專利名稱：降壓型功率因數(shù)校正器的控制電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種降壓型功率因數(shù)校正器的控制電路，特別是應(yīng)用于高效率、低輸
入電流諧波的降壓型功率因素校正電路場合。
背景技術(shù)：
由于目前大多數(shù)用電設(shè)備中的非線性元件和儲能元件的存在會使輸入交流電流 波形發(fā)生嚴(yán)重畸變，網(wǎng)側(cè)輸入功率因數(shù)很低，為了滿足國際標(biāo)準(zhǔn)IEC61000-3-2的諧波要 求，必須在這些用電設(shè)備中加入功率因素校正(power factor correction, PFC)電路。傳 統(tǒng)的有源功率因素校正電路一般用升壓(Boost)拓?fù)?，這是因?yàn)锽oost拓?fù)渚哂锌刂迫菀住?驅(qū)動簡單以及在整個工頻周期內(nèi)都可以進(jìn)行開關(guān)工作、輸入電流的功率因數(shù)可以接近于1 的優(yōu)勢。但是Boost電路具有輸出電壓高的缺點(diǎn)，而且在寬范圍輸入(90Vac-265Vac)條件 下，在低電壓段(90Vac-110Vac)效率會比高壓段(220Vac-265Vac)低1_3%。在小功率應(yīng) 用場合，降壓(Buck)拓?fù)淠軌蛟谡麄€輸入電壓范圍內(nèi)保持較高效率，由于工業(yè)上的熱設(shè)計(jì) 都是根據(jù)效率最低點(diǎn)來設(shè)計(jì)的，因此Buck拓?fù)涞臒嵩O(shè)計(jì)也比Boost拓?fù)浜唵巍?
目前Buck拓?fù)渥鳛楣β室驍?shù)校正電路的工作模式主要有斷續(xù)工作模式以及電流 箝位模式(clamped-current buck,CCB)，兩者的工作頻率都是固定的。前者控制Buck電路 的電流始終工作在斷續(xù)模式，每個開關(guān)周期的占空比相同，輸入電流峰值跟隨輸入電壓呈 正弦變化；后者就是用普通的峰值電流控制方式加上變斜率的斜波補(bǔ)償實(shí)現(xiàn)。但是第一種 控制方式下的電流峰值很大，使半導(dǎo)體器件的導(dǎo)通損耗增大，影響效率。第二種控制方式通 過合理設(shè)計(jì)補(bǔ)償斜波的斜率能實(shí)現(xiàn)電流波形接近正弦波，其電路系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖如圖1所示， 圖2為該電路的輸入電壓電流波形，其中^為Buck電感的電流波形，iavg為輸入平均電流 的波形，由圖可知在電壓峰值附近電流處于連續(xù)工作狀態(tài)，會造成二極管的反向恢復(fù)損耗， 而且輸入電流的功率因數(shù)很難在全電壓輸入范圍內(nèi)都保持在0.9以上。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明要解決的技術(shù)問題是提供一種降壓型功率因數(shù)校正器的控制電路，其具 有高效率、同時能保證整個輸入電壓范圍內(nèi)的高功率因數(shù)、滿足IEC61000-3-2Class C， ClassD的諧波要求的特點(diǎn)。本發(fā)明通過所提出的P麗控制與電流補(bǔ)償電路，能夠降低Buck 型功率因數(shù)校正電路中輸入電流的高次諧波，并且實(shí)現(xiàn)主電路中的開關(guān)管的零電壓開通。
為了解決上述技術(shù)問題，本發(fā)明提供一種降壓型功率因數(shù)校正器的控制電路，主 要用于控制降壓型(Buck)變流器實(shí)現(xiàn)功率因素校正功能；通過控制電路對Buck電路采用 變導(dǎo)通時間的電感電流臨界斷續(xù)控制，使開關(guān)管的導(dǎo)通時間在工頻周期內(nèi)隨著輸入電壓的 增加而增大；控制Buck電路中電感電流的臨界斷續(xù)工作方式，當(dāng)電感電流過零時，由于開 關(guān)管結(jié)電容會和電感發(fā)生諧振，在結(jié)電容電壓諧振到谷底時開通開關(guān)管。
作為本發(fā)明的降壓型功率因數(shù)校正器的控制電路的改進(jìn)控制電路包括電感電流 過零檢測電路、延時電路、輸出采樣與誤差放大電路，P麗發(fā)生電路和導(dǎo)通時間控制電路。所述的P麗發(fā)生電路包含R/S觸發(fā)器F和比較器CP。所述的導(dǎo)通時間控制電路包括可控電流 源ic，一個電容C2和一個開關(guān)Sl。 R/S觸發(fā)器的正向輸出端連接到驅(qū)動器輸入端，觸發(fā)器 的反向輸出端連接到開關(guān)S1的控制端。所述的輸出采樣和誤差放大電路的輸入可以是輸 出電路信號，也可以是輸出電壓信號。采樣輸出信號(電壓或電流)并與基準(zhǔn)比較，其輸出 信號是誤差放大信號，該輸出連接比較器CP的負(fù)向輸入端。比較器的正輸入端連接到電容 C2的正端，電容C2的正端連接到可控電流ic的輸出端。比較器的輸出連接R/S觸發(fā)器的 R端。所述的電感電流檢測電路的輸入端為電感電流信號，檢測電路的輸出接到延時電路， 經(jīng)過延時處理電路后接入RS觸發(fā)器的置位端(S端)。 作為本發(fā)明的降壓型功率因數(shù)校正器的控制電路的進(jìn)一步改進(jìn)電感電流過零檢 測電路和延時電路用于保證主開關(guān)在其漏源之間的電壓在過零或者較低時開通，從而保證 主開關(guān)管的零電壓開通。 作為本發(fā)明的降壓型功率因數(shù)校正器的控制電路的進(jìn)一步改進(jìn)導(dǎo)通時間控制電 路控制開關(guān)管在一個工頻半周內(nèi)的導(dǎo)通時間，用于實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的導(dǎo)通時間在工頻半周內(nèi)隨 輸入電壓增加而增大。 作為本發(fā)明的降壓型功率因數(shù)校正器的控制電路的另一種改進(jìn)控制電路包括電 感電流過零檢測電路、延時電路、輸出電壓采樣與誤差放大電路和導(dǎo)通時間控制電路。所述 的輸出電壓采樣和誤差放大電路包括一個運(yùn)放l，補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，以及一個基準(zhǔn)電源Vref。輸出 電壓經(jīng)過R1，R2分壓后接入運(yùn)放1的負(fù)端，運(yùn)放1的負(fù)端再連接補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的一端，運(yùn)放1的 輸出端接比較器1的負(fù)端，運(yùn)放1的正端接基準(zhǔn)電源的正端基準(zhǔn)電源的另一端接地，補(bǔ)償網(wǎng) 絡(luò)的另一端接運(yùn)放l的輸出。輸出電壓調(diào)節(jié)部分主要用于反饋輸出電壓信號，通過補(bǔ)償網(wǎng) 絡(luò)將誤差信號放大，作為P麗發(fā)生部分的一個基準(zhǔn)。 所述的電感電流過零檢測電路包括一個耦合繞組L3，二極管D3以及一個下降沿 檢測電路。耦合繞組L3的一端接地，另一端連接二極管D3的陽極，二極管D3的陰極連接 下降沿檢測電路，下降沿檢測電壓輸出連接R/S觸發(fā)器的S端。 所述的導(dǎo)通時間控制電路包括恒定電流源充電電路和鋸齒波補(bǔ)償電路。所述的恒 定電流源充電電路包括兩個PNP三極管Q2與Q3 ，四個電阻R3 ， R4， R5 ， R6 ， 一個電容C2 ， 一 個二極管D2。其中電阻R5—端連接電源Vcc，另一端連接R3， R6的一端連接Vcc，另一端 連接Q2的射極，Q2的基極連接R3， R5的一端，集電極連接電容C2，電容C2的一端連接二極 管D2的陽極，另一端接地，D2的陰極連接三極管的射極，Q3的集電極接地，基極連接R4的 一端。所述的鋸齒波補(bǔ)償電路包括一個耦合繞組L2，一個二極管D4，一個電阻R7以及一個 NPN三極管Q1。其中L2的一端接地，另一端接D4的陽極，D4的陰極接電阻R7的一端，R7 的另一端連接三極管Q1的基極。Ql的集電極連接比較器1的正端，射極接地。所述的P麗 發(fā)生電路包括一個R/S觸發(fā)器，一個比較器l，其中R/S觸發(fā)器的S端連接下降沿檢測電路 的輸出，R端連接比較器1的輸出，Q端連接自舉驅(qū)動芯片用于驅(qū)動開關(guān)管，比較器的正端連 接電容C2的一端。 作為本發(fā)明的降壓型功率因數(shù)校正器的控制電路的進(jìn)一步改進(jìn)對于浮地輸出的 Buck，進(jìn)行輸出電壓采樣和反饋控制。輸出電壓采樣電路與控制電路是浮地。所述的電壓 采樣電路包括四個電阻Rl， R2， R7， R8和一個PNP三極管Ql。其中R2的一端連接電容Co 的正端，另一端連接R1的一端，Rl的另一端連接輸出電容Co的負(fù)端。R7的一端連接輸出電容過的正端，另一端連接三極管Ql的發(fā)射極，Ql的基極連接Rl與R2的連接點(diǎn)，Ql的集 電極連接R4的一端，R8的另一端接地。 本發(fā)明的主要技術(shù)方案包括通過控制電路對Buck電路采用變導(dǎo)通時間的電感 電流臨界斷續(xù)控制，即使開關(guān)管的導(dǎo)通時間在工頻周期內(nèi)隨著輸入電壓的增加而增大，從 而可以使輸入側(cè)電流的平均值在一定范圍內(nèi)較好的跟蹤輸入電壓，降低輸入側(cè)的高次電流 諧波。通過控制電路保證Buck電路中電感電流的臨界斷續(xù)工作方式，當(dāng)電感電流過零時， 由于開關(guān)管結(jié)電容會和電感發(fā)生諧振，在結(jié)電容電壓諧振到谷底時開通開關(guān)管就實(shí)現(xiàn)了主 開關(guān)的谷底電壓附近或者零電壓開通。所述的控制電路包括輸出采樣和誤差放大電路，電 感電流過零檢測電路，延時電路和導(dǎo)通時間控制電路。所述的電感電流過零檢測電路和延 時電路是為了保證主開關(guān)在其漏源之間的電壓在過零或者較低時開通，從而保證主開關(guān)管 的零電壓開通。所述的導(dǎo)通時間控制電路主要控制開關(guān)管在一個工頻半周內(nèi)的導(dǎo)通時間， 其目的是為了實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的導(dǎo)通時間在工頻半周內(nèi)隨輸入電壓增加而增大。
參照圖3對本發(fā)明所述的技術(shù)方案進(jìn)行描述。圖3為本發(fā)明采用的Buck PFC電 路系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖和控制方案的實(shí)施框圖，圖中所示的電路系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖包括AC輸入電源，整流 橋B，降壓Buck主電路，電感電流過零檢測電路，延時電路，輸出采樣與誤差放大電路和導(dǎo) 通時間控制電路，P麗發(fā)生電路。其中所述的Buck主電路包括一個開關(guān)管S，一個二極管 D，一個電感L，一個電容Co以及一個負(fù)載電阻RL。所述的P麗發(fā)生電路包含R/S觸發(fā)器F 和比較器CP。所述的導(dǎo)通時間控制電路包括可控電流源ic， 一個電容C2和一個開關(guān)Sl。 R/S觸發(fā)器的正向輸出端連接到驅(qū)動器輸入端，觸發(fā)器的反向輸出端連接到開關(guān)S1的控制 端。其中所述的可控電流源的大小隨著整流橋后的電壓Vin的增大而減小，以此實(shí)現(xiàn)占空 比隨輸入電壓增大而增加的關(guān)系。其中AC輸入電源連接整流橋交流輸入，整流橋正端輸出 連接開關(guān)管S的源極，開關(guān)管S的漏極連接二極管D的陰極和電感L的一端，電感L的另一 端連接電容Co的正端。所述的輸出采樣和誤差放大電路用于采樣輸出電壓或者輸出電流 并與基準(zhǔn)比較，其輸出為運(yùn)放的誤差放大信號，該信號連接比較器的負(fù)端。通過輸出采樣電 路來反饋輸出電壓或者輸出電流從而獲得不同的輸出特性。比較器的正端連接一個電容 C2的正端，電容C2正端由一個可控電流源充電，可控電流源的電流隨著輸入電壓增大而減 小，比較器的輸出連接RS觸發(fā)器的R端，當(dāng)電容上的鋸齒波電壓上升到誤差放大電路的輸 出VEA。時，RS觸發(fā)器輸出低電平，通過驅(qū)動電路關(guān)斷S，同時RS觸發(fā)器的反向輸出高電平， 開通Sl，對電容C2進(jìn)行放電，在開關(guān)管關(guān)斷時C2上的電壓Vramp為零。所述的延時電路將 電感電流過零檢測電路的輸出信號延時輸出，該延時電路的延時時間為電容與電感諧振周 期的l/4，其中電容為開關(guān)管S漏源極結(jié)電容與二極管D的寄生電容之禾P，電感為Buck主電 感。所述的電感電流檢測電路的輸入端為電感電流信號，檢測電路的輸出接到延時電路，經(jīng) 過延時處理后接入RS觸發(fā)器的置位端(S端)。當(dāng)電感電流過零時，S漏源極電壓Vds會因 為諧振而下降，經(jīng)過諧振周期的1/4之后剛好能夠到達(dá)電壓最低值，此時開通S其開關(guān)損耗 最低。 本發(fā)明的控制電路方案可以用在與輸入共地，也可以與輸入共正極——即浮地輸 出的Buck電路。 與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明的有益效果是 1)相比傳統(tǒng)Boost PFC，其低壓輸入(90Vac)時的效率高，高效率更有利于熱設(shè)計(jì)，進(jìn)一步減小產(chǎn)品體積。 2)相比傳統(tǒng)Buck PFC控制，該種控制方式能夠?qū)崿F(xiàn)Buck開關(guān)管的零電壓開通，并且沒有二極管反向恢復(fù)問題，能夠具有更高效率。 3)通過引入斜波補(bǔ)償部分，能夠控制開關(guān)管的導(dǎo)通時間隨輸入電壓變化，使輸入電流波形更接近正弦波，減小輸入電流的諧波成分，滿足IEC61000-3-2Class C， Class D的標(biāo)準(zhǔn)。 綜上所述，本發(fā)明屬于提出了 Buck拓?fù)渥鳛楣β室蛩匦Ｕ鞯目刂齐娐罚\(yùn)用該控制電路能夠?qū)崿F(xiàn)Buck電路開關(guān)管的零電壓開通，消除了高壓續(xù)流二極管的反向恢復(fù)損耗，通過控制導(dǎo)通時間隨輸入電壓的增大而增大，能夠降低輸入電流諧波。因此相對于傳統(tǒng)的兩種Buck PFC電路控制方法來說電路具有更高的效率，同時能保證整個輸入電壓范圍內(nèi)的高功率因數(shù)，滿足IEC61000-3-2的諧波要求。


下面結(jié)合附圖對本發(fā)明的具體實(shí)施方式
作進(jìn)一步詳細(xì)說明。 圖1是傳統(tǒng)Buck PFC電路系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖； 圖2是圖1所示電路主要波形圖； 圖3Buck PFC電路系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖和控制方案的實(shí)施框圖； 圖4是圖3所示電路主要波形圖； 圖5是本發(fā)明具體電路實(shí)施例1 ; 圖6是圖5所示主要電路波形圖； 圖7是圖5未加入鋸齒波補(bǔ)償電路的主要波形圖； 圖8是圖7輸入電流諧波含量圖； 圖9是圖5輸入電流諧波含量圖； 圖10是本發(fā)明具體電路實(shí)施例2。
具體實(shí)施例方式
下面通過具體的實(shí)例并結(jié)合附圖對本發(fā)明做進(jìn)一步詳細(xì)的描述。 參照圖4，其為圖3所示電路主要波形圖，其中圖4 (a)為C2上電壓VMmp與誤差放
大器輸出電壓VEA。波形圖，圖4 (b)為開關(guān)管驅(qū)動Vgs波形圖，由圖可知，當(dāng)V，p電壓上升到
V，時，驅(qū)動Vgs變低。圖4(c)為開關(guān)管的電流波形，開關(guān)管開通時電流線性上升，關(guān)斷時
電流為零，電感電流線性下降。圖4(d)為輸入電流平均值，也就是是開關(guān)管電流i。的平均值。 參照圖5，即為本發(fā)明的具體電路實(shí)施例l，Buck電路的開關(guān)管驅(qū)動由自舉芯片提供，buck的輸出與輸入共地，對輸出電壓進(jìn)行反饋控制。圖中所述的輸出電壓采樣和誤差放大電路包括一個運(yùn)放l，補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，以及一個基準(zhǔn)電源Vref。輸出電壓經(jīng)過R1，R2分壓后接入運(yùn)放1的負(fù)端，運(yùn)放1的負(fù)端再連接補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的一端，運(yùn)放1的輸出端接比較器1的負(fù)端，運(yùn)放1的正端接基準(zhǔn)電源的正端基準(zhǔn)電源的另一端接地，補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的另一端接運(yùn)放1的輸出。輸出電壓調(diào)節(jié)部分主要用于反饋輸出電壓信號，通過補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)將誤差信號放大，作為P麗發(fā)生部分的一個基準(zhǔn)。
所述的電感電流過零檢測電路包括一個耦合繞組L3，二極管D3以及一個下降沿檢測電路。耦合繞組L3的一端接地，另一端連接二極管D3的陽極，二極管D3的陰極連接下降沿檢測電路，下降沿檢測電壓輸出連接R/S觸發(fā)器的S端。當(dāng)開關(guān)管關(guān)斷，電感上承受的電壓為V。，電感L1電流下降，耦合繞組上感應(yīng)出的電壓V^為正，二極管D3導(dǎo)通。當(dāng)電感電流下降到零時，耦合繞組L3上電壓變?yōu)榱悖ㄟ^下降沿檢測電路檢測，就能夠在電感電流過零的時候產(chǎn)生一個高電平，該電平能夠使開關(guān)管導(dǎo)通，實(shí)現(xiàn)電感電流過零開通。
所述的導(dǎo)通時間控制電路包括恒定電流源充電電路和鋸齒波補(bǔ)償電路。所述的恒定電流源充電電路包括兩個PNP三極管Q2與Q3 ，四個電阻R3 ， R4， R5 ， R6 ， 一個電容C2 ， 一個二極管D2。其中電阻R5 —段連接電源Vcc，另一端連接R3， R6的一端連接Vcc，另一端連接Q2的射極，Q2的基極連接R3，R5的一端，集電極連接電容C2，電容C2的一端連接二極管D2的陽極，另一端接地，D2的陰極連接三極管的射極，Q3的集電極接地，基極連接R4的一端。電流源充電電路在一個開關(guān)周期內(nèi)能夠給C2以恒定電流充電，當(dāng)門極驅(qū)動關(guān)斷時，三極管Q3導(dǎo)通，電容C2通過D2放電。所述的鋸齒波補(bǔ)償電路包括一個耦合繞組L2， 一個二極管D4， 一個電阻R7以及一個NPN三極管Ql 。其中L2的一端接地，另一端接D4的陽極，D4的陰極接電阻R7的一端，R7的另一端連接三極管Q1的基極。Ql的集電極連接比較器1的正端，射極接地。該導(dǎo)通時間控制電路通過鋸齒波補(bǔ)償電路來改變C2的充電電流，所述的鋸齒波補(bǔ)償電路實(shí)現(xiàn)了可變電流源與輸入電壓的變化關(guān)系，從而實(shí)現(xiàn)S導(dǎo)通時間可變。
所述的P麗發(fā)生電路包括一個R/S觸發(fā)器， 一個比較器1，其中R/S觸發(fā)器的S端連接RC延時電路的輸出，R端連接比較器1的輸出，Q端連接自舉驅(qū)動芯片用于驅(qū)動開關(guān)管，比較器的正端連接電容C2的一端。當(dāng)下降沿檢測電路檢測到下降沿時，R/S觸發(fā)器輸出高電平，當(dāng)C2上的電壓達(dá)到VEA。時，比較器輸出高，R/S觸發(fā)器輸出為低，開關(guān)管驅(qū)動關(guān)斷。
參照圖6，其為圖5實(shí)現(xiàn)的變導(dǎo)通時間法主要波形圖，圖6(a)為輸入電壓波形，圖6(b)為開關(guān)管門極驅(qū)動波形Vgs，圖6(c)為C2上電壓Vramp與誤差放大器輸出電壓V，波形圖，圖6(d)為耦合繞組L2上的電壓，在輸入電壓峰值附近，、2上耦合出的正電壓越大。圖6(e)為恒流源ih和補(bǔ)償電流"，ih的電流由分壓電阻R3， R5以及限流電阻R6決定，"的電流隨V^耦合出的正電壓改變，在輸入電壓峰值點(diǎn)附近，ir的電流越大。圖6(f)為C2上的充電電流i。，圖6(c)中V，p的斜率由充電電流i。決定，在輸入電壓峰值附近，i。減小，
Vramp的斜率變小，開關(guān)管門極驅(qū)動信號變大，換句話說，通過ir抽取恒流充電電流，使ic隨輸入電壓V年變化，實(shí)現(xiàn)了隨輸入變化的可變電流源ic。由于ic的大小影響Vramp，使V，p
的斜率變化，從而改變開關(guān)管的導(dǎo)通時間，實(shí)現(xiàn)變導(dǎo)通時間控制。 參照圖7，其為未加補(bǔ)償電流源時，控制的電路主要波形，其中圖7 (a)為C2上電壓V，p與誤差放大器輸出電壓V，波形圖，圖7(b)為開關(guān)管驅(qū)動Vgs波形圖，圖7(c)為開關(guān)管的電流波形，開關(guān)管開通時電流線性上升，關(guān)斷時電流為零，電感電流線性下降。圖7(d)為輸入電流平均值，也就是是開關(guān)管電流iQ的平均值。圖中由于不加入電流源補(bǔ)償，鋸齒波的斜率是相同的，鋸齒波上升到V，時關(guān)斷開關(guān)管，此時在一個工頻周期內(nèi)開關(guān)管的導(dǎo)通時間是固定的，輸入電流的波形如圖7(c)所示，其諧波含量較大。 參照圖8，其為未采用本發(fā)明補(bǔ)償部分的輸入電流諧波含量圖，Buck PFC的輸入電壓為220V，輸出電壓為80V，可以看到7次，9次諧波含量均已經(jīng)超過IEC61000-3-2Class-C中對照明類電源的諧波含量限制。
參照圖9，其為本發(fā)明實(shí)現(xiàn)的輸入電流諧波含量圖，經(jīng)過補(bǔ)償，輸入電流更接近正弦波，其能夠很好的IEC61000-3-2 Class-C中的諧波含量限制。 參照圖10，所述的浮地輸出方案電路系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖即為本發(fā)明的實(shí)施例2，其中Buck電路采用浮地輸出方案，輸出端與輸入端不共地，開關(guān)管不需要自舉驅(qū)動芯片。通過采樣輸出電壓反饋獲得穩(wěn)定的輸出?？刂齐娐废啾葘?shí)施例1(圖5)改變了輸出電壓采樣電路和開關(guān)管驅(qū)動電路。由于S的源極接地，因此器驅(qū)動信號無需自舉。輸入端AC經(jīng)整流橋之后連接二極管D的陰極和電容的正端，二極管D的陽極連接開關(guān)管S的漏極，電容的負(fù)端連接電感的一端，電感的另一端連接開關(guān)管S的漏極，開關(guān)管S的源極接地。所述的電壓采樣電路包括四個電阻Rl， R2， R7， R8和一個PNP三極管Ql。其中R2的一端連接電容Co的正端，另一端連接R1的一端，Rl的另一端連接輸出電容Co的負(fù)端。R7的一端連接輸出電容過的正端，另一端連接三極管Ql的發(fā)射極，Ql的基極連接Rl與R2的連接點(diǎn)，Ql的集電極連接R8的一端，R8的另一端接地。圖10的其余部分同實(shí)施例l，這里不再贅述。
最后，還需要注意的是，以上列舉的僅是本發(fā)明的若干個具體實(shí)施例。顯然，本發(fā)明不限于以上實(shí)施例，還可以有許多變形。本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員能從本發(fā)明公開的內(nèi)容直接導(dǎo)出或聯(lián)想到的所有變形，均應(yīng)認(rèn)為是本發(fā)明的保護(hù)范圍。
9
權(quán)利要求
一種降壓型功率因數(shù)校正器的控制電路，用于控制降壓型變流器實(shí)現(xiàn)功率因素校正功能；其特征在于通過控制電路對Buck電路采用變導(dǎo)通時間的電感電流臨界斷續(xù)控制，使開關(guān)管的導(dǎo)通時間在工頻周期內(nèi)隨著輸入電壓的增加而增大；控制Buck電路中電感電流的臨界斷續(xù)工作方式，當(dāng)電感電流過零時，由于開關(guān)管結(jié)電容會和電感發(fā)生諧振，在結(jié)電容電壓諧振到谷底時開通開關(guān)管。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的降壓型功率因數(shù)校正器的控制電路，其特征在于所述控制 電路包括電感電流過零檢測電路、延時電路、輸出采樣與誤差放大電路、P麗發(fā)生電路和導(dǎo) 通時間控制電路；所述P麗發(fā)生電路包含R/S觸發(fā)器F和比較器CP ;所述導(dǎo)通時間控制電 路包括可控電流源ic、一個電容C2和一個開關(guān)S1，R/S觸發(fā)器的正向輸出端連接到驅(qū)動器 輸入端，觸發(fā)器的反向輸出端連接到開關(guān)S1的控制端；所述輸出采樣和誤差放大電路的輸 入為輸出電路信號或輸出電壓信號；采樣輸出信號并與基準(zhǔn)比較，其輸出信號是誤差放大 信號，該輸出連接比較器CP的負(fù)向輸入端；比較器CP的正輸入端連接到電容C2的正端，電 容C2的正端連接到可控電流ic的輸出端；比較器CP的輸出連接R/S觸發(fā)器的R端；所述電感電流過零檢測電路的輸入端為電感電流信號，檢測電路的輸出接到延時電路，經(jīng)過延時處理電路后接入RS觸發(fā)器的置位端。
3. 根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的降壓型功率因數(shù)校正器的控制電路，其特征在于所述電感電流過零檢測電路和延時電路用于保證主開關(guān)在其漏源之間的電壓在過零或者較低 時開通，從而保證主開關(guān)管的零電壓開通。
4. 根據(jù)權(quán)利要求3所述的降壓型功率因數(shù)校正器的控制電路，其特征在于所述導(dǎo)通時間控制電路控制開關(guān)管在一個工頻半周內(nèi)的導(dǎo)通時間，用于實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的導(dǎo)通時間在工 頻半周內(nèi)隨輸入電壓增加而增大。
5. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的降壓型功率因素校正器的控制電路，其特征在于所述控制電路包括電感電流過零檢測電路、延時電路、輸出電壓采樣與誤差放大電路和導(dǎo)通時間控制電路；所述輸出電壓采樣和誤差放大電路包括一個運(yùn)放1、補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)以及一個基準(zhǔn)電源 Vref ;輸出電壓經(jīng)過R1、 R2分壓后接入運(yùn)放1的負(fù)端，運(yùn)放1的負(fù)端再連接補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的一 端，運(yùn)放1的輸出端接比較器1的負(fù)端，運(yùn)放1的正端接基準(zhǔn)電源的正端，基準(zhǔn)電源的另一 端接地，補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的另一端接運(yùn)放1的輸出；輸出電壓調(diào)節(jié)部分用于反饋輸出電壓信號，通 過補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)將誤差信號放大，作為P麗發(fā)生部分的一個基準(zhǔn)；所述電感電流過零檢測電路包括一個耦合繞組L3、二極管D3以及一個下降沿檢測電 路；耦合繞組L3的一端接地，另一端連接二極管D3的陽極，二極管D3的陰極連接下降沿檢 測電路，下降沿檢測電壓輸出連接R/S觸發(fā)器的S端；所述導(dǎo)通時間控制電路包括恒定電流源充電電路和鋸齒波補(bǔ)償電路；所述恒定電流源 充電電路包括兩個PNP三極管Q2與Q3，四個電阻R3， R4， R5， R6， 一個電容C2， 一個二極管 D2。其中電阻R5—端連接電源Vcc，另一端連接R3， R6的一端連接Vcc，另一端連接Q2的 射極，Q2的基極連接R3， R5的一端，集電極連接電容C2，電容C2的一端連接二極管D2的 陽極，另一端接地，D2的陰極連接三極管的射極，Q3的集電極接地，基極連接R4的一端；所 述鋸齒波補(bǔ)償電路包括一個耦合繞組L2、一個二極管D4、一個電阻R7以及一個NPN三極管 Ql ;其中L2的一端接地，另一端接D4的陽極，D4的陰極接電阻R7的一端，R7的另一端連接三極管Q1的基極；Q1的集電極連接比較器1的正端，射極接地；所述P麗發(fā)生電路包括一 個R/S觸發(fā)器和一個比較器l，其中R/S觸發(fā)器的S端連接下降沿檢測電路的輸出，R端連 接比較器l的輸出，Q端連接自舉驅(qū)動芯片用于驅(qū)動開關(guān)管，比較器的正端連接電容C2的丄山i而。
6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的降壓型功率因素校正器的控制電路，其特征在于對于浮地 輸出的Buck,進(jìn)行輸出電壓采樣和反饋控制；輸出電壓采樣電路與控制電路是浮地；所述電壓采樣電路包括四個電阻Rl， R2， R7， R8和一個PNP三極管Ql ;其中R2的一端連接電容 Co的正端，另一端連接Rl的一端，Rl的另一端連接輸出電容Co的負(fù)端；R7的一端連接輸 出電容過的正端，另一端連接三極管Ql的發(fā)射極，Ql的基極連接Rl與R2的連接點(diǎn)，Ql的 集電極連接R4的一端，R8的另一端接地。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種降壓型功率因數(shù)校正器的控制電路，用于控制降壓型變流器實(shí)現(xiàn)功率因素校正功能；通過控制電路對Buck電路采用變導(dǎo)通時間的電感電流臨界斷續(xù)控制，使開關(guān)管的導(dǎo)通時間在工頻周期內(nèi)隨著輸入電壓的增加而增大；控制Buck電路中電感電流的臨界斷續(xù)工作方式，當(dāng)電感電流過零時，由于開關(guān)管結(jié)電容會和電感發(fā)生諧振，在結(jié)電容電壓諧振到谷底時開通開關(guān)管。本發(fā)明的降壓型功率因數(shù)校正器的控制電路，其具有高效率、同時能保證整個輸入電壓范圍內(nèi)的高功率因數(shù)、滿足IEC61000-3-2 Class C，Class D的諧波要求的特點(diǎn)。
文檔編號H02J3/01GK101777770SQ20101011171
公開日2010年7月14日 申請日期2010年2月12日 優(yōu)先權(quán)日2010年2月12日
發(fā)明者吳新科, 張軍明, 楊劍友, 錢照明 申請人:浙江大學(xué)