信號將被聯(lián)接以控制 所述電源的電源開關的切換，從而調節(jié)該電源的輸出；以及一振蕩器，其被聯(lián)接以產(chǎn)生具有響應于所述驅動信號的時間周期的頻率的時鐘信號。
12. 根據(jù)權利要求11所述的集成電路控制器，其中所述振蕩器產(chǎn)生一具有振幅擺動量 的波形，其中所述振幅擺動量是在振蕩器的上基準與下基準之間的差值，其中所述時鐘信號的頻率響應于所述振幅擺動量，并且其中所述振蕩器響應于所述驅動信號的時間周期調 整所述基準中的至少一個。
13. 根據(jù)權利要求12所述的集成電路控制器，其中所述振蕩器調整下閾值和上閾值之 間的至少一個基準。
14. 根據(jù)權利要求13所述的集成電路控制器，其中當所述至少一個基準位于下閾值 時，由所述振蕩器所產(chǎn)生的波形的斜度基本等于當所述至少一個基準位于上閾值時、所述 波形的斜度。
15. 根據(jù)權利要求13所述的集成電路控制器，其中當所述至少一個基準位于下閾值 時，所述時鐘信號的頻率是第一頻率，并且其中當所述至少一個基準位于上閾值時，所述時 鐘信號的頻率是第二頻率。
16. 根據(jù)權利要求15所述的集成電路控制器，其中所述第一頻率大于第二頻率。
17. 根據(jù)權利要求16所述的集成電路控制器，其中所述邏輯塊被聯(lián)接以產(chǎn)生具有響應 于所述時鐘信號的頻率的開關頻率的驅動信號。
18. 根據(jù)權利要求17所述的集成電路控制器，其中所述邏輯塊適于響應于所述時鐘信 號的頻率的增加，來增加所述驅動信號的開關頻率。
19. 根據(jù)權利要求12所述的集成電路控制器，其中所述至少一個基準是所述振蕩器的 上基準。
20. 根據(jù)權利要求12所述的集成電路控制器，其中所述至少一個基準是所述振蕩器的 下基準。
21. 根據(jù)權利要求11所述的集成電路控制器，其中所述電源開關被集成進所述集成電 路控制器中。
22. —種電源，包括一能量傳輸元件，其被聯(lián)接以在電源的輸入和輸出之間傳輸能量； 一電源開關，其聯(lián)接至所述能量傳輸元件；以及一控制器，其聯(lián)接至所述電源開關，以將所述電源開關以一平均開關頻率——該平均 開關頻率在當電源的輸入處的輸入電壓基本固定時是基本固定的——進行切換從而調節(jié) 所述電源的輸出，其中所述控制器被配置為響應于輸入電壓的增加來減少平均開關頻率。
23. 根據(jù)權利要求22所述的集成電路，其中隨著控制器響應于輸入電壓的增加而減少 平均開關頻率，所述電源的最大輸出功率響應于輸入電壓的變化的變動被減少。
24. 根據(jù)權利要求22所述的集成電路，其中隨著控制器響應于輸入電壓的增加而減少 平均開關頻率，所述電源的效率響應于輸入電壓的變化的變動被減少。
25. 根據(jù)權利要求22所述的集成電路，其中隨著控制器響應于輸入電壓的增加而減少 平均開關頻率，所述電源的效率增加。
26. 根據(jù)權利要求22所述的集成電路，其中隨著控制器響應于輸入電壓的增加而減少 平均開關頻率，所述電源的最大輸出減少。
27. 根據(jù)權利要求22所述的集成電路，其中所述電源開關和所述控制器被共同集成進 一單片集成電路中。
全文摘要
一種用于電源的控制器，所述控制器包括一邏輯塊和一時間-頻率轉換器。所述邏輯塊用于響應于一時鐘信號產(chǎn)生驅動信號。所述驅動信號將被聯(lián)接以控制所述電源的電源開關的切換，從而調節(jié)所述電源的輸出。所述時間-頻率轉換器聯(lián)接至所述邏輯塊，并產(chǎn)生具有一個響應于所述驅動信號的一個時間周期的頻率的時鐘信號。
文檔編號H02M3/338GK101795074SQ20101010759
公開日2010年8月4日 申請日期2010年1月29日 優(yōu)先權日2009年1月30日
發(fā)明者A·B·詹格里安, B·巴拉克里什南, L·倫德 申請人:電力集成公司