專利名稱：一種交流-直流電源轉(zhuǎn)換電路及其修調(diào)方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及電路設(shè)計技術(shù)領(lǐng)域，具體設(shè)計一種交流-直流電源轉(zhuǎn)換電路及其修調(diào) 方法。
背景技術(shù)：
交流-直流(AC-DC)電源轉(zhuǎn)換電路用來通過變壓器將交流電源變換成直流電源， AC-DC電源轉(zhuǎn)換電路有恒定電壓模式和恒定電流模式兩種工作模式。圖1示出了 AC-DC電 源轉(zhuǎn)換器在恒定電流模式下的功能模塊示意圖，通常包括變壓器、基準(zhǔn)電壓產(chǎn)生器、振蕩 電路、感應(yīng)電路、電流限制電路以及脈寬產(chǎn)生器。其中，所述變壓器包括初級側(cè)電路、次級側(cè)電路和輔助級電路(圖1中未示出)， 其中，初級側(cè)電路中的初級側(cè)線圈的一端接至外部的交流電源AC，另一端通過一功率開關(guān) 接地；次級側(cè)電路中的次級側(cè)線圈通過感應(yīng)初級側(cè)線圈的電流，輸出直流電壓V。ut和電流 Iout, Vout是AC-DC電源轉(zhuǎn)換器在恒定電流模式下的輸出電壓，Iout是AC-DC電源轉(zhuǎn)換器在恒 定電流模式下的輸出電流。V。ut用于向外部的負(fù)載&供電，負(fù)載&上的電流為I。ut?；鶞?zhǔn)電壓產(chǎn)生器，用于產(chǎn)生參考電壓Vref。振蕩電路，用于基于參考電壓信號VMf產(chǎn)生預(yù)定頻率的振蕩信號，并基于所述振蕩 信號生成決定功率開關(guān)最短導(dǎo)通時間的導(dǎo)通控制信號min_D。感應(yīng)電路，用于通過感應(yīng)變壓器初級側(cè)線圈的電感電流Ip。■，獲得一與所述電感 電流IP。WCT成比例的感應(yīng)電流Ismse。電流限制電路，用于基于感應(yīng)電流Ismse,在變壓器初級側(cè)線圈的電感電流Ipower大 于等于限制電流Ilim時輸出過流保護信號OCP ；這里，限制電流Ilim時是變壓器初級側(cè)線圈 的電感電流最大能達(dá)到的電流。脈寬產(chǎn)生器，用于基于所述導(dǎo)通控制信號和過流保護信號生成功率開關(guān)的脈寬調(diào) 制信號NPWN，所述脈寬調(diào)制信號NPWN經(jīng)過一驅(qū)動電路放大后輸出至變壓器初級側(cè)的功率 開關(guān)，其中，所述脈寬調(diào)制信號在所述過流保護信號產(chǎn)生(即初級側(cè)線圈的電感電流Ipotct 大于等于限制電流Ilim)時控制所述功率開關(guān)關(guān)斷，在所述導(dǎo)通控制信號產(chǎn)生時控制所述功 率開關(guān)導(dǎo)通。請參考圖2，圖2示出了 AC-DC電源轉(zhuǎn)換電路中變壓器的電路示意圖。其中，外部 的交流電源AC經(jīng)過一全橋式轉(zhuǎn)換器(full-bridge)和電感Lf接至變壓器的初級側(cè)線圈Lm 的一端，初級側(cè)線圈Lm的另一端經(jīng)由一個功率開關(guān)MNSW接地。該功率開關(guān)MNSW為集成電 路中的一 NMOS管，該NMOS管的漏級接初級側(cè)線圈Lm的另一端，源級接地，柵極接驅(qū)動電路 的輸出；變壓器的輔助級側(cè)線圈的一端通過依次連接的二極管D2、電阻R’ 3、R’ 1連接至初 級側(cè)線圈的所述一端，變壓器的輔助級側(cè)線圈的另一端接地，并且輔助級側(cè)線圈的所述一 端通過依次連接的電阻R’ 4、R’ 5接地，通過在電阻R’ 4、R’ 5之間設(shè)置一輸出節(jié)點FB，該 節(jié)點FB輸出反饋電壓，所述反饋電壓為輔助級側(cè)輸出電壓的反饋電壓，在變壓器反激后， 輔助級側(cè)的輸出電壓與次級側(cè)輸出電壓V。ut成正比，其比值為輔助級側(cè)線圈和次級側(cè)線圈的匝數(shù)比，因此Vfb也與次級側(cè)輸出電壓V。ut成正比，所述反饋電壓也可以看作次級側(cè)輸出 電壓的反饋電壓。在脈寬調(diào)制信號的控制下，該功率開關(guān)MNSW以一定的開關(guān)頻率fsw控制 著初級側(cè)線圈的導(dǎo)通和關(guān)斷。變壓器的次級側(cè)線圈輸出直流電壓V。ut，給外部的負(fù)載&供 電，負(fù)載&上的電流為I。ut。在所述AC-DC電源轉(zhuǎn)換電路工作于恒定電流模式(Constant CurrentMode)時，所 述初級側(cè)在功率開關(guān)關(guān)斷時所儲存的能量Win為Win = ^.Lm.IJ(1)其中Lm為初級側(cè)線圈的電感值，Ilim為初級側(cè)線圈的限制電流，在功率開關(guān)關(guān)斷前 的瞬間，初級側(cè)線圈的電感電流等于所述限制電流Ilim。所述次級側(cè)在功率開關(guān)的一個開關(guān)周期內(nèi)所消耗的能量Wout為Wout = VourIout.^-(2)
J SW其中fsw為功率開關(guān)的開關(guān)頻率或工作頻率，Vout為變壓器次級側(cè)的輸出電壓，Iout 為變壓器次級側(cè)的輸出電流。假設(shè)初級側(cè)能量以效率η傳遞到次級側(cè)，根據(jù)能量守恒可得Win* n = Wout (3)將式⑴和⑵帶入式⑶，并進(jìn)行變換后可得請參閱圖3，其示出了現(xiàn)有技術(shù)中的一種電流限制電路。本說明書附圖中使用帶 圓圈的MOS管表示PMOS管，不帶圓圈的MOS管表示NMOS管，即圖3電路中上半部分的MOS 管都是PMOS管，下半部分的MOS管都是NMOS管，圖3中的比值表示對應(yīng)的電流鏡像電路中 MOS管的寬長比的比值，即鏡像比例系數(shù)。圖3所示的電流限制電路用來比較初級側(cè)線圈的 電感電流Ipotct的感應(yīng)電流和第一基準(zhǔn)電流Ibiasl，并在所述感應(yīng)電流Ismse大于等于第 一基準(zhǔn)電流Ibiasl時，產(chǎn)生過流保護信號OCP以關(guān)斷所述功率開關(guān)。從圖3可以看出，所述 第一基準(zhǔn)電流Ibiasl為
^(5)
_] Zbiasl = _
K3其中Δ Vgs為NMOS管Μ5和Μ6的柵源電壓差的差值，這里使用R3來表示電阻R3的 電阻值。圖3中，假設(shè)感應(yīng)電流Ismse與電感電流Ip。■之間的感應(yīng)比例為1 Ka，即Ipotct = KaIsense，則按照以下公式可以計算得到限制電流Ilim H-Ibiasl=Ka
^ (6)
R3 再請參閱圖4，其示出了一種振蕩電路。所述振蕩電路可以產(chǎn)生一定頻率的振蕩 信號0SC，基于所述振蕩信號可以生成決定功率開關(guān)最短導(dǎo)通時間的導(dǎo)通控制信號min_D。 這樣，功率開關(guān)的工作頻率等于所述振蕩信號的頻率。在電容Cp的電壓Vramp小于參考電壓Vref時，通過充電電流I。h_給電容Cp充電，在Vmp大于等于VMf時，比較器CMP輸出的信號 將控制NMOS管MN4導(dǎo)通，從而對電容放電。這里，參考電壓Vref是基準(zhǔn)電壓產(chǎn)生器(圖中 未示出)輸出的一個電壓信號，Vfb是所述變壓器的輔助級側(cè)線圈輸出的直流電壓的反饋電 壓，在變壓器反激后，輔助級側(cè)的輸出電壓與次級側(cè)輸出電壓V。ut成正比，其比值為輔助級 側(cè)線圈和次級側(cè)線圈的匝數(shù)比，因此該反饋電壓也與次級側(cè)輸出電壓V-成正比。所述振 蕩電路輸出的振蕩信號為0 Vref的鋸齒波信號，其頻率為功率開關(guān)的開關(guān)頻率fsw，假設(shè) 第二基準(zhǔn)電流Ibias2被鏡像復(fù)制Kb倍后為電容Cp的充電電流，OSC信號的電壓變化范圍為 Δ V (這里Δ V = Vrrf)，因此有
Γ0026] / =Kb.hias2= Kb'VpB 二 Kb'VpB(7)
L0026」Jsw AV Cpu4 Cp-Vref-R4AC-DC電源轉(zhuǎn)換電路工作于恒定電流模式時，通常要求輸出電流精度保證在 士 10%范圍內(nèi)，但由于輸出電流與電路中很多參數(shù)相關(guān)，例如工作頻率隨工藝和溫度的偏 差通常就大于50%，因此需要對輸出電流的相關(guān)參數(shù)進(jìn)行修調(diào)(trimming)，以保證量產(chǎn)時 的變壓器次級側(cè)輸出電流I。ut的精度。在所述AC-DC電源轉(zhuǎn)換電路工作于恒定電流模式時，需要維持輸出電流I。ut恒定。 根據(jù)式⑷，系統(tǒng)輸出電流I。ut與限制電流Ilim、工作頻率fsw、變壓器次級側(cè)輸出電壓v。ut有 關(guān)?，F(xiàn)有技術(shù)中對AC-DC電源轉(zhuǎn)換電路進(jìn)行修調(diào)的方法，包括以下步驟1、修調(diào)R3,使得根據(jù)公式(6)得到預(yù)先設(shè)定的Ilim。2、修調(diào)基準(zhǔn)電壓產(chǎn)生器，以得到預(yù)先設(shè)定的V。ut。v和參考電壓V&。這里Voutcv是 AC-DC電源轉(zhuǎn)換電路在恒定電壓模式下的輸出電壓。3、修調(diào)Cp或R4,使得根據(jù)公式(7)得到預(yù)先設(shè)定的fsw。通過上述修調(diào)步驟即可保證I。ut的精度，但這種修調(diào)方法的缺點是需要對三個變 量進(jìn)行修調(diào)，由于涉及的變量較多，因此在電路中所需修調(diào)焊盤(pad)非常多，修調(diào)工作量 大，修調(diào)耗時長，導(dǎo)致修調(diào)成本非常高。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明所要解決的技術(shù)問題是提供一種交流_直流電源轉(zhuǎn)換電路及其修調(diào)方法， 減少交流-直流電源轉(zhuǎn)換電路中修調(diào)變量的個數(shù)，降低修調(diào)工作量和耗時，減少修調(diào)成本。為解決上述技術(shù)問題，本發(fā)明提供方案如下一種交流-直流AC-DC電源轉(zhuǎn)換電路，包括變壓器、基準(zhǔn)電壓產(chǎn)生器、振蕩電路、感 應(yīng)電路、電流限制電路以及脈寬產(chǎn)生器；所述變壓器，包括初級側(cè)線圈和次級側(cè)線圈，其中所述初級側(cè)線圈的一端用于連 接外部的交流電源，另一端通過一 NMOS管的功率開關(guān)接地；所述次級側(cè)線圈通過感應(yīng)初級 側(cè)線圈的電感電流，輸出直流電壓；所述基準(zhǔn)電壓產(chǎn)生器，產(chǎn)生第一、第二參考電壓；所述感應(yīng)電路，產(chǎn)生與所述電感電流成預(yù)定第一比例的感應(yīng)電流；脈寬產(chǎn)生器，基于所述振蕩電路產(chǎn)生的導(dǎo)通控制信號和所述電流限制電路產(chǎn)生的 過流保護信號，生成控制所述功率開關(guān)關(guān)斷或?qū)ǖ拿}寬調(diào)制信號；
其中，所述電流限制電路，用于利用第一電阻和基準(zhǔn)電壓產(chǎn)生器產(chǎn)生第一參考電流，并 產(chǎn)生與所述第一參考電流成預(yù)定第二比例的基準(zhǔn)電流，以及產(chǎn)生與所述感應(yīng)電流成預(yù)定第 三比例的比較電流，并在所述比較電流大于等于所述基準(zhǔn)電流時產(chǎn)生過流保護信號；所述振蕩電流，用于利用第二電阻和所述變壓器的輔助級側(cè)線圈輸出的直流電壓 的反饋電壓產(chǎn)生第二參考電流，并產(chǎn)生與所述第二參考電流成預(yù)定第四比例的、用于對第 一電容充電的充電電流，并控制所述第一電容周期地充、放電，從而產(chǎn)生預(yù)定頻率的振蕩信 號，以及基于所述振蕩信號生成決定功率開關(guān)最短導(dǎo)通時間的所述導(dǎo)通控制信號，其中所 述第一電阻和第二電阻的電阻值的比值為預(yù)定第五比例，所述第一電容的電壓幅度的變化 范圍與所述基準(zhǔn)電壓產(chǎn)生器產(chǎn)生的第二參考電壓之間成預(yù)定第六比例。優(yōu)選地，上述的交流_直流電源轉(zhuǎn)換電路中，所述電流限制電路包括第一運算放大器、所述第一電阻、第一 NMOS管以及電流鏡 像電路；其中，所述第一運算放大器的正輸入端接所述第一參考電壓，負(fù)輸入端通過所述第一電 阻接地，輸出端接所述第一 NMOS管的柵極；所述第一 NMOS管的源級也通過所述第一電阻接地，漏級接第一電流鏡像電路的 鏡像輸入端；所述第一電流鏡像電路的鏡像輸出端為振蕩信號OCP輸出端，所述OCP輸出端通 過至少一個電流鏡像電路接所述感應(yīng)電流，所述感應(yīng)電流通過所述至少一個電流鏡像電路 鏡像后輸入至所述OCP輸出端。優(yōu)選地，上述的交流_直流電源轉(zhuǎn)換電路中，所述至少一個電流鏡像電路包括依次連接的第二、第三、第四電流鏡像電路；所述 OCP輸出端接所述第二電流鏡像電路的鏡像輸出端，所述第二電流鏡像電路的鏡像輸入端 接所述第三電流鏡像電路的鏡像輸出端，所述第三電流鏡像電路的鏡像輸入端接所述第四 電流鏡像電路的鏡像輸出端，所述第四電流鏡像電路的鏡像輸入端接所述感應(yīng)電流。優(yōu)選地，上述的交流_直流電源轉(zhuǎn)換電路中，所述振蕩電路包括第三運算放大器、所述第二電阻、第三、第四NMOS管、所述第 一電容、第二比較器、延遲單元以及第六電流鏡像電路；所述第三運算放大器的正輸入端接基于變壓器的輔助級側(cè)線圈輸出直流電壓生 成的反饋電壓，負(fù)輸入端通過所述第二電阻接地，輸出端接所述第三NMOS管的柵極；所述第三NMOS管的源級也通過所述第二電阻接地，漏級接所述第六電流鏡像電 路的鏡像輸入端；所述第六電流鏡像電路的鏡像輸出端為振蕩信號OSC輸出端，所述OSC輸出端通 過所述第一電容接地，同時還接所述第四NMOS管的漏級和第二比較器的正輸入端；所述第四NMOS管的源級接地，柵極接所述延遲單元的輸出端；所述第二比較器的負(fù)輸入端接所述第二參考電壓，輸出端接所述延遲單元；所述延遲單元，對第二比較器輸出端的輸出信號進(jìn)行延遲處理，并基于所述輸出 信號以及延遲處理得到的延遲信號，生成并輸出決定功率開關(guān)最短導(dǎo)通時間的導(dǎo)通控制信 號。
優(yōu)選地，上述的交流_直流電源轉(zhuǎn)換電路中，所述振蕩電路包括第二運算放大器、所述第二電阻、第二匪OS管、所述第一電 容、導(dǎo)通開關(guān)、選擇開關(guān)、第一比較器、延遲單元以及第五電流鏡像電路；其中，所述第二運算放大器的正輸入端接基于所述變壓器的輔助級側(cè)線圈輸出的 直流電壓所生成的反饋電壓，負(fù)輸入端通過所述第二電阻接地，輸出端接所述第二 NMOS管 的柵極；所述第二 NMOS管的源級也通過所述第二電阻接地，漏級接所述第五電流鏡像電 路的鏡像輸入端；所述第五電流鏡像電路的鏡像輸出端為振蕩信號OSC輸出端，所述OSC輸出端通 過所述第一電容接地，同時還通過所述導(dǎo)通開關(guān)接地；所述選擇開關(guān)包括兩個輸入端，分別接由所述基準(zhǔn)電壓產(chǎn)生器產(chǎn)生的第二參考電 壓分壓得到的兩個電壓Vh和\，其中Vh大于\ ；所述選擇開關(guān)還包括一個輸出端，接所述 第一比較器的正輸入端；所述第一比較器的負(fù)輸入端接至所述OSC輸出端，輸出端同時接所述選擇開關(guān)、 導(dǎo)通開關(guān)和延遲單元，其中在所述第一比較器輸出端的輸出信號為高電平時，控制所述導(dǎo) 通開關(guān)關(guān)斷，并控制所述選擇開關(guān)將Vh連接至第一比較器的正輸入端；在第一比較器輸出 端的輸出信號為低電平時，控制所述導(dǎo)通開關(guān)導(dǎo)通，并控制所述選擇開關(guān)將\連接至第一 比較器的正輸入端；所述延遲單元，對第一比較器輸出端的輸出信號進(jìn)行延遲處理，并基于所述輸出 信號以及延遲處理得到的延遲信號，生成并輸出決定功率開關(guān)最短導(dǎo)通時間的導(dǎo)通控制信號。優(yōu)選地，上述的交流-直流電源轉(zhuǎn)換電路中，還包括連接在所述脈寬產(chǎn)生器和所述功率開關(guān)之間的驅(qū)動電路，用于對所述脈寬調(diào)制信 號進(jìn)行放大后輸出至所述功率開關(guān)。本發(fā)明還提供了一種對恒定電流模式下的AC-DC電源轉(zhuǎn)換電路進(jìn)行修調(diào)的方法， 應(yīng)用于權(quán)利要求1至6任一項所述的AC-DC電源轉(zhuǎn)換電路，包括修調(diào)所述基準(zhǔn)電壓產(chǎn)生器，使之產(chǎn)生預(yù)定數(shù)值的第一、第二參考電壓；測量獲得所述第一電阻的電阻值R1,并根據(jù)所述電阻值R1和所述第五比例，計算 得到所述第二電阻的電阻值R2 ；施加電壓值為Vfb的所述反饋電壓，并測量得到所述功率開關(guān)管的工作頻率fsw，進(jìn) 而根據(jù)所述工作頻率fsw、VFB、所述第四比例、所述第六比例、所述第二參考電壓以及R2，計算 得到所述第一電容的電容值C1 ；在所述功率開關(guān)管的漏級施加一電流值逐漸增加的電流，并在該漏級處觀測過流 保護現(xiàn)象，記錄在功率開關(guān)關(guān)斷前該漏級電流的最大值IP。WCT,。。P，并根據(jù)IP。WCT,。。P、第二比例、 第三比例和所述第一參考電流以及R2，計算得到所述第一比例的精確值；根據(jù)所述第一、第二、第三、第四、第六比例、第一、第二參考電壓，反饋電壓Vfb相 對于變壓器次級側(cè)輸出電壓的反饋系數(shù)Kfb、變壓器初級側(cè)側(cè)能量傳遞到次級側(cè)的轉(zhuǎn)換效率 η、變壓器初級側(cè)線圈的電感值Lm、R1以及預(yù)先設(shè)定的次級側(cè)的輸出電流i。ut，計算得到第 二電阻的期望值，并修調(diào)所述第二電阻使之達(dá)到所述期望值。
優(yōu)選地，上述的方法中，所述第一電容的電容值Cl，是根據(jù)C1 =, ^4 v ·^計算得到；
Jsw-^-vTefl K2其中，K4、K6分別表示第四、第六比例，Vref2表示第二參考電壓。優(yōu)選地，上述的方法中，所述第一比例的精確值，是根據(jù)& =^P---計算得到；
power,ocp 1其中，Ki、K2、K3分別表示第一、第二、第三比例，Vrefl表示第一參考電壓。優(yōu)選地，上述的方法中，所述第二電阻R2的期望值是根據(jù)奐=‘·^·//·…τ計算
2A1 -A3 'A1 -C1-A6- Vref2 . Iout
得到；其中，K” K2, K3、K4、K6分別表示第一、第二、第三、第四、第六比例，Vrefl, Vref2分別 表示第一、第二參考電壓，Kfb表示反饋電壓Vfb相對于變壓器次級側(cè)輸出電壓V。ut的反饋系 數(shù)，n是變壓器初級側(cè)能量傳遞到次級側(cè)的轉(zhuǎn)換效率，Lm為變壓器初級側(cè)線圈的電感值。從以上所述可以看出，本發(fā)明提供的交流-直流電源轉(zhuǎn)換電路及其修調(diào)方法，其 中電流限制電路在進(jìn)行電流比較以輸出過流保護信號OCP時，所述基準(zhǔn)電流是基于第一參 考電流產(chǎn)生的，而該第一參考電流又是基于基準(zhǔn)電壓產(chǎn)生器生成的第一參考電壓Vm1產(chǎn)生 的，而非現(xiàn)有技術(shù)中的基于兩個MOS管的柵源電壓差的差值產(chǎn)生的電流。由于改變了基準(zhǔn) 電流的產(chǎn)生方式，本實施例在后續(xù)的修調(diào)處理中可以減少需要修調(diào)的變量，降低修調(diào)工作 量。


圖1為AC-DC電源轉(zhuǎn)換器在恒定電流模式下的功能模塊示意圖；圖2為AC-DC電源轉(zhuǎn)換電路中變壓器的電路示意圖；圖3為現(xiàn)有技術(shù)中的一種電流限制電路的示意圖；圖4為一種振蕩電路的電路示意圖；圖5為本發(fā)明實施例提供的一種電流限制電路的電路結(jié)構(gòu)示意圖；圖6為本發(fā)明實施例提供的一種振蕩電路的電路結(jié)構(gòu)示意圖；圖7為本發(fā)明實施例提供的另一種振蕩電路的電路結(jié)構(gòu)示意圖。
具體實施例方式本發(fā)明提出了一種AC-DC電源轉(zhuǎn)換電路及其修調(diào)方法，利用本發(fā)明對AC-DC電源 轉(zhuǎn)換電路在恒定電流模式下的輸出電流的相關(guān)參數(shù)進(jìn)行修調(diào)時，只需要對2個變量進(jìn)行修 調(diào)修調(diào)，即可達(dá)到保證AC-DC電源轉(zhuǎn)換電路在恒定電流模式下輸出電流精度的目的。以下 將結(jié)合附圖，通過具體實施例對本發(fā)明做進(jìn)一步的說明。本發(fā)明實施例所述AC-DC電源轉(zhuǎn)換器在恒定電流模式下的功能模塊圖，與現(xiàn)有技 術(shù)中的圖1相類似，也包括變壓器、基準(zhǔn)電壓產(chǎn)生器、振蕩電路、感應(yīng)電路、電流限制電路和 脈寬產(chǎn)生器等模塊。其中，
所述變壓器，包括初級側(cè)線圈、輔助級側(cè)線圈和次級側(cè)線圈，其中所述初級側(cè)線圈 的一端用于連接外部的交流電源，另一端通過一 NMOS管的功率開關(guān)接地；所述次級側(cè)線圈 通過感應(yīng)初級側(cè)線圈的電感電流Ip■，輸出直流電壓V。ut ；所述輔助級線圈通過電阻網(wǎng)絡(luò)輸 出一反饋電壓。由于輔助級側(cè)的輸出電壓與次級側(cè)輸出電壓V。ut成正比，其比值為輔助級側(cè) 線圈和次級側(cè)線圈的匝數(shù)比，因此所述反饋電壓也與次級側(cè)輸出電壓V。ut成正比，可以看作 是次級側(cè)輸出電壓的反饋電壓，假設(shè)所述反饋電壓相對于次級側(cè)輸出電壓V。ut的反饋系數(shù) 為Kfb，其值等于所述匝數(shù)比與所述反饋電壓相對于輔助級側(cè)輸出電壓的反饋比例的乘積。所述基準(zhǔn)電壓產(chǎn)生器，產(chǎn)生參考電壓。所述感應(yīng)電路，通過產(chǎn)生與所述電感電流成預(yù)定第一比例K1的感應(yīng)電流；脈寬產(chǎn)生器，基于所述振蕩電路產(chǎn)生的導(dǎo)通控制信號和所述電流限制電路產(chǎn)生的 過流保護信號，生成控制所述功率開關(guān)關(guān)斷或?qū)ǖ拿}寬調(diào)制信號，所述脈寬調(diào)制信號輸 出至功率開關(guān)，其中，所述脈寬調(diào)制信號在所述過流保護信號產(chǎn)生時控制所述功率開關(guān)關(guān) 斷，在所述導(dǎo)通控制信號產(chǎn)生時控制所述功率開關(guān)導(dǎo)通。所述振蕩電流，用于利用第二電阻和所述變壓器的輔助級側(cè)線圈輸出的直流電壓 的反饋電壓產(chǎn)生第二參考電流，并產(chǎn)生與所述第二參考電流成預(yù)定第四比例K4的、用于對 第一電容充電的充電電流，并控制所述第一電容周期地充、放電，從而產(chǎn)生預(yù)定頻率的振蕩 信號，以及基于所述振蕩信號生成決定功率開關(guān)最短導(dǎo)通時間的所述導(dǎo)通控制信號，所述 第一電容的電壓幅度的變化范圍與所述基準(zhǔn)電壓產(chǎn)生器產(chǎn)生的第二參考電壓Vref2之間成 預(yù)定第六比例。所述電流限制電路，用于利用第一電阻和基準(zhǔn)電壓產(chǎn)生器產(chǎn)生的第一參考電壓 Vrefl產(chǎn)生參考電流，并產(chǎn)生與所述參考電流成預(yù)定第二比例K2的基準(zhǔn)電流，以及產(chǎn)生與所 述感應(yīng)電流成預(yù)定第三比例K3的比較電流，并在所述比較電流大于等于所述基準(zhǔn)電流時產(chǎn) 生過流保護信號，這里所述第一電阻和第二電阻的電阻值的比值為預(yù)定第五比例K5，所述 反饋電壓Vfb相對于相對于變壓器次級側(cè)輸出電壓V。ut的反饋系數(shù)為KFB。這里，所說的與B成比例的A，是指A B = K，假設(shè)該比例為K。例如，與所述電感 電流成預(yù)定第一比例K1的感應(yīng)電流，是指感應(yīng)電流與電感電流的比值為所述第一比例K115從以上所述可以看出，與現(xiàn)有技術(shù)不同的是，本實施例的電流限制電路在進(jìn)行電 流比較以輸出過流保護信號OCP時，所述基準(zhǔn)電流是基于第一參考電流產(chǎn)生的，而該第一 參考電流又是基于基準(zhǔn)電壓產(chǎn)生器生成的第一參考電壓產(chǎn)生的，而非現(xiàn)有技術(shù)中的基 于兩個MOS管的柵源電壓差的差值產(chǎn)生的電流。由于改變了基準(zhǔn)電流的產(chǎn)生方式，本實施 例在后續(xù)的修調(diào)處理中可以減少需要修調(diào)的變量，減少修調(diào)工作量。優(yōu)選地，本實施例所述AC-DC電源轉(zhuǎn)換電路，還可以包括連接在所述脈寬產(chǎn)生器 和所述功率開關(guān)之間的驅(qū)動電路，用于對所述脈寬調(diào)制信號進(jìn)行放大后再輸出至所述功率 開關(guān)。針對上述AC-DC電源轉(zhuǎn)換器，本實施例還提供了一種修調(diào)方法，具體包括以下步 驟步驟51，修調(diào)所述基準(zhǔn)電壓產(chǎn)生器，使之產(chǎn)生預(yù)定數(shù)值的第一、第二參考電壓；步驟52測量獲得所述第一電阻的電阻值R1，并根據(jù)所述電阻值R1和所述第五比 例，計算得到所述第二電阻的電阻值& ；
步驟53，施加電壓值為Vfb的所述反饋電壓，并測量得到所述功率開關(guān)管的工作頻 率fsw，進(jìn)而根據(jù)所述工作頻率fsw、Vfb、所述第四比例、所述第六比例、所述第二參考電壓以 及R2，計算得到所述第一電容的電容值C1 ；這里所施加的電壓Vfb，不能超過AC-DC電源轉(zhuǎn)換電路工作在恒定電壓模式下時節(jié) 點FB的電壓。步驟54，在所述功率開關(guān)管的漏級施加一電流值逐漸增加的電流，并在該漏級處 觀測過流保護現(xiàn)象，記錄在功率開關(guān)關(guān)斷前該漏級電流的最大值Ipotct,。。p，并根據(jù)Ipotct,。。p、 第二比例、第三比例和所述第一參考電流以及R2，計算得到所述第一比例的精確值；步驟55，根據(jù)所述第一、第二、第三、第四、第六比例、第一、第二參考電壓，反饋電 壓Vfb相對于變壓器次級側(cè)輸出電壓的反饋系數(shù)Kfb、變壓器初級側(cè)能量傳遞到次級側(cè)的轉(zhuǎn) 換效率n、變壓器初級側(cè)線圈的電感值Lm、R1以及預(yù)先設(shè)定的變壓器次級側(cè)的輸出電流 I。ut，計算得到第二電阻的期望值，并修調(diào)所述第二電阻使之達(dá)到所述期望值。這里，上述步驟53中，所述第一電容的電容值Cl，是根據(jù)C1 = f ^4 % -^if
算得到的<
K2 Kef] ’ ---· ---1上述步驟54中，所述第一比例的精確值，是根據(jù)A =Y^yi---^·計算得到
^■3 power ,ocp \的。上述步驟55中，所述第二電阻R2的期望值是根據(jù)
1V2 K2 K K
Ri=^Lm-I- 2 "ef^ ；' τ；5 Γ計算得到的。上述R2的計算公式，是根據(jù)變壓器
2-A3 -A1 -C1-K6-I^ref2-Jou,
次級側(cè)輸出電流I。ut的計算公式U =|44^·’轉(zhuǎn)換得到的。R2的計算公式中的K1取 步驟54中計算得到的精確值。上述公式中，VK2J3J4J6分別表示第一、第二、第三、第四、第六比例，Vrefl、VMf2 分別表示第一、第二參考電壓，Kfb表示反饋電壓Vfb相對于變壓器次級側(cè)輸出電壓V。ut的反 饋系數(shù)，η是變壓器初級側(cè)能量傳遞到次級側(cè)的轉(zhuǎn)換效率，Lm為變壓器初級側(cè)線圈的電感 值。上述第二比例 第六比例以及反饋系數(shù)都是預(yù)先設(shè)定的，并且在電路設(shè)計和制作 中可以保證其誤差范圍(例如通過電流鏡像電路或具有預(yù)定比值關(guān)系的電阻來實現(xiàn)上述 比例關(guān)系)，因此都可以看作是常數(shù)。第一比例由于其比例關(guān)系較大，通常不能夠做得非常 準(zhǔn)確，具有較大的誤差范圍，為保證電路輸出電流精度，上述修調(diào)方法在步驟54中通過已 知的數(shù)值，計算出電路中第一比例的精確值。上述第一、第二參考電壓可以通過修調(diào)基準(zhǔn)電 壓產(chǎn)生器，使之產(chǎn)生預(yù)定數(shù)值的參考電壓。本實施例中第一、第二參考電壓也可以為同一參 考電壓。從以上所述可以看出，本實施例提供的修調(diào)方法，只需要修調(diào)基準(zhǔn)電壓產(chǎn)生器和 第二電阻R2，相對于現(xiàn)有技術(shù)的修調(diào)方法，減少了一個變量，從而可以減少修調(diào)焊盤數(shù)量， 降低修調(diào)工作量。以下結(jié)合具體的電路圖，對本實施例做進(jìn)一步的說明。
圖5為本實施例提供的一種電流限制電路的電路結(jié)構(gòu)示意圖。如圖5所示，該電 路包括第一電阻禮、運算放大器0P2、PM0S管M15 M18和匪OS管M19 M23。這里，M15 和M16形成第一電流鏡像電路，M20和M21形成第二電流鏡像電路，M17和M18形成第三電 流鏡像電路，M22和M23形成第四電流鏡像電路。為解釋方便，圖5中各個電流鏡像電路的 鏡像比例系數(shù)均為1 1，當(dāng)然本實施例各個電流鏡像電路也可以采用其它鏡像比例系數(shù)。對于由兩個PMOS管形成的電流鏡像電路，如由M15、M16形成的電流鏡像電路，其 中，M15的源級連接電源端VDD，漏級連接鏡像輸入端、柵極連接漏級；M16的源級連接電源 端VDD、漏級連接鏡像輸出端、柵極連接M15的柵極。此時鏡像輸出端與鏡像輸入端之間的 鏡像比例系數(shù)等于M15、M16的溝道寬長比的比值，圖中M15、M16的溝道寬長比相同，此時鏡 像輸出端與鏡像輸入端之間的鏡像比例系數(shù)為1 1，當(dāng)然，M15、M16的溝道寬長比也可以 不同。對于由兩個NMOS管形成的電流鏡像電路，如由M20、M21形成的電流鏡像電路，其 中，M21的源級接地GND，漏級連接鏡像輸入端、柵極連接漏級；M16的源級接地GND、漏級連 接鏡像輸出端、柵極連接M15的柵極。此時鏡像輸出端與鏡像輸入端之間的鏡像比例系數(shù) 等于M21、M20的溝道寬長比的比值。圖5中，運算放大器0P2的正輸入端接基準(zhǔn)電壓產(chǎn)生器輸出的第一參考電壓VMfl， 負(fù)輸入端通過電阻R1接地，輸出端接NMOS管M19的柵極；M19的源級也通過電阻R1接地， 漏級接第一電流鏡像電路的鏡像輸入端；所述第一電流鏡像電路的鏡像輸出端為振蕩信號 OCP輸出端，所述OCP輸出端通過至少一個電流鏡像電路接所述感應(yīng)電流，所述感應(yīng)電流通 過所述至少一個電流鏡像電路鏡像后輸入至所述OCP輸出端。在圖5中，所述至少一個電流鏡像電路包括三個電流鏡像電路，即第二、第三、第 四電流鏡像電路。其中，第二、第三、第四電流鏡像電路依次連接，即第二電流鏡像電路的鏡 像輸入端接第三電流鏡像電路的鏡像輸出端，第三電流鏡像電路的鏡像輸入端接第四電流 鏡像電路的鏡像輸出端，第四電流鏡像電路的鏡像輸入端接與變壓器初級側(cè)電感電流Ipotct 成比例的感應(yīng)電流Ismse,第二電流鏡像電路的鏡像輸出端與第一電流鏡像電路的鏡像輸出 端連接于OCP輸出端，OCP輸出端基于第一電流鏡像電路的鏡像輸出端輸出的基準(zhǔn)電流和 第二電流鏡像電路的鏡像輸出端輸出的比較電流，在所述比較電流大于等于所述基準(zhǔn)電流 時，也即變壓器初級側(cè)線圈的電感電流Ipotct大于等于限制電流Ilim時，輸出過流保護信號 OCP。圖5中，所述至少一個電流鏡像電路也可以只需一個電流鏡像電流即可。此時可 將圖5中的M21，M22，M17，M18省掉，將M20的柵極直接接M23的柵極即可。根據(jù)圖5中電流鏡像電路的鏡像比例系數(shù)，可以計算得到基準(zhǔn)電流和比較電流。 例如，根據(jù)運算放大器0P2兩輸入端電壓相等的工作原理，在圖5中所有電流鏡像電路的鏡 像輸出端與鏡像輸入端之間的鏡像比例系數(shù)都是1 1時，有第一電流鏡像電路的鏡像輸 出端的基準(zhǔn)電流等于鏡像輸入端輸入的參考電流，即Ilim,bias = UR1，第二電流鏡像電路 的鏡像輸出端的比較電流等于感應(yīng)電流Ismse。因此，圖5所示的電路中，當(dāng)感應(yīng)電流Ismse 大于等于基準(zhǔn)電流Ilim,bias時，OCP輸出端輸出過流保護信號0CP。假設(shè)感應(yīng)電流Ismse與變壓器初級側(cè)電感電流IP。WCT的感應(yīng)比例為1 Ksmse,即 Ipower = KsenseIsense,也即所述第一比例K1 = !/Ksense0在OCP輸出端輸出過流保護信號OCP時.布樂惡如級側(cè)由咸由流T 為脲制電流I
權(quán)利要求
一種交流 直流AC DC電源轉(zhuǎn)換電路，包括變壓器、基準(zhǔn)電壓產(chǎn)生器、振蕩電路、感應(yīng)電路、電流限制電路以及脈寬產(chǎn)生器；所述變壓器，包括初級側(cè)線圈和次級側(cè)線圈，其中所述初級側(cè)線圈的一端用于連接外部的交流電源，另一端通過一NMOS管的功率開關(guān)接地；所述次級側(cè)線圈通過感應(yīng)初級側(cè)線圈的電感電流，輸出直流電壓；所述基準(zhǔn)電壓產(chǎn)生器，產(chǎn)生第一、第二參考電壓；所述感應(yīng)電路，產(chǎn)生與所述電感電流成預(yù)定第一比例的感應(yīng)電流；脈寬產(chǎn)生器，基于所述振蕩電路產(chǎn)生的導(dǎo)通控制信號和所述電流限制電路產(chǎn)生的過流保護信號，生成控制所述功率開關(guān)關(guān)斷或?qū)ǖ拿}寬調(diào)制信號；其特征在于所述電流限制電路，用于利用第一電阻和基準(zhǔn)電壓產(chǎn)生器產(chǎn)生第一參考電流，并產(chǎn)生與所述第一參考電流成預(yù)定第二比例的基準(zhǔn)電流，以及產(chǎn)生與所述感應(yīng)電流成預(yù)定第三比例的比較電流，并在所述比較電流大于等于所述基準(zhǔn)電流時產(chǎn)生過流保護信號；所述振蕩電流，用于利用第二電阻和所述變壓器的輔助級側(cè)線圈輸出的直流電壓的反饋電壓產(chǎn)生第二參考電流，并產(chǎn)生與所述第二參考電流成預(yù)定第四比例的、用于對第一電容充電的充電電流，并控制所述第一電容周期地充、放電，從而產(chǎn)生預(yù)定頻率的振蕩信號，以及基于所述振蕩信號生成決定功率開關(guān)最短導(dǎo)通時間的所述導(dǎo)通控制信號，其中所述第一電阻和第二電阻的電阻值的比值為預(yù)定第五比例，所述第一電容的電壓幅度的變化范圍與所述基準(zhǔn)電壓產(chǎn)生器產(chǎn)生的第二參考電壓之間成預(yù)定第六比例。
2.如權(quán)利要求1所述的交流-直流電源轉(zhuǎn)換電路，其特征在于，所述電流限制電路包括第一運算放大器、所述第一電阻、第一 NMOS管以及電流鏡像電 路；其中，所述第一運算放大器的正輸入端接所述第一參考電壓，負(fù)輸入端通過所述第一電阻接 地，輸出端接所述第一 NMOS管的柵極；所述第一 NMOS管的源級也通過所述第一電阻接地，漏級接第一電流鏡像電路的鏡像 輸入端；所述第一電流鏡像電路的鏡像輸出端為振蕩信號OCP輸出端，所述OCP輸出端通過至 少一個電流鏡像電路接所述感應(yīng)電流，所述感應(yīng)電流通過所述至少一個電流鏡像電路鏡像 后輸入至所述OCP輸出端。
3.如權(quán)利要求2所述的交流-直流電源轉(zhuǎn)換電路，其特征在于，所述至少一個電流鏡像電路包括依次連接的第二、第三、第四電流鏡像電路；所述OCP 輸出端接所述第二電流鏡像電路的鏡像輸出端，所述第二電流鏡像電路的鏡像輸入端接所 述第三電流鏡像電路的鏡像輸出端，所述第三電流鏡像電路的鏡像輸入端接所述第四電流 鏡像電路的鏡像輸出端，所述第四電流鏡像電路的鏡像輸入端接所述感應(yīng)電流。
4.如權(quán)利要求2所述的交流-直流電源轉(zhuǎn)換電路，其特征在于，所述振蕩電路包括第三運算放大器、所述第二電阻、第三、第四NMOS管、所述第一電 容、第二比較器、延遲單元以及第六電流鏡像電路；所述第三運算放大器的正輸入端接基于變壓器的輔助級側(cè)線圈輸出直流電壓生成的 反饋電壓，負(fù)輸入端通過所述第二電阻接地，輸出端接所述第三NMOS管的柵極；所述第三NMOS管的源級也通過所述第二電阻接地，漏級接所述第六電流鏡像電路的 鏡像輸入端；所述第六電流鏡像電路的鏡像輸出端為振蕩信號OSC輸出端，所述OSC輸出端通過所 述第一電容接地，同時還接所述第四匪OS管的漏級和第二比較器的正輸入端；所述第四NMOS管的源級接地，柵極接所述延遲單元的輸出端；所述第二比較器的負(fù)輸入端接所述第二參考電壓，輸出端接所述延遲單元；所述延遲單元，對第二比較器輸出端的輸出信號進(jìn)行延遲處理，并基于所述輸出信號 以及延遲處理得到的延遲信號，生成并輸出決定功率開關(guān)最短導(dǎo)通時間的導(dǎo)通控制信號。
5.如權(quán)利要求2所述的交流-直流電源轉(zhuǎn)換電路，其特征在于，所述振蕩電路包括第二運算放大器、所述第二電阻、第二 NMOS管、所述第一電容、導(dǎo) 通開關(guān)、選擇開關(guān)、第一比較器、延遲單元以及第五電流鏡像電路；其中，所述第二運算放大器的正輸入端接基于所述變壓器的輔助級側(cè)線圈輸出的直流 電壓所生成的反饋電壓，負(fù)輸入端通過所述第二電阻接地，輸出端接所述第二 NMOS管的柵 極；所述第二 NMOS管的源級也通過所述第二電阻接地，漏級接所述第五電流鏡像電路的 鏡像輸入端；所述第五電流鏡像電路的鏡像輸出端為振蕩信號OSC輸出端，所述OSC輸出端通過所 述第一電容接地，同時還通過所述導(dǎo)通開關(guān)接地；所述選擇開關(guān)包括兩個輸入端，分別接由所述基準(zhǔn)電壓產(chǎn)生器產(chǎn)生的第二參考電壓分 壓得到的兩個電壓Vh和\，其中Vh大于\ ；所述選擇開關(guān)還包括一個輸出端，接所述第一 比較器的正輸入端；所述第一比較器的負(fù)輸入端接至所述OSC輸出端，輸出端同時接所述選擇開關(guān)、導(dǎo)通 開關(guān)和延遲單元，其中在所述第一比較器輸出端的輸出信號為高電平時，控制所述導(dǎo)通開 關(guān)關(guān)斷，并控制所述選擇開關(guān)將Vh連接至第一比較器的正輸入端；在第一比較器輸出端的 輸出信號為低電平時，控制所述導(dǎo)通開關(guān)導(dǎo)通，并控制所述選擇開關(guān)將&連接至第一比較 器的正輸入端；所述延遲單元，對第一比較器輸出端的輸出信號進(jìn)行延遲處理，并基于所述輸出信號 以及延遲處理得到的延遲信號，生成并輸出決定功率開關(guān)最短導(dǎo)通時間的導(dǎo)通控制信號。
6.如權(quán)利要求2所述的交流-直流電源轉(zhuǎn)換電路，其特征在于，還包括連接在所述脈寬產(chǎn)生器和所述功率開關(guān)之間的驅(qū)動電路，用于對所述脈寬調(diào)制信號進(jìn) 行放大后輸出至所述功率開關(guān)。
7.—種對恒定電流模式下的AC-DC電源轉(zhuǎn)換電路進(jìn)行修調(diào)的方法，應(yīng)用于權(quán)利要求1 至6任一項所述的AC-DC電源轉(zhuǎn)換電路，其特征在于，包括修調(diào)所述基準(zhǔn)電壓產(chǎn)生器，使之產(chǎn)生預(yù)定數(shù)值的第一、第二參考電壓；測量獲得所述第一電阻的電阻值R1，并根據(jù)所述電阻值R1和所述第五比例，計算得到 所述第二電阻的電阻值R2;施加電壓值為Vfb的所述反饋電壓，并測量得到所述功率開關(guān)管的工作頻率fsw，進(jìn)而根 據(jù)所述工作頻率fsw、VFB、所述第四比例、所述第六比例、所述第二參考電壓以及R2，計算得到 所述第一電容的電容值C1;3在所述功率開關(guān)管的漏級施加一電流值逐漸增加的電流，并在該漏級處觀測過流保護 現(xiàn)象，記錄在功率開關(guān)關(guān)斷前該漏級電流的最大值IP。WCT,。。P，并根據(jù)IP。WCT,。。p、第二比例、第三 比例和所述第一參考電流以及R2，計算得到所述第一比例的精確值；根據(jù)所述第一、第二、第三、第四、第六比例、第一、第二參考電壓，反饋電壓Vfb相對于 變壓器次級側(cè)輸出電壓的反饋系數(shù)Kfb、變壓器初級側(cè)側(cè)能量傳遞到次級側(cè)的轉(zhuǎn)換效率η、 變壓器初級側(cè)線圈的電感值Lt^R1以及預(yù)先設(shè)定的次級側(cè)的輸出電流I。ut，計算得到第二電 阻的期望值，并修調(diào)所述第二電阻使之達(dá)到所述期望值。
8.如權(quán)利要求7所述的方法，其特征在于，κ V所述第一電容的電容值Cl，是根據(jù)C1= 4計算得到;Jswt r^e' Vref2 Λ2其中，Κ4、Κ6分別表示第四、第六比例，Vref2表示第二參考電壓。
9.如權(quán)利要求7所述的方法，其特征在于，所述第一比例的精確值，是根據(jù)&--計算得到；Λ3 . 1POweriOcp Λ1其中，Kp K2、K3分別表示第一、第二、第三比例，Vrefl表示第一參考電壓。
10.如權(quán)利要求7所述的方法，其特征在于，ιγ2 -K2-K-K所述第二電阻R2的期望值是根據(jù)& 二叾·^ ·▽· ;efX 2 ’ FB 計算得LA1 -A3-A1 -C1 -A6 * Vref2 · Iout到；其中，KpKpKyKpK6分別表示第一、第二、第三、第四、第六比例，vrefl、v,ef2分別表示第 一、第二參考電壓，Kfb表示反饋電壓Vfb相對于變壓器次級側(cè)輸出電壓V。ut的反饋系數(shù)，η 是變壓器初級側(cè)能量傳遞到次級側(cè)的轉(zhuǎn)換效率，Lm為變壓器初級側(cè)線圈的電感值。
全文摘要
本發(fā)明提供了一種交流-直流電源轉(zhuǎn)換電路及其修調(diào)方法。本發(fā)明對交流-直流電源轉(zhuǎn)換電路的電流限制電路進(jìn)行改進(jìn)。所述電流限制電路，利用第一電阻和基準(zhǔn)電壓產(chǎn)生器產(chǎn)生第一參考電流，并產(chǎn)生與所述第一參考電流成預(yù)定第二比例的基準(zhǔn)電流，以及產(chǎn)生與所述感應(yīng)電流成預(yù)定第三比例的比較電流，并在所述比較電流大于等于所述基準(zhǔn)電流時產(chǎn)生過流保護信號。由于改變了基準(zhǔn)電流的產(chǎn)生方式，本發(fā)明在后續(xù)的修調(diào)處理中可以減少需要修調(diào)的變量，減少修調(diào)工作量。
文檔編號H02M7/217GK101976962SQ20101028902
公開日2011年2月16日 申請日期2010年9月20日 優(yōu)先權(quán)日2010年9月20日
發(fā)明者王釗, 董賢輝, 陳敏 申請人:北京中星微電子有限公司