專利名稱：輸入串聯(lián)輸出并聯(lián)型高頻鏈逆變器模塊的穩(wěn)定電流控制方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明提供了輸入串聯(lián)輸出并聯(lián)型高頻鏈逆變器模塊的穩(wěn)定電流控制方法，屬 于電力電子領(lǐng)域的高頻組合式逆變器方向。
背景技術(shù)：
工業(yè)應(yīng)用中的逆變電源往往輸入電壓很高、輸出功率很大，因此開關(guān)器件的選 取就受到了限制。將高頻鏈技術(shù)引用到逆變器中，不僅可以實(shí)現(xiàn)前后級電壓的匹配，還 能有效地實(shí)現(xiàn)各模塊之間的電氣隔離，提高輸出效率，減小成本，同時(shí)也可以減小電源 的體積和噪聲。MOSFET很好的滿足了高頻變換器的需要，但是MOSFET額定電壓電流 值普遍偏低，很難應(yīng)用在高壓大電流場合。因此，輸入串聯(lián)輸出并聯(lián)組合(Input-Series Output-Parallel, IS0P)式的逆變器成為了發(fā)展的趨勢。在ISOP組合式的逆變器系統(tǒng)中， 每個(gè)逆變器模塊的輸入電壓、輸出電流將降低到原來的1/n(其中η為串聯(lián)模塊數(shù))，從而 很容易選擇合適的開關(guān)器件，且可以提高整個(gè)系統(tǒng)的性能。為了實(shí)現(xiàn)各個(gè)開關(guān)管均分電 壓或者電流，實(shí)現(xiàn)各個(gè)模塊之間的功率均分是關(guān)鍵的問題。IEEE Trans.on Power Electronics電力電子期刊于2009年第24期發(fā)表 T A Input-Series-and Output-Parallel-Connected Inverter System for High-Input-Voltage Applications一種應(yīng)用于高壓輸入設(shè)備的輸入串聯(lián)輸出并聯(lián)逆變器系統(tǒng)一文，提出 了一種實(shí)現(xiàn)功率均分的方法。該方法的實(shí)現(xiàn)裝置是具有直流母線高頻鏈逆變器系統(tǒng)，采 用三環(huán)控制的方式給定電壓與輸出電壓的反饋?zhàn)鯬I運(yùn)算，作為輸出電壓外環(huán)；輸入電 壓的1/n作為每個(gè)模塊輸入電壓的給定，與每個(gè)模塊的輸入電壓作PI運(yùn)算，每個(gè)調(diào)節(jié)器 的輸出作為每個(gè)模塊的均壓環(huán)；對于每個(gè)模塊來說，輸出電壓外環(huán)的值與各個(gè)模塊的均 壓環(huán)的值之和，作為各個(gè)模塊的電流環(huán)的給定；各個(gè)模塊電流環(huán)給定與電流反饋?zhàn)鯬I運(yùn) 算，各個(gè)模塊電流環(huán)的輸出控制本模塊開關(guān)管的導(dǎo)通關(guān)斷。對于一個(gè)逆變器系統(tǒng)來說， 忽略儲能環(huán)節(jié)及開關(guān)管的損耗等，各個(gè)模塊的輸出功率應(yīng)該等于輸入功率；由于各個(gè)模 塊的輸入時(shí)串聯(lián)的，故電流的值相等，根據(jù)公式P = U*I，所以實(shí)現(xiàn)了輸入電壓均分即可 實(shí)現(xiàn)功率均分；該方法通過實(shí)現(xiàn)各個(gè)模塊輸入電壓均分，從而達(dá)到各個(gè)模塊的輸出電流 均分，從而實(shí)現(xiàn)各個(gè)模塊的功率均分。然而，這種方法還是有不足之處(1)系統(tǒng)的控制方法采用三環(huán)控制方式，控制方法比較復(fù)雜；(2)系統(tǒng)需要大量的電壓傳感器，當(dāng)模塊數(shù)增加時(shí)，成本也相應(yīng)的增加；如果 輸入電壓過高，對輸入電壓采用的傳感器要求也增加了 ；(3)電路采用帶直流環(huán)節(jié)的高頻鏈逆變器，在結(jié)構(gòu)上不能避免環(huán)流的存在，而且 系統(tǒng)只能帶阻性負(fù)載，應(yīng)用范圍較窄。

發(fā)明內(nèi)容
為了克服現(xiàn)有的輸入串聯(lián)輸出并聯(lián)逆變器系統(tǒng)控制方法的不足之處，本發(fā)明提出了在全橋全波型輸入串聯(lián)輸出并聯(lián)逆變器系統(tǒng)中采用輸出電流交叉反饋控制的方法， 該控制方法除了能實(shí)現(xiàn)各個(gè)模塊之間的功率均分，還具有以下的幾個(gè)優(yōu)點(diǎn)(1)本發(fā)明使用雙環(huán)控制方式，因此控制簡單、易于實(shí)現(xiàn)；(2)本發(fā)明只需要采樣輸出電壓，各個(gè)模塊的輸出電流，因此使用成本也大大降 低；(3)本發(fā)明采用了全橋全波型高頻鏈逆變器，在電路結(jié)構(gòu)上抑制了各個(gè)模塊之間 的環(huán)流，而且可以帶各種性質(zhì)的負(fù)載，使用范圍較廣。本發(fā)明的技術(shù)路線是對于η模塊的輸入串聯(lián)輸出并聯(lián)型逆變器系統(tǒng)，在控制 策略上采用輸出電流交叉反饋的方式，易于實(shí)現(xiàn)各個(gè)模塊之間的功率均分問題，降低了 系統(tǒng)的復(fù)雜程度，同時(shí)也減少了成本；對于各個(gè)全橋全波型逆變器模塊，采用電壓電流 雙閉環(huán)的控制方式，高頻逆變器部分進(jìn)行移相控制、周波變換器進(jìn)行調(diào)頻；對于輸出電 流反饋的過零點(diǎn)比較，提出了區(qū)域判斷的方式，保證了過零比較的準(zhǔn)確性。


圖1是輸入串聯(lián)輸出并聯(lián)逆變器系統(tǒng)控制方法的實(shí)現(xiàn)裝置圖2是η模塊輸入串聯(lián)輸出并聯(lián)型逆變器主電路圖3是η模塊輸出電流交叉反饋控制框4是全橋全波型高頻鏈逆變器電壓電流雙閉環(huán)控制框5是全橋全波型高頻鏈逆變器的主電路圖6是高頻逆變器全數(shù)字化SPWM產(chǎn)生機(jī)制圖7是周波變換器PWM產(chǎn)生機(jī)制圖8是周波變換器的PWM生成邏輯圖9是輸出電流區(qū)域判斷原理圖
具體實(shí)施例方式該控制方法的實(shí)現(xiàn)裝置由控制器、主電路和采樣電路組成。在圖1中，所述 控制器以TMS320F2407芯片、邏輯電路，以及MOSFET驅(qū)動電路為核心；所述的主電 路，主要由高壓輸入、高頻逆變器、高頻變壓器、周波變換器、濾波電感、電容及負(fù)載 組成；所述的采樣電路由霍爾式電壓電流傳感器，調(diào)理電路和模數(shù)轉(zhuǎn)換芯片組成。η個(gè)全橋全波型高頻逆變器輸入串聯(lián)輸出并聯(lián)，在圖2中，輸入直流高壓為Vm， η個(gè)模塊輸入串聯(lián)，輸入電壓分別為V。dl、Vcd2,…，Vcdn,每個(gè)輸入并接的電容為Cdl、 Cd2，…，Cdn ；高頻逆變器的輸出分別為VAB1、Vab2，…，VABn，通過高頻變壓器和周 波變換器之后分別得到電壓VC1、VC2,…，Vcn ； Lfl, Lf2，…，Lfn分別為η個(gè)模塊的 濾波電感，而C為η個(gè)并聯(lián)模塊共用的濾波電容；η個(gè)模塊的濾波電感上的電流分別iu、 iL2,…，iLn,并聯(lián)后系統(tǒng)的總的輸出電流為i。，輸出電壓為V。。η模塊輸入串聯(lián)輸出并聯(lián)型高頻鏈逆變器系統(tǒng)采用輸出電流交叉反饋控制方法， 通過實(shí)現(xiàn)輸出電流均分達(dá)到輸入電壓均分的目的，從而實(shí)現(xiàn)各個(gè)模塊的功率均分。在圖 3中，Vref為輸出電壓給定，輸出電壓Vci通過電壓傳感器采樣得到V。f，各個(gè)模塊的輸出電流iu、…、L經(jīng)過電流傳感器采樣后得到iM、…、^。輸出電壓給定Vref與V。f進(jìn)
行PI運(yùn)算得到調(diào)節(jié)器輸出iref，該值作為η個(gè)模塊的電流內(nèi)環(huán)的給定。模塊2的輸出電感
電流込到模塊η的輸出電感電流L經(jīng)過電流傳感器采樣后的值之和Σ 作為反饋， 與電流給定iref進(jìn)行PI運(yùn)算，電流調(diào)節(jié)器輸出的值V。utl與載波進(jìn)行比較，得到的PWM信
號控制模塊1的高頻逆變器部分；同理，對于任一模塊j，其他模塊的輸出電感電流經(jīng)過 電流傳感器采樣后的值之和Σ k/i作為反饋量，與電流給定iref進(jìn)行pi運(yùn)算，電流
調(diào)節(jié)器輸出的值V。uti與載波進(jìn)行比較，得到的PWM信號控制模塊j的高頻逆變器部分。 η個(gè)模塊的周波變換器采用相同的控制信號，采用模塊1(或其他模塊)的電感電流反饋 (im或、)進(jìn)行區(qū)域判斷，得到的信號進(jìn)行邏輯運(yùn)算，控制周波變換器的各個(gè)開關(guān)管的導(dǎo) 通或關(guān)斷。當(dāng)η個(gè)模塊的電感電流iu =…=、=…=L相等時(shí)，就實(shí)現(xiàn)了各個(gè)模塊輸 入電壓均分，從而實(shí)現(xiàn)了功率均分。單個(gè)模塊的全橋全波型高頻鏈逆變器采用電壓電流雙閉環(huán)的控制方式。在圖4 中，輸出電壓V。經(jīng)過電壓傳感器采樣得到V。f，Vref為輸出電壓的給定量，Vref與v。f進(jìn)行 PI運(yùn)算得到調(diào)節(jié)器輸出iref，該值作為電流內(nèi)環(huán)的給定。電感電流^經(jīng)過電流傳感器采用 得到Im iref與Iu進(jìn)行PI運(yùn)算，得到的調(diào)節(jié)器輸出v。ut作為調(diào)制波，與載波進(jìn)行比較后得 到的PWM信號，控制主電路的高頻逆變器部分。Vcd為經(jīng)過周波變換器后的輸出電壓， V0為經(jīng)過LC濾波之后得到的輸出電壓。高頻鏈逆變器的輸出利用單載波雙調(diào)制波的方式，高頻逆變器部分進(jìn)行移相控 制、周波變換器部分進(jìn)行調(diào)頻控制。在圖5中，全橋全波型高頻鏈逆變器的主要分為兩 部分高頻逆變器部分和周波變換器部分。高頻逆變器部分進(jìn)行移相控制，在圖6所中，開關(guān)管Q1-Q4的控制信號 PWM1-PWM4都為50%占空比的方波信號，其中PWMl、PWM3互補(bǔ)，PWM2、PWM4
互補(bǔ)。當(dāng)Ql與Q4同時(shí)導(dǎo)通時(shí)，逆變器輸出Vab為正脈沖；當(dāng)Q2與Q3同時(shí)導(dǎo)通時(shí)， 逆變器輸出Vab為負(fù)脈沖；Ql與Q2或Q3與Q4同時(shí)導(dǎo)通時(shí)，逆變器輸出Vab為零，因 此逆變器輸出的是高頻的交流脈沖信號。周波變換器部分進(jìn)行調(diào)頻控制，在圖7中，周波變換器的信號由輸出電流的大 小決定的。TMS320F2407輸出與載波同頻的方波PWM9、PWMlO,且二者互補(bǔ)，PWMI 為電流過零判斷波形。在^1時(shí)刻，輸出電流的值小于零，調(diào)制波的值大于零，SW2與 SW4工作在高頻狀態(tài)，SWl與SW3始終處于關(guān)斷狀態(tài)，SW2與SW4互補(bǔ)導(dǎo)通；當(dāng)Vab 為正脈沖時(shí)，由于SW2導(dǎo)通，從而Vcd為正脈沖；當(dāng)Vab為負(fù)脈沖時(shí)，由于SW4導(dǎo)通， 從而VeD為正脈沖。時(shí)刻，輸出電流大于零，調(diào)制波的值大于零，SWl與SW3 工作在高頻狀態(tài)，SW2與SW4始終處于關(guān)斷狀態(tài)；當(dāng)Vab為正脈沖時(shí)，由于SWl導(dǎo)通， 從而Vcd為正脈沖；當(dāng)Vab為負(fù)脈沖時(shí)，由于SW3導(dǎo)通，從而Vcd為正脈沖。在^、時(shí) 刻，輸出電流的值大于零，調(diào)制波的值小于零，SWl與SW3工作在高頻狀態(tài)，SW2與 SW4始終處于關(guān)斷狀態(tài)；當(dāng)Vab為正脈沖時(shí)，由于SW3導(dǎo)通，從而Vcd為負(fù)脈沖；當(dāng)Vab 為負(fù)脈沖時(shí)，由于SWl導(dǎo)通，從而VeD為負(fù)脈沖。在^、時(shí)刻，輸出電流的值小于零，調(diào)制波的值小于零，SW2與SW4工作在高頻狀態(tài)，SWl與SW3始終處于關(guān)斷狀態(tài)，其 中SWl與SW3互補(bǔ)導(dǎo)通，SW2與SW4互補(bǔ)導(dǎo)通；當(dāng)Vab為正脈沖時(shí)，由于SW4導(dǎo)通， 從而Vcd為負(fù)脈沖；當(dāng)Vab為負(fù)脈沖時(shí)，由于SW2導(dǎo)通，從而Vcd為負(fù)脈沖。通過以上 的方式，周波變換器將Vab的高頻脈沖信號變?yōu)榱斯ゎl的脈沖信號，實(shí)現(xiàn)了調(diào)頻的目的。 在圖8中，周波變換器的驅(qū)動脈沖生成，由輸出電流lLf、TMS320F2407輸出的互補(bǔ)方波 PWM9、PWMlO共同決定的，方波與三角載波的頻率相同。 對于輸出電流的過零比較，采用了區(qū)域判斷的方式，保證了輸出電流不會發(fā)生 誤判，實(shí)現(xiàn)了逆變器系統(tǒng)的正確輸出。在圖9中，出電流由正變?yōu)樨?fù)，當(dāng)電流等于V時(shí)， 認(rèn)為過零，比較器輸出發(fā)生跳變；輸出電流由負(fù)變?yōu)檎?，?dāng)電流等于-V時(shí)，同樣認(rèn)為 過零，比較器輸出發(fā)生跳變；區(qū)域判斷的方式可以避免外界因素，保證過零比較的準(zhǔn)確 性。其中^f為電感電流反饋值，PWMI為電流過零判斷波形，V為設(shè)定的區(qū)域值。
權(quán)利要求
1.輸入串聯(lián)輸出并聯(lián)型逆變器系統(tǒng)，采用輸出電流交叉反饋的控制方法實(shí)現(xiàn)各個(gè)模 塊之間的功率均分；每個(gè)逆變器模塊是全橋全波型高頻鏈結(jié)構(gòu)，采用電壓電流雙閉環(huán)的 控制方式；高頻逆變器進(jìn)行移相控制，周波變換器進(jìn)行調(diào)頻控制；周波變換器的控制信 號與輸出電流有關(guān)，輸出電流的過零判斷采用區(qū)域判斷的方式。
2.根據(jù)權(quán)利要求書1所述的輸出電流交叉反饋控制方法，其特征是逆變器系統(tǒng)的 給定電壓與輸出電壓反饋?zhàn)鯬I運(yùn)算，電壓調(diào)節(jié)器輸出的值作為η個(gè)逆變器模塊的電流給 定；對于任一逆變器模塊j，其他所有逆變器模塊的輸出電流采樣之和作為反饋與電流給 定做PI運(yùn)算，調(diào)節(jié)器輸出的值作為調(diào)制波產(chǎn)生PWM信號，控制逆變器j。整個(gè)逆變器 系統(tǒng)采用輸出電流交叉反饋的控制方式，使各個(gè)逆變器模塊輸出電流相等，從而使得各 個(gè)逆變器模塊的輸入電壓均等，最終可以實(shí)現(xiàn)各個(gè)逆變器模塊之間的功率均分。
3.根據(jù)權(quán)利要求書1所述的全橋全波型高頻鏈結(jié)構(gòu)，采用電壓電流雙閉環(huán)控制方式， 其特征是輸出電壓、輸出電流同時(shí)參與反饋，控制高頻逆變器的輸出；給定電壓與逆 變器的輸出電壓反饋?zhàn)鯬I運(yùn)算，電壓調(diào)節(jié)器輸出的值作為電流給定；電流給定與輸出 電流反饋?zhàn)鯬I運(yùn)算，電流調(diào)節(jié)器輸出的值作為調(diào)制波產(chǎn)生PWM信號，控制逆變器的輸 出ο
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述高頻逆變器移相控制，周波變換器進(jìn)行調(diào)頻控制，其特征是 電流調(diào)節(jié)器輸出的信號，采用單載波雙調(diào)制波的調(diào)制方式，產(chǎn)生四路50%占空比的PWM 信號，分別控制高頻逆變器的四個(gè)MOSFET，高頻逆變器輸出一高頻脈沖電壓信號；通 過高頻變壓器隔離降壓之后，周波變換器將此高頻信號變?yōu)橐还ゎl的脈沖信號；周波變 換器的每個(gè)開關(guān)管的工作狀態(tài)與輸出電流的大小有關(guān)，半個(gè)周期工作在高頻狀態(tài)下，半 個(gè)周期為關(guān)斷。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的區(qū)域判斷方式，可以保證電流的過零判斷不發(fā)生誤判其特征 是輸出電流由正變?yōu)樨?fù)，當(dāng)電流等于V時(shí)，認(rèn)為過零，比較器輸出發(fā)生跳變；輸出電 流由負(fù)變?yōu)檎?，?dāng)電流等于-V時(shí)，同樣認(rèn)為過零，比較器輸出發(fā)生跳變；區(qū)間判斷的方 式可以減小外界因素的影響，保證過零比較的準(zhǔn)確性。
全文摘要
本發(fā)明提供了輸入串聯(lián)輸出并聯(lián)型高頻鏈逆變器模塊的穩(wěn)定電流控制方法，屬于電力電子領(lǐng)域高頻組合式逆變器方向。對n模塊的全橋全波型輸入串聯(lián)輸出并聯(lián)逆變器系統(tǒng)，采用輸出電流交叉反饋控制方法，即給定電壓與輸出電壓反饋?zhàn)鯬I運(yùn)算，其輸出作為n個(gè)模塊的電流給定；對于任一模塊j，其他模塊的輸出電流采樣之和作為反饋與電流給定做PI運(yùn)算，其輸出作為調(diào)制波產(chǎn)生PWM信號，控制逆變器j。通過這種控制方式，使各個(gè)逆變器模塊輸出電流均等，從而實(shí)現(xiàn)輸入電壓均等，最終實(shí)現(xiàn)功率均分。對于單個(gè)逆變器，采用電壓電流雙閉環(huán)的控制方式，高頻逆變器移相控制、周波變換器調(diào)頻控制；提出區(qū)域判斷的方式，保證電流反饋過零比較的準(zhǔn)確性。
文檔編號H02M7/493GK102013826SQ201010567190
公開日2011年4月13日 申請日期2010年12月1日 優(yōu)先權(quán)日2010年12月1日
發(fā)明者廖曉鐘, 沙德尚, 鄧凱, 郭志強(qiáng) 申請人:北京理工大學(xué)