專利名稱：模塊化多電平換流器的可變積分雙循環(huán)映射脈寬調(diào)制法的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及模塊化多電平換流器，為一種模塊化多電平換流器的可變積分雙循環(huán)映射脈寬調(diào)制法，可用于中高壓、大功率場合的模塊化多電平換流器MMC的控制信號調(diào)制。
背景技術(shù)：
模塊化多電平換流器MMC，其最早在2002年由慕尼黑聯(lián)邦國防軍大學(xué)Marquardt等人提出的。其優(yōu)勢在于具有整流和逆變狀態(tài)四象限運行的特點；硬件結(jié)構(gòu)模塊化可滿足不同的電壓等級，可降低成本；可滿足多電平換流器對用于高壓大功率的需求，無需變壓器；冗余化設(shè)計提高故障穿越能力等，近年逐漸得到了越來越多的關(guān)注。
模塊化多電平逆變電路每相由一系列子模塊(submodule, SM)串聯(lián)得到。每個SM都與電容并聯(lián)，相當(dāng)于I個獨立的直流源，所有的SM參數(shù)均相等。通過SM單元開關(guān)器件開通或關(guān)斷來控制SM輸出電平。MMC每相上下橋臂各有N個SM，那么最多可以輸出N+1種電平。目前模塊化多電平逆變器的控制方法，主要有最近電平逼近法(NLM)，載波移相法(CPSPWM)，載波層疊調(diào)制法(DPSPWM)，消除特定次諧波調(diào)制法(SHEPWM)，電壓空間矢量調(diào)制法(SVPWM)等。最近電平逼近法使用于模塊數(shù)較高的場合，但其存在模塊的優(yōu)化排序和頻繁選擇問題；載波移相調(diào)制法是一種相對成熟的調(diào)制方法，在MMC研究中應(yīng)用較多，但載波移相并不是嚴格的N+1電平調(diào)制，同時需要單獨的控制系統(tǒng)來實現(xiàn)電容電壓的平衡，會有系統(tǒng)失穩(wěn)的可能；載波層疊無法實現(xiàn)自然功率均衡；消除特定次諧波調(diào)制法，在計算開關(guān)點的時候需要解非線性超越方程，計算復(fù)雜，一般通過離線查表法完成控制，動態(tài)特性差；空間矢量調(diào)制法，其電平數(shù)與電壓空間矢量數(shù)目成三次方關(guān)系，隨著電平數(shù)的增加，矢量選擇的復(fù)雜度將會大幅提高。本發(fā)明在低開關(guān)損耗、控制方法簡單的基礎(chǔ)之上，實現(xiàn)了低諧波的電壓輸出，并能很好地抑制懸浮電容的電壓波動，且不會存在失控的情況。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明要解決的問題是模塊化多電平換流器MMC的控制方法存在缺陷，不能穩(wěn)定工作，控制方法復(fù)雜，本發(fā)明的目的是在不改變硬件的條件下，降低開關(guān)損耗，且控制方法更為簡單，實現(xiàn)低諧波的電壓輸出，并能很好地抑制懸浮電容的電壓波動，且不會存在失控的情況。本發(fā)明的技術(shù)方案為模塊化多電平換流器的可變積分雙循環(huán)映射脈寬調(diào)制法，模塊化多電平換流器MMC的電路拓撲結(jié)構(gòu)中，每相由一系列子模塊串聯(lián)得到，上橋臂和下橋臂各有N個子模塊，將調(diào)制波歸一化到(-1，I)區(qū)間，分成N段進行分段處理，根據(jù)預(yù)設(shè)輸出以及積分比較互補調(diào)制得到2N個PWM輸出，然后通過雙循環(huán)映射選擇將所述2N個PWM輸出分配到對應(yīng)的子模塊上，輸入模塊化多電平換流器MMC，使其輸出調(diào)制波的電壓波形，其中模塊化多電平換流器電路的電容電壓波動作為反饋量反饋到積分比較互補調(diào)制中，進行電容電壓動態(tài)平衡控制，實現(xiàn)電容電壓波動的穩(wěn)定。全部調(diào)制過程均通過DSP+FPGA軟件編程進行控制，包括以下步驟步驟一對調(diào)制波分段處理，根據(jù)調(diào)制波的幅值范圍把調(diào)制波分成N個區(qū)域，此步驟的輸出為調(diào)制波的所處區(qū)域信息，即某時刻調(diào)制波正處于哪一個區(qū)域，其分段方法如下對于一個上下橋臂共有2N個模塊的MMC，將調(diào)制波幅值歸一化到(-1，I)區(qū)間，并分成N個小區(qū)域，每段區(qū)域的長度為2/N，分別為(-1，-1+2/N)，(-1+2/N, -1+4/N)，……，(1-4/N，1-2/N)，(1-2/N，I)，根據(jù)調(diào)制波的幅值來判斷調(diào)制波處于哪一個區(qū)域；步驟二 積分比較互補調(diào)制、預(yù)設(shè)輸出，根據(jù)分段處理后得到的區(qū)域信息以及MMC電路電容電壓波動的反饋量，來進行脈 沖調(diào)制，其中積分比較互補調(diào)制的輸入為分段處理后的區(qū)域信息及調(diào)制波形和MMC電路電容電壓波動的反饋量，輸出為對應(yīng)上下橋臂各一個子模塊的兩個控制脈沖，默認設(shè)置為上下橋臂各自的第一個子模塊；預(yù)設(shè)輸出根據(jù)調(diào)制波所處區(qū)域，將預(yù)設(shè)好的2N-2個脈沖信號輸出給除了互補調(diào)制的2個子模塊之外的剩余的2N-2個子模塊，所述預(yù)設(shè)輸出與調(diào)制波所處區(qū)域?qū)?yīng)，設(shè)(-1，-1+2/N)為第I區(qū)域，(1-2/N，I)為第N區(qū)域，則第k區(qū)域?qū)?yīng)的預(yù)設(shè)輸出情況為上橋臂除了互補調(diào)制的子模塊外按順序前k-Ι個子模塊對應(yīng)脈沖信號為0，其余為1，下橋臂除了互補調(diào)制的子模塊外按順序前k-Ι個子模塊對應(yīng)脈沖信號為1，其余為O,積分比較互補調(diào)制的輸出與預(yù)設(shè)輸出相互配合,輸出2N個脈沖信號；步驟三雙循環(huán)映射選擇，對步驟二得到的2N個脈沖信號，進行次序優(yōu)化，即改變步驟二得到的2N個脈沖信號與實際輸給MMC電路2N個子模塊的脈沖信號之間對應(yīng)而得的虛擬映射表,對MMC電路輸出對應(yīng)2N個子模塊的2N個控制脈沖，所述次序優(yōu)化為上下橋臂各自對步驟二得到的虛擬映射表的映射關(guān)系進行錯位循環(huán)，每一個循環(huán)通過一個值為I到N的循環(huán)計數(shù)器指針來控制虛擬映射表的映射次序，根據(jù)循環(huán)后的虛擬映射表實現(xiàn)對實際子模塊的驅(qū)動輸出；步驟四懸浮電容電壓反饋，將步驟三中得到的2N個控制脈沖輸入到MMC電路中，采集MMC電路2N個子模塊中的電容電壓，并作為反饋量，通過一個PI環(huán)節(jié)，作為步驟二中積分比較互補調(diào)制中積分參數(shù)的調(diào)節(jié)量ΛΒ，進行電容電壓動態(tài)平衡控制，形成閉環(huán)以控制電容電壓的穩(wěn)定；步驟四中接收2N個控制脈沖的MMC電路輸出調(diào)制波的電壓波形。積分比較互補調(diào)制首先根據(jù)調(diào)制波所處區(qū)域，對調(diào)制波進行預(yù)處理，預(yù)處理的處理方法是對調(diào)制波的幅值取絕對值使之為正，然后減去2/N的相應(yīng)倍數(shù)使調(diào)制波的幅值處在(0，2/N)區(qū)域內(nèi)，再進行積分比較調(diào)制；積分比較調(diào)制是根據(jù)面積等效原則，對積分常數(shù)B進行積分，再與調(diào)制波進行比較，B的值為MMC電路電容電壓反饋經(jīng)PI環(huán)節(jié)輸出的Λ B與B的初始值的和，B的初始值取O. 5，調(diào)制得到的對應(yīng)上下橋臂的脈沖信號互為反相，從而使此對互補調(diào)制子模塊每時刻始終只投入一個，實現(xiàn)MMC電路中每時刻只有N個子模塊接入。雙循環(huán)映射選擇具體為設(shè)PWMp和PWMn分別表示采用積分比較互補調(diào)制時的得到的虛擬調(diào)制輸出信號，Ιπ2 ΙηΝ、ΙηΝ+2 Ιη2Ν表示根據(jù)調(diào)制波所處區(qū)域得到的上下橋臂對應(yīng)的剩余子模塊的預(yù)設(shè)輸出信號，Pulsef Pulse2N表示實際輸出給從上到下2N個子模塊的控制脈沖，對于虛擬映射表，將積分比較互補調(diào)制和預(yù)設(shè)輸出的信號作為輸入脈沖，實際輸出給2N個子模塊的控制脈沖作為輸出脈沖，上下橋臂各自進行錯位循環(huán)來選擇虛擬映射表的映射次序，每一個循環(huán)通過一個值為I到N的循環(huán)計數(shù)器來控制虛擬輸出信號與實際子模塊的對應(yīng)次序，計數(shù)器的頻率和積分比較互補調(diào)制中的積分器清零脈沖頻率相同，積分比較互補調(diào)制的積分器每清零一次，計數(shù)器則進行一次計數(shù)當(dāng)計數(shù)器為I時，輸入脈沖即為輸出脈沖，即對上橋臂PWMiTPUlSel，
In2 Pulse2, ......, InN PulseN ;對下橋臂PWMn PuIseN+1, InN+2 PulseN+2,......,
In2N Pulse2N ；當(dāng)計數(shù)器為2時，上下橋臂各自的輸入脈沖和輸出脈沖錯位，對上橋臂即 PWMp Pulse2, In2 Pulse3, ......, InN-I PulseN, InN Pulsel ;對下橋臂PWMn PulseN+2，
InN+2 PulseN+3, ......, In2N_l Pulse2N, In2N PulseN+1 ；當(dāng)計數(shù)器為3時，上下橋臂各自的輸入脈沖和輸出脈沖錯位，對上橋臂即
PWMp Pulse3，In2 Pulse4， ......，InN-2 PulseN，InN-I Pulsel，InN Pulse2 ；對下
橋臂PWMrTPuIseN+3，InN+2 PulseN+4， ......，In2N_2 Pulse2N，In2N_l PulseN+1，
In2N PulseN+2 ；一直到計數(shù)器為N，此時的對應(yīng)次序為上橋臂PWM1TPulseN, In2>ulsel,
In3 Pulse2, ......, InN PulseN-1 ;對下橋臂PWMn Pulse2N, InN+2 PulseN+1，
InN+3 PulseN+2，......，In2N Pulse2N_l ；之后計數(shù)器再次回到1，開始下一輪循環(huán)；MMC電路的子模塊根據(jù)虛擬映射表的輸出脈沖，調(diào)制輸出對應(yīng)波形。本發(fā)明提出一種新的用于MMC的變積分雙循環(huán)映射調(diào)制法，由于調(diào)制的全部過程都通過軟件編程實現(xiàn)控制，沒有增加電路，在不改變原MMC電路硬件的條件下，降低了開關(guān)損耗，且控制方法更為簡單，實現(xiàn)了低諧波的電壓輸出，并能很好地抑制懸浮電容的電壓波動，且不會存在失控的情況。與現(xiàn)有的調(diào)制算法相比，本發(fā)明的變積分雙循環(huán)映射調(diào)制法具有以下有益效果I、投入模塊數(shù)固定，減少橋臂間的環(huán)流。2、控制方法簡單，只需要幾個積分比較環(huán)節(jié)，不需要像PSPWM—樣為了平衡電壓要加獨立的控制器。3、上下橋臂互補配合調(diào)制，不存在系統(tǒng)參數(shù)選擇不當(dāng)而失穩(wěn)的情況。4、上下橋臂只各有一個模塊采用PWM調(diào)制，開關(guān)頻率低，而輸出電壓更接近調(diào)制波，輸出諧波小。5、采用雙循環(huán)映射模塊選擇策略，子模塊投入的次數(shù)平均，電容電壓穩(wěn)定，且可以使子模塊的輸出電平連續(xù)，從而降低了開關(guān)器件的實際工作頻率。6、采用變積分動態(tài)電壓控制策略，實時動態(tài)調(diào)節(jié)電容電壓的波動，使電容電壓的波動得到有效的抑制。


圖I是模塊化多電平換流器MMC的電路拓撲結(jié)構(gòu)。圖2是本發(fā)明可變積分雙循環(huán)映射脈寬調(diào)制法的流程圖。圖3是本發(fā)明積分比較調(diào)制原理。
圖4是本發(fā)明調(diào)制波的分段處理。圖5是本發(fā)明雙循環(huán)映射的選擇示意圖。圖6是本發(fā)明上橋臂變積分電容電壓平衡控制原理。圖7是本發(fā)明下橋臂變積分電容電壓平衡控制原理。圖8是本發(fā)明調(diào)制信號及其對應(yīng)調(diào)制輸出 波形。圖9為本發(fā)明實施例N=4時，Ca)是PWM載波信號，(b)為對應(yīng)的輸出給MMC電路子模塊5的實際輸出波形。圖10為本發(fā)明實施例N=4時，電容電壓動態(tài)平衡控制下的電容電壓波形，Ca)為子模塊5的電容參數(shù)發(fā)生漂移時，其相對其它下橋臂的子模塊6 — 8電容電壓的比較情況，(b)為通過本發(fā)明電壓動態(tài)平衡控制后的輸出情況。
具體實施例方式本發(fā)明方法首先建立虛擬調(diào)制的概念，并將MMC的一相上下橋臂看成一個整體進行互補調(diào)制以保證任意時刻只有N個模塊投入的思想，對調(diào)制波進行分區(qū)域處理，分為N個區(qū)域，建立上下橋臂的虛擬映射表，對各個區(qū)域處理時，選擇上下橋臂各一對子模塊進行相配合的PWM調(diào)制，兩個子模塊控制脈沖反相，故每次只投入一個子模塊，對于整個調(diào)制波來說，投入子模塊數(shù)恒為N ;對于不同的小區(qū)域，調(diào)制波形采用對應(yīng)不同區(qū)域的處理方法進行積分比較互補調(diào)制，同時配合其他子模塊預(yù)設(shè)輸出情況，實現(xiàn)不同電平的調(diào)制輸出，使得MMC輸出波形更加接近調(diào)制波形，且諧波較低。本發(fā)明提出一種雙循環(huán)映射的模塊選擇方案，上下橋臂各自進行循環(huán)，來控制積分比較互補調(diào)制配合預(yù)設(shè)輸出得到的2N個脈沖信號和實際輸給MMC電路2N個子模塊的脈沖信號之間對應(yīng)的虛擬映射表，從而實現(xiàn)了電壓平衡。每一個循環(huán)通過一個值為I到N的循環(huán)計數(shù)器指針來控制虛擬映射表中輸入脈沖與實際輸出給系統(tǒng)子模塊的控制脈沖之間的映射次序，每一個循環(huán)周期之中，每一個子模塊均有一次參與積分比較調(diào)制的機會，因此在電容電壓可以得到有效的均衡，從而實現(xiàn)了電容電壓的平衡。除此之外，這種雙循環(huán)選擇方法還可以使子模塊的輸出電平連續(xù)，從而降低了開關(guān)器件的實際工作頻率。本發(fā)明還提出一種變積分控制的電容電壓控制策略方法，不僅在系統(tǒng)對稱的情況下，能夠?qū)崿F(xiàn)其功能，而且具備一定的動態(tài)調(diào)節(jié)能力，能夠保證系統(tǒng)在誤差累積和器件參數(shù)偏差情況有一定的糾錯能力。本方法以當(dāng)前電壓與上橋臂或下橋臂的平均電壓之差為反饋量，可以通過改變積分常數(shù)B來獲得相應(yīng)的動態(tài)調(diào)節(jié)效果，從而實現(xiàn)了電容電壓波動的抑制。圖I展示了 MMC換流器的電路拓撲結(jié)構(gòu)，每相由一系列子模塊(submodule, SM)串聯(lián)得到，上橋臂和下橋臂各有N個子模塊，每個子模塊的結(jié)構(gòu)完全相同，橋臂的中間點(上下橋臂連接點)處電壓作為輸出電壓，而上下橋臂在出口處均有一個電感，可限制相間環(huán)流的作用。每個SM均為單臂半橋電路與電容并聯(lián)，相當(dāng)于I個獨立的直流源。通過SM單元開關(guān)器件開通或關(guān)斷來控制SM輸出電平，穩(wěn)態(tài)運行時SM存在2種電平輸出狀態(tài)當(dāng)每個SM單元的IGBTl導(dǎo)通時，SM輸出為UC，表示其接入電路，為接入狀態(tài)；當(dāng)IGBT2導(dǎo)通時，SM輸出為0，為短路狀態(tài)。因此，每個SM都可以輸出UC和O這2種電平。因此，通過調(diào)整上下橋臂子模塊的接入數(shù)目和方式，可以改變輸出電壓的電平，實現(xiàn)了多電平。但是，為了保持電容電壓的穩(wěn)定，每時刻接入的上下橋臂所有子模塊數(shù)目必須恒為N，這樣保證上下橋臂電壓之和等于直流側(cè)電壓。圖2展示了本發(fā)明可變積分雙循環(huán)映射脈寬調(diào)制法的流程圖。根據(jù)待調(diào)制的已進行歸一化處理的幅值在(-1，I)之間的調(diào)制波，調(diào)制出與模塊化多電平換流器各子模塊相匹配的控2N個控制脈沖，最終使模塊化多電平換流器輸出調(diào)制波的電壓波形，所述歸一化處理為對調(diào)制波的幅值除以2Ud/N，其中Ud為MMC換流器直流側(cè)正負母線之間的電壓。調(diào)制波首先進行分段處理，然后根據(jù)預(yù)設(shè)的信號分配以及積分比較互補調(diào)制得到2N個PWM輸出，然后通過雙循環(huán)映射選擇策略將PWM輸出分配到對應(yīng)的子模塊上。主電路的電容電壓波動作為反饋量反饋到積分互補調(diào)制模塊中，來實現(xiàn)電容電壓波動的穩(wěn)定。具體實現(xiàn)方法如下步驟一對調(diào)制波的分段處理，即根據(jù)調(diào)制波的幅值范圍把調(diào)制波分成N個區(qū)域，此步驟 的輸出為調(diào)制波的所處區(qū)域信息，即某時刻調(diào)制波正處于哪一個區(qū)域。其分段方法如下對于一個上下橋臂共有2N個模塊的MMC，將調(diào)制波幅值歸一化到(-1，O區(qū)間，并分成N個小區(qū)域，每段區(qū)域的長度為2/N (-1，-1+2/N)，(-1+2/N, -1+4/N)，……，(1-4/N, 1-2/N)，(1-2/N, I)。則可根據(jù)調(diào)制波的幅值來判斷調(diào)制波處于哪一個區(qū)域。步驟二積分比較互補調(diào)制、預(yù)設(shè)輸出，即根據(jù)分段處理后得到的區(qū)域信息和調(diào)制波形，以及MMC電路電容電壓波動的反饋量，來進行脈沖調(diào)制，其中積分比較互補調(diào)制的輸出為對應(yīng)上下橋臂各一個子模塊的兩個控制脈沖，預(yù)設(shè)輸出則根據(jù)區(qū)域信息輸出剩余2N-2個子模塊對應(yīng)的控制脈沖。兩個模塊相互配合，輸出2N個脈沖信號。積分比較互補調(diào)制，首先根據(jù)調(diào)制波所處區(qū)域，對調(diào)制波進行預(yù)處理，其具體處理方法是對調(diào)制波的幅值取絕對值使之為正，然后減去2/N的相應(yīng)倍數(shù)使調(diào)制波的幅值處在(O, 2/N)區(qū)域內(nèi)，則可進行積分比較調(diào)制，其原理見圖3。積分比較調(diào)制，則是根據(jù)面積等效原則，對積分常數(shù)B進行積分，再與調(diào)制波進行比較。圖3中V為PWM輸出對應(yīng)的實際調(diào)制信號，B為積分常數(shù)，RS觸發(fā)器的Q和/Q輸出用于驅(qū)動上下橋臂。B的值與電容電壓反饋量有關(guān)，為MMC電路電容電壓反饋經(jīng)PI環(huán)節(jié)輸出的ΛΒ與其初始值的和。在初始時，反饋量對B沒有影響，B的初始值取O. 5。當(dāng)其積分值小于調(diào)制波的時候，調(diào)制輸出為I，在某時刻積分值大于調(diào)制波，則調(diào)制輸出變成O。通過定頻信號對積分器進行清零，則其頻率則相當(dāng)于采樣頻率。其輸出的PWM波形滿足等面積定理。積分比較互補調(diào)制輸出脈沖給一個上橋臂的子模塊，其輸出脈沖的反相信號輸出給一個下橋臂的子模塊，則此對子模塊每時刻只有一個子模塊投入，達到了互補效果，且配合輸出了預(yù)處理后的調(diào)制波。預(yù)設(shè)輸出是為了配合積分比較互補調(diào)制，根據(jù)調(diào)制波所處區(qū)域，將事先預(yù)設(shè)好的2N-2個脈沖信號輸出給除了互補調(diào)制的2個子模塊之外的剩余的2N-2個子模塊。預(yù)設(shè)輸出的預(yù)設(shè)值和調(diào)制波所處區(qū)域有關(guān)，其與積分比較互補調(diào)制相互配合共同輸出的2N個脈沖信號，通入主電路的2N個子模塊中，可以使MMC電路輸出調(diào)制波電壓。所述預(yù)設(shè)輸出與調(diào)制波所處區(qū)域?qū)?yīng)，設(shè)(-1，-1+2/N)為第I區(qū)域，(1-2/N, I)為第N區(qū)域，則第k區(qū)域?qū)?yīng)的預(yù)設(shè)輸出情況為上橋臂除了互補調(diào)制的子模塊外按順序前k-Ι個子模塊對應(yīng)脈沖信號為O，其余為1，下橋臂除了互補調(diào)制的子模塊外按順序前k-Ι個子模塊對應(yīng)脈沖信號為1，其余為O，為了說明積分比較互補調(diào)制和預(yù)設(shè)輸出的配合過程，下面將以N=4的情況來詳盡說明。圖4展示了 N=4時本算法對調(diào)制波進行分段處理的方案。首先，將歸一化的調(diào)制波(-1，I)分成(-1，-O.5)，[-0. 5,0), [0,0. 5), [O. 5,1) B
個小區(qū)域，而對于每一個小區(qū)域，分別進行預(yù)處理，并對應(yīng)設(shè)置相應(yīng)的預(yù)設(shè)輸出，具體的方案見表I。表1N=4時的預(yù)處理方案和預(yù)設(shè)輸出
權(quán)利要求
1.模塊化多電平換流器的可變積分雙循環(huán)映射脈寬調(diào)制法，模塊化多電平換流器MMC的電路拓撲結(jié)構(gòu)中，每相由一系列子模塊串聯(lián)得到，上橋臂和下橋臂各有N個子模塊，其特征是將調(diào)制波歸一化到(-1，O區(qū)間，分成N段進行分段處理，根據(jù)預(yù)設(shè)輸出以及積分比較互補調(diào)制得到2N個PWM輸出，然后通過雙循環(huán)映射選擇將所述2N個PWM輸出分配到對應(yīng)的子模塊上，輸入模塊化多電平換流器MMC，使其輸出調(diào)制波的電壓波形，其中模塊化多電平換流器電路的電容電壓波動作為反饋量反饋到積分比較互補調(diào)制中，進行電容電壓動態(tài)平衡控制，實現(xiàn)電容電壓波動的穩(wěn)定。
2.根據(jù)權(quán)利要求I所述的模塊化多電平換流器的可變積分雙循環(huán)映射脈寬調(diào)制法，其特征是全部調(diào)制過程均通過DSP+FPGA軟件編程進行控制，包括以下步驟 步驟一對調(diào)制波分段處理， 根據(jù)調(diào)制波的幅值范圍把調(diào)制波分成N個區(qū)域，此步驟的輸出為調(diào)制波的所處區(qū)域信息，即某時刻調(diào)制波正處于哪一個區(qū)域，其分段方法如下對于一個上下橋臂共有2N個模塊的MMC，將調(diào)制波幅值歸一化到(-1，I)區(qū)間，并分成N個小區(qū)域，每段區(qū)域的長度為2/N，分別為(-1，-1+2/N)，(-1+2/N, -1+4/N)，……，(1-4/N，1-2/N)，(1-2/N，I)，根據(jù)調(diào)制波的幅值來判斷調(diào)制波處于哪一個區(qū)域； 步驟二 積分比較互補調(diào)制、預(yù)設(shè)輸出， 根據(jù)分段處理后得到的區(qū)域信息以及MMC電路電容電壓波動的反饋量，來進行脈沖調(diào)制，其中積分比較互補調(diào)制的輸入為分段處理后的區(qū)域信息及調(diào)制波形和MMC電路電容電壓波動的反饋量，輸出為對應(yīng)上下橋臂各一個子模塊的兩個控制脈沖，默認設(shè)置為上下橋臂各自的第一個子模塊；預(yù)設(shè)輸出根據(jù)調(diào)制波所處區(qū)域，將預(yù)設(shè)好的2N-2個脈沖信號輸出給除了互補調(diào)制的2個子模塊之外的剩余的2N-2個子模塊，所述預(yù)設(shè)輸出與調(diào)制波所處區(qū)域?qū)?yīng)，設(shè)(-1，-1+2/N)為第I區(qū)域，(1-2/N，I)為第N區(qū)域，則第k區(qū)域?qū)?yīng)的預(yù)設(shè)輸出情況為上橋臂除了互補調(diào)制的子模塊外按順序前k-Ι個子模塊對應(yīng)脈沖信號為O，其余為1，下橋臂除了互補調(diào)制的子模塊外按順序前k-Ι個子模塊對應(yīng)脈沖信號為1，其余為O，積分比較互補調(diào)制的輸出與預(yù)設(shè)輸出相互配合，輸出2N個脈沖信號； 步驟三雙循環(huán)映射選擇， 對步驟二得到的2N個脈沖信號，進行次序優(yōu)化，即改變步驟二得到的2N個脈沖信號與實際輸給MMC電路2N個子模塊的脈沖信號之間對應(yīng)而得的虛擬映射表，對MMC電路輸出對應(yīng)2N個子模塊的2N個控制脈沖，所述次序優(yōu)化為上下橋臂各自對步驟二得到的虛擬映射表的映射關(guān)系進行錯位循環(huán)，每一個循環(huán)通過一個值為I到N的循環(huán)計數(shù)器指針來控制虛擬映射表的映射次序，根據(jù)循環(huán)后的虛擬映射表實現(xiàn)對實際子模塊的驅(qū)動輸出； 步驟四懸浮電容電壓反饋， 將步驟三中得到的2N個控制脈沖輸入到MMC電路中，采集MMC電路2N個子模塊中的電容電壓，并作為反饋量，通過一個PI環(huán)節(jié)，作為步驟二中積分比較互補調(diào)制中積分參數(shù)的調(diào)節(jié)量ΛΒ，進行電容電壓動態(tài)平衡控制，形成閉環(huán)以控制電容電壓的穩(wěn)定； 步驟四中接收2N個控制脈沖的MMC電路輸出調(diào)制波的電壓波形。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的模塊化多電平換流器的可變積分雙循環(huán)映射脈寬調(diào)制法，其特征是積分比較互補調(diào)制首先根據(jù)調(diào)制波所處區(qū)域，對調(diào)制波進行預(yù)處理，預(yù)處理的處理方法是對調(diào)制波的幅值取絕對值使之為正，然后減去2/N的相應(yīng)倍數(shù)使調(diào)制波的幅值處在(O, 2/N)區(qū)域內(nèi)，再進行積分比較調(diào)制；積分比較調(diào)制是根據(jù)面積等效原則，對積分常數(shù)B進行積分，再與調(diào)制波進行比較，B的值為MMC電路電容電壓反饋經(jīng)PI環(huán)節(jié)輸出的ΛΒ與B的初始值的和，B的初始值取O. 5，調(diào)制得到的對應(yīng)上下橋臂的脈沖信號互為反相，從而使此對互補調(diào)制子模塊每時刻始終只投入一個，實現(xiàn)MMC電路中每時刻只有N個子模塊接入。
4.根據(jù)權(quán)利要求2所述的模塊化多電平換流器的可變積分雙循環(huán)映射脈寬調(diào)制法，其特征是雙循環(huán)映射選擇具體為設(shè)PWMp和PWMn分別表示采用積分比較互補調(diào)制時的得到的虛擬調(diào)制輸出信號，In2 InN、InN+2 In2N表示根據(jù)調(diào)制波所處區(qū)域得到的上下橋臂對應(yīng)的剩余子模塊的預(yù)設(shè)輸出信號，Pulsef Pulse2N表示實際輸出給從上到下2N個子模塊的控制脈沖，對于虛擬映射表，將積分比較互補調(diào)制和預(yù)設(shè)輸出的信號作為輸入脈沖，實際輸出給2N個子模塊的控制脈沖作為輸出脈沖，上下橋臂各自進行錯位循環(huán)來選擇虛擬映射表的映射次序，每一個循環(huán)通過一個值為I到N的循環(huán)計數(shù)器來控制虛擬輸出信號與實際子模塊的對應(yīng)次序，計數(shù)器的頻率和積分比較互補調(diào)制中的積分器清零脈沖頻率相同，積分比較互補調(diào)制的積分器每清零一次，計數(shù)器則進行一次計數(shù) 當(dāng)計數(shù)器為I時，輸入脈沖即為輸出脈沖，即對上橋臂=PWM1TPulseI,In2 Pulse2, ......, InN PulseN ;對下橋臂PWMn PuIseN+1, InN+2 PulseN+2,......,In2N Pulse2N ； 當(dāng)計數(shù)器為2時，上下橋臂各自的輸入脈沖和輸出脈沖錯位，對上橋臂即PWMp Pulse2, In2 Pulse3, ......, InN-I PulseN, InN Pulsel ;對下橋臂PWMn PulseN+2，InN+2 PulseN+3，......，In2N_l Pulse2N，In2N PulseN+1 ； 當(dāng)計數(shù)器為3時，上下橋臂各自的輸入脈沖和輸出脈沖錯位，對上橋臂即PWMp Pulse3，In2 Pulse4， ......，InN-2 PulseN，InN-I Pulsel，InN Pulse2 ；對下橋臂PWMrTPuIseN+3，InN+2 PulseN+4， ......，In2N_2 Pulse2N，In2N_l PulseN+1，In2N PulseN+2 ； 一直到計數(shù)器為N，此時的對應(yīng)次序為上橋臂PWMp PulseN，In2>ulsel,In3 Pulse2, ......, InN PulseN-1 ;對下橋臂PWMn Pulse2N, InN+2 PulseN+1，InN+3 PulseN+2，......，In2N Pulse2N_l ； 之后計數(shù)器再次回到1，開始下一輪循環(huán)； MMC電路的子模塊根據(jù)虛擬映射表的輸出脈沖，調(diào)制輸出對應(yīng)波形。
全文摘要
模塊化多電平換流器的可變積分雙循環(huán)映射脈寬調(diào)制法，模塊化多電平換流器MMC的電路拓撲結(jié)構(gòu)中，上橋臂和下橋臂各有N個子模塊，將調(diào)制波歸一化到(-1,1)區(qū)間，分N段處理，根據(jù)預(yù)設(shè)輸出以及積分比較互補調(diào)制得到2N個PWM輸出，然后通過雙循環(huán)映射選擇將所述2N個PWM輸出分配到2N個子模塊上，使MMC輸出調(diào)制波的電壓波形，其中MMC電路的電容電壓波動作為反饋量反饋到積分比較互補調(diào)制中，以實現(xiàn)電容電壓波動的穩(wěn)定。本發(fā)明調(diào)制方法可用于中高壓、大功率場合的MMC的控制信號調(diào)制。
文檔編號H02M1/12GK102843018SQ201210280780
公開日2012年12月26日 申請日期2012年8月9日 優(yōu)先權(quán)日2012年8月9日
發(fā)明者梅軍, 鄭建勇, 韓少華 申請人:東南大學(xué)