一種非互補反激有源鉗位變換器的制造方法
【專利摘要】本發(fā)明公開了一種非互補反激有源鉗位變換器，包括變壓器、主開關管、鉗位開關管、鉗位電容和驅動模塊，驅動模塊向主開關管的驅動端輸出用于控制主開關管交替導通與關斷的主驅動信號，驅動模塊向鉗位開關管的驅動端輸出鉗位驅動信號，該鉗位驅動信號與所述主驅動信號具有相同的周期，其每一個周期包括產生于主開關管由導通狀態(tài)轉變?yōu)殛P斷狀態(tài)時的第一脈沖信號、產生于主開關管關斷狀態(tài)下并與所述第一脈沖信號相互獨立的第二脈沖信號、以及產生于其余時間并用于控制鉗位開關管關斷的信號，第一脈沖信號和第二脈沖信號均用于控制鉗位開關管導通。本發(fā)明能夠保證鉗位電容充電時的高頻電流全部流經鉗位開關管，避開流經鉗位開關管的反向體二極管。
【專利說明】一種非互補反激有源鉗位變換器
【技術領域】
[0001]本發(fā)明涉及一種開關電源變換器，具體地說是一種非互補反激有源鉗位變換器?！颈尘凹夹g】
[0002]隨著電力電子領域迅猛的發(fā)展使得開關變換器應用的越來越廣泛，特別是人們對高功率密度、高可靠性和小體積的開關變換器提出了更多的要求。一般傳統(tǒng)的小功率AC/DC變換采用反激拓撲實現，其具有結構簡單、成本低廉等優(yōu)點；但是由于變壓器存在漏感的影響，反激變換器主開關管的電壓鉗位方式包括RC緩沖吸收、RCD鉗位，LCD鉗位以及有源鉗位。有源鉗位不但可以吸收漏感能量并以正激的形式將能量回饋到輸出端，而且可以充分利用漏感的能量實現開關管的軟開關，提高開關變換器的效率。
[0003]目前傳統(tǒng)反激有源鉗位變換器電路原理圖通常如圖1-1和圖1-2所示，開關變換器主開關管鉗位包括兩種鉗位方式，即NMOS開關管鉗位和PMOS開關管鉗位。以圖1-1為例，其穩(wěn)態(tài)工作時各點工作波形如圖3所示，Vgs_sw,Vgs_sa分別為主開關管Sw、鉗位開關管Sa的驅動電壓波形，Vds_sw,Vds_sa分別為主開關管Sw、鉗位開關管Sa的電壓波形，Ic是鉗位電容Ce電流波形。其中，主開關管Sw和鉗位開關管Sa的驅動電壓可由如圖2所示的PWM控制信號分時電路獲得。
[0004]假設主開關管Sw占空比為D，則鉗位開關管Sa占空比為(1_D)，為了避免主開關管Sw和鉗位開關管Sa共通需留有一定死區(qū)時間，工作周期為T。在TO時刻主開關管Sw導通，原邊電流流經激磁電感Lm進行激磁，變壓器激磁電流線性增加，副邊整流二極管D截止，變壓器存儲能量。在Tl時刻主開關管Sw關斷，原邊激磁電流給主開關管Sw輸出電容充電、鉗位開關管Sa輸出電容放電。當鉗位開關管Sa漏源兩端電壓Vds_sa下降為零后其體二極管導通，T3時刻開通鉗位開關管Sa，實現了鉗位開關管Sa的零電壓導通。變壓器釋放能量，副邊整流二極管D導通，原邊激磁電感被副邊鉗位在-NVo，變壓器漏感ILk與鉗位電容Ce進行諧振，經過1/2個周期后T4時刻關斷鉗位開關管Sa，由于電感電流不能突變，此時主開關管Sw輸出電容放電、鉗位開關管Sa輸出電容充電，當主開關管Sw漏源兩端電壓為零后其體二極管導通，在T6時刻主開關管導通，實現了主開關管Sw的零電壓導通。
[0005]由于鉗位電容值較大，原邊主開關管Sw漏源兩端電壓鉗位效果好，幾乎沒有高頻振蕩。同時有源鉗位實現了原邊主開關管Sw和鉗位開關管的零電壓開通，降低了開關損耗。
[0006]傳統(tǒng)反激有源鉗位變換器鉗位電路對諧振電感、鉗位電容參數敏感，參數比較固定，適用范圍小。而且鉗位電路循環(huán)能量大，在滿載情況下效率可以得到有效提升，但是輕載效率則很低。除此之外，傳統(tǒng)反激有源鉗位變換器只能應用在定頻控制中，意味著輕載效率很難優(yōu)化。
[0007]針對如上所述問題的不足，浙江大學碩士論文“非互補反激有源箝位變換流器的研究”基于傳統(tǒng)反激有源鉗位變換器的優(yōu)勢，提出了一種輕載效率更高、控制靈活的非互補反激有源鉗位變換器控制策略，這種控制方法在保證反激變換器原邊主開關管實現軟開關特性的前提下，可以采用變頻控制，輕載降頻；減小鉗位電路的循環(huán)能量，提高效率；減小鉗位開關管電流等級，降低電路成本。
[0008]非互補反激有源鉗位變換器電路原理圖如圖1-1和圖1-2所示，與傳統(tǒng)反激有源鉗位變換器電路原理圖一樣，只是控制策略進行了創(chuàng)新。非互補反激有源鉗位變換器控制策略激磁電流連續(xù)工作模式和激磁電流斷續(xù)工作模式下穩(wěn)態(tài)工作時各點工作波形如圖4-1和圖4-2所不。
[0009]以圖1-1和圖4-1為例，其工作原理為:在TO時刻主開關管Sw導通，原邊電流流經激磁電感進行激磁，變壓器激磁電流線性增加，副邊整流二極管D截止，變壓器存儲能量。在Tl時刻主開關管Sw關斷,原邊激磁電流給主開關管Sw輸出電容充電、鉗位開關管Sa輸出電容放電。變壓器釋放能量，副邊整流二極管D導通，原邊激磁電感被副邊鉗位在-NVo，當鉗位開關管Sa漏源兩端電壓降為零后其體二極管導通，變壓器漏感ILk與鉗位電容Ce進行諧振，漏感能量傳遞到鉗位電容Ce中，由于鉗位開關管Sa體二極管具有單向導通性，漏感能量諧振到鉗位電容Ce后鉗位回路斷開，能量一直儲存在鉗位電容Ce中。在T4時刻鉗位開關管Sa導通，副邊整流二極管導通，原邊激磁電感Lm被鉗位在-NVo，鉗位電容Ce與漏感進行諧振，將鉗位電容能量傳遞到漏感。在T5時刻鉗位開關管Sa關斷，漏感電流不能突變，主開關管Sw輸出電容放電、鉗位開關管Sa輸出電容充電，當住開關管Sw漏源兩端電壓為零后其體二極管導通，在T6時刻主開關管Sw開通，實現了主開關管Sw的零電壓開通。
[0010]與傳統(tǒng)反激有源鉗位控制方式不同，非互補反激有源鉗位控制在漏感向鉗位電容Ce里儲能過程中并沒有開通鉗位開關管Sa，高頻電流全部流經鉗位開關管Sa的體二極管。通常體二極管反向恢復特性很差，快速電流變化率將導致鉗位開關管體二極管反向恢復電流增大，激磁電流連續(xù)工作模式下電路穩(wěn)態(tài)波形如圖5所示。體二極管反向恢復不但影響器件使用壽命，也增加了通態(tài)損耗，降低電路效率。而且主開關管Sw很難實現零電壓開通，這在一定程度上限制了電源的高頻化、小體積。
[0011]針對浙江大學的非互補反激有源鉗位變換器控制策略，現有技術采用如圖6所示方案，增加快恢復二極管Dl和D2解決上述問題。漏感向鉗位電容Ce儲能過程中高頻電流不經過鉗位開關管Sa的體二極管，而是經過快恢復二極管D2。在鉗位開關管Sa開通時鉗位電容Ce能量電流經過快恢復二極管Dl進行釋放，有效減小了鉗位回路能量損耗，更有利于主開關管Sw實現軟開關，為電源的高頻化、小體積提供了可行性。
[0012]采用如圖6所示方案雖然可以有效解決鉗位開關管Sa體二極管反向恢復特性引起的通態(tài)損耗，在小功率AC/DC變換中快恢復二極管Dl和D2所需的耐壓較高，其管壓降也相對較大，高頻電流流經快恢復二極管Dl和D2時會產生一定程度的損耗，特別是快恢復二極管D2，損耗較嚴重。由于快恢復二極管Dl的阻斷作用，在主開關管Sw關斷時鉗位開關管Sa輸出電容無法釋放能量，鉗位開關管Sa無法實現軟開關，導致開通損耗較大。而且采用快恢復二極管，流經高頻電流時會產生嚴重的EMI。

【發(fā)明內容】

[0013]本發(fā)明所要解決的技術問題是:提供一種非互補反激有源鉗位變換器，能夠保證鉗位電容充電時的高頻電流全部流經鉗位開關管，避開流經鉗位開關管的反向體二極管。
[0014]解決上述技術問題，本發(fā)明所采用的技術方案如下:[0015]一種非互補反激有源鉗位變換器，包括變壓器、主開關管、鉗位開關管、鉗位電容和驅動模塊，變壓器的原邊繞組和主開關管串聯后用于輸入電壓信號，變壓器的副邊繞組用于輸出變換后的電壓信號，鉗位開關管和鉗位電容串聯后與變壓器的原邊繞組或者主開關管并聯，驅動模塊向主開關管的驅動端輸出用于控制主開關管交替導通與關斷的主驅動信號，其特征在于:所述的驅動模塊向鉗位開關管的驅動端輸出鉗位驅動信號，該鉗位驅動信號與所述主驅動信號具有相同的周期，其每一個周期包括產生于主開關管由導通狀態(tài)轉變?yōu)殛P斷狀態(tài)時的第一脈沖信號、產生于主開關管關斷狀態(tài)下并與所述第一脈沖信號相互獨立的第二脈沖信號、以及產生于其余時間并用于控制鉗位開關管關斷的信號，所述第一脈沖信號和第二脈沖信號均用于控制鉗位開關管導通。
[0016]其中，所述的鉗位開關管在第一脈沖信號和第二脈沖信號期間導通，分別使得所述鉗位電容充電和放電，所述第二脈沖信號的脈沖寬度為鉗位電容由放電開始時刻至達到最大放電電流的時間，所述第一脈沖信號的脈沖寬度接近于第二脈沖信號的脈沖寬度。
[0017]作為本發(fā)明的優(yōu)選實施方式，所述第一脈沖信號與第二脈沖信號的脈沖寬度相
坐寸ο
[0018]作為本發(fā)明的一種實施方式,所述的驅動模塊包括主控制芯片、PWM脈沖分時電路和控制檢測電路；所述PWM脈沖分時電路將主控制芯片輸出的PWM信號轉換成相互隔離的所述主驅動信號和第二脈沖信號，所述控制檢測電路通過檢測所述主驅動信號來判斷所述主開關管的開關狀態(tài)，并在主開關管由導通狀態(tài)轉變?yōu)殛P斷狀態(tài)時輸出所述第一脈沖信號。
[0019]其中，所述的控制檢測電路包括延時電路、第一非門、與非門、第二非門、供電電源、恒流源、第一開關管、第二開關管、第二電容和斯密特觸發(fā)器；所述延時電路的輸入端連接到所述PWM脈沖分時電路的主驅動信號輸出端，延時電路的輸出端與第一非門的輸入端、第一開關管和第二開關管的柵極連接，供電電源通過恒流源連接第一開關管的漏極，第一開關管的源極、第二開關管的漏極、第二電容的一端和斯密特觸發(fā)器的輸入端相連，第二開關管的源極和第二電容的另一端接地，第一非門和斯密特觸發(fā)器的輸出端分別連接與非門的兩個輸入端，與非門的輸出端連接第二非門的輸入端，第二非門的輸出端為控制檢測電路的輸出端，用于輸出所述第一脈沖信號。
[0020]所述的PWM脈沖分時電路集成在主控制芯片內。
[0021]作為本發(fā)明的一種實施方式，所述的驅動模塊包括主控制電路和第二控制檢測電路；所述主控制電路包括時鐘振蕩發(fā)生器、用于形成所述第二脈沖信號的第二脈沖信號模塊、第二延時電路、邏輯電路、斜坡電路和驅動電路，所述第二控制檢測電路包括第三延時電路和第一脈沖信號模塊；所述時鐘振蕩發(fā)生器的輸出端一路連接到所述第二脈沖信號模塊的輸入端，另一路連接到第二延時電路的輸入端，第二延時電路和斜坡電路的輸出端分別連接到邏輯電路的兩個輸入端，邏輯電路的輸出端、驅動電路的輸入端、斜坡電路的輸入端和第三延時電路的輸入端相連接，所述驅動電路的輸出端用于輸出所述主驅動信號，所述第三延時電路的輸出端連接第一脈沖信號模塊的輸入端，第一脈沖信號模塊的輸出端用于輸出所述第一脈沖信號。
[0022]所述的主控制電路和檢測控制電路集成在一塊芯片內。
[0023]作為本發(fā)明的一種改進，所述的非互補反激有源鉗位變換器還包括隔離驅動電路；所述鉗位驅動信號通過該隔離驅動電路輸入所述鉗位開關管的驅動端。
[0024]其中，所述的隔離驅動電路包括第一電容和第一二極管；所述第一電容的一端為隔離驅動電路的輸入端，用于輸入所述鉗位驅動信號，第一電容的另一端、第一二極管的陽極和所述鉗位開關管的驅動端相連，所述第一二極管的陰極接地。
[0025]與現有技術相比，本發(fā)明具有以下有益效果:
[0026]第一，本發(fā)明通過包括第一脈沖信號和第二脈沖信號的鉗位驅動信號來控制鉗位開關管工作，第一脈沖信號控制鉗位開關管在主開關管由導通狀態(tài)轉變?yōu)殛P斷狀態(tài)時導通，使漏感與鉗位電容諧振高頻電流全部流經鉗位開關管Sa，從而避開流經反向體二極管，當漏感能量全部諧振至鉗位電容Ce后鉗位開關管Sa由導通狀態(tài)轉變?yōu)殛P斷狀態(tài)。在第二脈沖信號到來時，鉗位開關管Sa再次導通，將之前存儲在鉗位電容Ce的能量諧振傳遞至漏感，諧振期間漏感電流反向增加，在漏感反向電流最大處鉗位開關管Sa由導通狀態(tài)轉變?yōu)殛P斷狀態(tài)。因此，本發(fā)明實現了對有源鉗位變換器的非互補控制，并能夠在鉗位電容Ce儲能時使高頻電流有效避開其反向體二極管，提高了鉗位開關管Sa的可靠性，降低了鉗位回路通態(tài)損耗，能夠有效提升效率；
[0027]并且，相對于現有的非互補有源鉗位變換器(參見圖6)，本發(fā)明解決體二極管反向恢復影響器件使用壽命、增加通態(tài)損耗、降低電路效率的問題，并不需要增設快恢復二極管DI和D2，節(jié)約了成本，能夠降低由快恢復二極管弓I起的高頻振蕩，改善EMI，并能使得主開關管和鉗位開關管都可以實現軟開關，產品得以實現高頻化、小體積。
[0028]第二，本發(fā)明將第一脈沖信號的脈沖寬度設置為接近于第二脈沖信號的脈沖寬度，確保了鉗位電容的安秒平衡，避免了由于第一脈沖信號的脈沖寬度過小，而可能引起的高頻電流部分會途徑鉗位開關管反并體二極管、引起通態(tài)損耗的問題，以及由于第一脈沖信號的脈沖寬度過大，而可能引起的鉗位電容能量反灌、造成能量損失、而不利于主開關管實現軟開關的問題。
【專利附圖】

【附圖說明】
[0029]下面結合附圖和具體實施例對本發(fā)明作進一步的詳細說明:
[0030]圖1-1為反激有源鉗位變換器NMOS管鉗位電路原理圖；
[0031]圖1-2為反激有源鉗位變換器PMOS管鉗位電路原理圖；
[0032]圖2為PWM控制信號分時電路原理圖；
[0033]圖3為傳統(tǒng)反激有源鉗位變換器穩(wěn)態(tài)工作波形圖；
[0034]圖4-1為非互補反激有源鉗位變換器激磁電流連續(xù)模式穩(wěn)態(tài)工作波形圖；
[0035]圖4-2為非互補反激有源鉗位變換器激磁電流斷續(xù)模式穩(wěn)態(tài)工作波形圖；
[0036]圖5為非互補反激有源鉗位變換器激磁電流連續(xù)模式有反向恢復電流穩(wěn)態(tài)工作波形圖；
[0037]圖6為現有技術中非互補反激有源鉗位變換器的電路原理圖；
[0038]圖7-1為本發(fā)明【具體實施方式】一 NMOS管鉗位的電路原理圖；
[0039]圖7-2為本發(fā)明【具體實施方式】一 PMOS管鉗位的電路原理圖；
[0040]圖8為本發(fā)明【具體實施方式】一檢測控制電路原理圖；
[0041]圖9為本發(fā)明【具體實施方式】二 NMOS管鉗位的電路原理圖；[0042]圖10為本發(fā)明【具體實施方式】二主控制芯片內部邏輯電路原理圖；
[0043]圖11為本發(fā)明【具體實施方式】二控制信號穩(wěn)態(tài)波形圖；
[0044]圖12為本發(fā)明【具體實施方式】的穩(wěn)態(tài)工作波形圖。
【具體實施方式】
[0045]實施例一
[0046]如圖7-1所示，本發(fā)明實施例一的非互補反激有源鉗位變換器，包括變壓器T、主開關管Sw、鉗位開關管Sa、鉗位電容Ce、驅動模塊和隔離驅動電路，變壓器T的原邊繞組和主開關管Sw串聯后用于輸入電壓信號，變壓器T的副邊繞組用于輸出變換后的電壓信號，鉗位開關管Sa采用NMOS管，其與鉗位電容Ce串聯后與變壓器T的原邊繞組并聯。驅動模塊向主開關管Sw的驅動端輸出用于控制主開關管Sw交替導通與關斷的主驅動信號Vgs_sw,并且，驅動模塊向鉗位開關管Sa的驅動端輸出鉗位驅動信號Vgs_sa，該鉗位驅動信號Vgs_sa與主驅動信號Vgs_sW具有相同的周期，其每一個周期包括產生于主開關管Sw由導通狀態(tài)轉變?yōu)殛P斷狀態(tài)時的第一脈沖信號Vgs_sal、產生于主開關管Sw關斷狀態(tài)下并與第一脈沖信號Vgs_sal相互獨立的第二脈沖信號Vgs_sa2、以及產生于其余時間并用于控制鉗位開關管Sa關斷的信號，第一脈沖信號Vgs_sal和第二脈沖信號Vgs_sa2均用于控制鉗位開關管Sa導通。
[0047]其中，鉗位開關管Sa在第一脈沖信號Vgs_sal和第二脈沖信號Vgs_sa2期間導通，分別使得鉗位電容Ce充電和放電，第二脈沖信號Vgs_sa2的脈沖寬度為鉗位電容Ce由放電開始時刻至達到最大放電電流的時間，第一脈沖信號Vgs_sal的脈沖寬度應接近于第二脈沖信號Vgs_sa2的脈沖寬度,優(yōu)選為第一脈沖信號Vgs_sal與第二脈沖信號Vgs_sa2的脈沖寬度相等，在本實施例一中，由于鉗位開關管Sa所在回路存在阻抗，其本身存在損耗，第一脈沖信號Vgs_sal的脈沖寬度略小于第二脈沖信號Vgs_sa2的脈沖寬度。
[0048]本實施例一的驅動模塊包括主控制芯片、PWM脈沖分時電路和控制檢測電路；PWM脈沖分時電路可采用現有的電路結構，由積分電路、微分電路和驅動器組成(參見圖2)，其可以集成在主控制芯片內。PWM脈沖分時電路將主控制芯片輸出的PWM信號轉換成相互隔離的主驅動信號Vgs_sw和第二脈沖信號Vgs_sa2,控制檢測電路通過檢測主驅動信號Vgs_sw來判斷主開關管Sw的開關狀態(tài)，并在主開關管Sw由導通狀態(tài)轉變?yōu)殛P斷狀態(tài)時輸出第一脈沖信號Vgs_sal。
[0049]參見圖8，上述控制檢測電路包括延時電路Delay、第一非門a、與非門C、第二非門b、供電電源Vcc、恒流源Ιο、第一開關管Q1、第二開關管Q2、第二電容C2和斯密特觸發(fā)器d;延時電路Delay的輸入端連接到PWM脈沖分時電路的主驅動信號Vgs_sw輸出端，延時電路Delay的輸出端與第一非門a的輸入端、第一開關管Ql和第二開關管Q2的柵極連接,供電電源Vcc通過恒流源1連接第一開關管Ql的漏極，第一開關管Ql的源極、第二開關管Q2的漏極、第二電容C2的一端和斯密特觸發(fā)器d的輸入端相連，第二開關管Q2的源極和第二電容C2的另一端接地GND，第一非門a和斯密特觸發(fā)器d的輸出端分別連接與非門c的兩個輸入端，與非門c的輸出端連接第二非門b的輸入端,第二非門b的輸出端為控制檢測電路的輸出端，用于輸出第一脈沖信號Vgs_sal。
[0050]本實施例一的鉗位驅動信號Vgs_sa通過隔離驅動電路輸入鉗位開關管Sa的驅動端；該隔離驅動電路包括第一電容Cl和第一二極管Dl ;第一電容Cl的一端為隔離驅動電路的輸入端，用于輸入鉗位驅動信號Vgs_sa,第一電容Cl的另一端、第一二極管Dl的陽極和鉗位開關管Sa的驅動端相連，第一二極管Dl的陰極接地。
[0051]如圖12所示，本發(fā)明實施例一的工作原理為:
[0052]在TO時刻主開關管Sw導通，原邊電流流經激磁電感Lm進行激磁，變壓器激磁電流線性增加，副邊整流二極管D截止，變壓器存儲能量。
[0053]在Tl時刻主開關管Sw關斷，原邊激磁電流給主開關管Sw輸出電容充電、鉗位開關管Sa輸出電容放電，鉗位電容Ce兩端電壓保持不變。當主開關管Sw漏源兩端電壓上升至最大值、鉗位開關管Sa漏源兩端電壓Vds_sa下降為零,在T2時刻,第一個脈沖信號Vgs_sal產生，鉗位開關管Sa由關斷狀態(tài)轉變?yōu)閷顟B(tài)，副邊整流二極管D導通，原邊激磁電感兩端電壓為鉗位在-NVo，漏感與鉗位電容Ce諧振高頻電流經鉗位開關管Sa對鉗位電容Ce進行充電。
[0054]T3時刻漏感對鉗位電容Ce充電電流為零時鉗位開關管Sa由導通狀態(tài)轉變?yōu)殛P斷狀態(tài)，至此漏感在主開關管Sw導通期間存儲的能量經過鉗位開關管Sa全部轉移到鉗位電容Ce，副邊整流二極管D繼續(xù)導通，原邊激磁電感兩端電壓仍為鉗位在-NVo，主開關管Sw漏源兩端電壓跌至Vin+NVo。
[0055]在T4時刻，第二個脈沖信號產生，鉗位開關管Sa由關斷狀態(tài)轉變?yōu)閷顟B(tài)，原邊激磁電感兩端電壓被鉗位在-NVo，鉗位電容Ce與漏感諧振，漏感反向激磁，漏感電流反向上升。
[0056]在T5時刻，漏感反向電流達到最大值時鉗位開關管Sa由導通狀態(tài)轉變?yōu)殛P斷狀態(tài)，因為在漏感反向電流最大處時，根據能量關系:W=l/2LkI2其存儲能量為最大，如果此時關斷鉗位開關管Sa，主開關管Sw輸出電容存儲的能量更容易被抽完，有利于主開關管Sw實現零電壓開通。由于電感電流不能突變，漏感反向電流給主開關管Sw的輸出電容放電，同時給鉗位開關管Sa的輸出電容進行充電，鉗位電容Ce漏源兩端電壓保持不變。
[0057]在T6時刻，原邊主開關管Sw漏源兩端電壓下降為零后其體二極管導通，此時開通主開關管Sw可以實現零電壓開通。第二個脈沖信號Vgs_sa2必須與主開關管Sw脈沖信號Vgs_sw留有足夠死區(qū)時間，否則原邊主開關管Sw和鉗位開關管Sa容易共通或者由于死區(qū)時間不夠導致主開關管Sw無法實現軟開關。但是死區(qū)時間不能太大，主開關管Sw必須在漏感電流再次反向之前開通，否則將丟失軟開關特性。主開關管Sw導通后進入下一個循環(huán)周期，工作過程不再贅述。
[0058]其中，上述控制檢測電路產生的第一脈沖信號Vgs_sal的工作原理說明如下:
[0059]當主驅動信號Vgs_sW信號出現關斷，經過延時電路Delay延時一小段時間后一端經過非門a的輸入端后輸出高電平；另一端低電平經過由開關管Ql和Q2組成的非門，使開關管Ql導通，恒流源1對電容C2進行充電,充電時間即為第一脈沖信號Vgs_sal的寬度。由于恒流源1與電容C2組成的電路具有一定的延時作用,在主驅動信號Vgs_sw關斷一小段時間內斯密特觸發(fā)器d的輸入仍然為低電平，而輸出為高電平。在這一小段時間內與非門b的輸入端均為高電平，根據與非門的特性，輸出為低電平，然后再經過非門的處理，最終轉化為具有一定脈沖寬度的第一脈沖信號Vgs_sal。
[0060]另外，參見圖7-2，本實施例一中上述鉗位開關管Sa也可采用PMOS管，其與鉗位電容Ce串聯后與變壓器T的主開關管Sw并聯，這種電路形式的工作原理與上述實施例一相同，區(qū)別僅在于它們用于驅動鉗位開關管Sa導通的電平不同，一個為高電平，另一個為低電平，在此不再贅述。
[0061]實施例二
[0062]如圖9所示，本發(fā)明實施例二的非互補反激有源鉗位變換器與實施例一基本相同，它們的區(qū)別在于:本實施例二中，驅動模塊包括主控制電路和第二控制檢測電路，它們可以集成在一塊芯片內。
[0063]參見圖10，本實施例二的主控制電路包括時鐘振蕩發(fā)生器0SC、用于形成第二脈沖信號Vgs_sa2的第二脈沖信號模塊Narrow Pulse2、第二延時電路Delay2、邏輯電路Logic、斜坡電路Slope和驅動電路Drive,第二控制檢測電路包括第三延時電路Delay3和第一脈沖信號模塊Narrow Pulsel ;時鐘振蕩發(fā)生器OSC的輸出端一路連接到第二脈沖信號模塊Narrow Pulse2的輸入端,另一路連接到第二延時電路Delay2的輸入端,第二延時電路Delay2和斜坡電路Slope的輸出端分別連接到邏輯電路Logic的兩個輸入端，邏輯電路Logic的輸出端、驅動電路Drive的輸入端、斜坡電路Slope的輸入端和第三延時電路Delay3的輸入端相連接,驅動電路Drive的輸出端用于輸出主驅動信號Vgs_sw,第三延時電路Delay3的輸出端連接第一脈沖信號模塊Narrow Pulsel的輸入端,第一脈沖信號模塊Narrow Pulsel的輸出端用于輸出第一脈沖信號Vgs_sal。
[0064]如圖11所示，本實施例二的控制檢測電路產生的第一脈沖信號Vgs_sal的工作原理說明如下:
[0065]時鐘振蕩發(fā)生器OCS產生一定占空比的時鐘信號CLK，一端經過NarrowPluse2模塊后形成Vgs_sa2脈沖信號，另一端經過延時電路Delay2形成具有一定延時時間的控制信號CLK_D?？刂菩盘朇LK_D經過邏輯控制電路一直處于高電平狀態(tài)，當檢測到有斜坡電路模塊有信號輸出時，邏輯控制電路將控制信號CLK_D由高電平轉化為低電平，輸出控制信號為TonJL控制信號Ton_H —端經過驅動電路Drive輸出主開關管驅動信號Vgs_sw，另一端經過檢測控制電路輸出脈沖信號Vgs_sal。
[0066]本發(fā)明不局限與上述【具體實施方式】，根據上述內容，按照本領域的普通技術知識和慣用手段，在不脫離本發(fā)明上述基本技術思想前提下，本發(fā)明還可以做出其它多種形式的等效修改、替換或變更，均落在本發(fā)明的保護范圍之中。
【權利要求】
1.一種非互補反激有源鉗位變換器，包括變壓器(τ)、主開關管(Sw)、鉗位開關管(Sa)、鉗位電容(Ce)和驅動模塊，變壓器(T)的原邊繞組和主開關管(Sw)串聯后用于輸入電壓信號，變壓器(T)的副邊繞組用于輸出變換后的電壓信號，鉗位開關管(Sa)和鉗位電容(Ce)串聯后與變壓器(T)的原邊繞組或者主開關管(Sw)并聯，驅動模塊向主開關管(Sw)的驅動端輸出用于控制主開關管(Sw)交替導通與關斷的主驅動信號(Vgs_sW)，其特征在于:所述的驅動模塊向鉗位開關管(Sa)的驅動端輸出鉗位驅動信號(Vgs_sa)，該鉗位驅動信號(Vgs_sa)與所述主驅動信號(Vgs_sW)具有相同的周期，其每一個周期包括產生于主開關管(Sw)由導通狀態(tài)轉變?yōu)殛P斷狀態(tài)時的第一脈沖信號(Vgs_sal)、產生于主開關管(Sw)關斷狀態(tài)下并與所述第一脈沖信號(Vgs_sal)相互獨立的第二脈沖信號(Vgs_sa2)、以及產生于其余時間并用于控制鉗位開關管(Sa)關斷的信號，所述第一脈沖信號(VgS_sal)和第二脈沖信號(Vgs_sa2)均用于控制鉗位開關管(Sa)導通。
2.根據權利要求1所述的非互補反激有源鉗位變換器，其特征在于:所述的鉗位開關管(Sa)在第一脈沖信號(Vgs_sal)和第二脈沖信號(Vgs_sa2)期間導通，分別使得所述鉗位電容(Ce)充電和放電，所述第二脈沖信號(Vgs_sa2)的脈沖寬度為鉗位電容(Ce)由放電開始時刻至達到最大放電電流的時間，所述第一脈沖信號(Vgs_sal)的脈沖寬度接近于第二脈沖信號(Vgs_sa2)的脈沖寬度。
3.根據權利要求2所述的非互補反激有源鉗位變換器，其特征在于:所述第一脈沖信號(Vgs_sal)與第二脈沖信號(Vgs_sa2)的脈沖寬度相等。
4.根據權利要求1至3任意一項所述的非互補反激有源鉗位變換器，其特征在于:所述的驅動模塊包括主控 制芯片、PWM脈沖分時電路和控制檢測電路；所述PWM脈沖分時電路將主控制芯片輸出的PWM信號轉換成相互隔離的所述主驅動信號(Vgs_sW)和第二脈沖信號(Vgs_sa2)，所述控制檢測電路通過檢測所述主驅動信號(Vgs_sW)來判斷所述主開關管(Sw)的開關狀態(tài)，并在主開關管(Sw)由導通狀態(tài)轉變?yōu)殛P斷狀態(tài)時輸出所述第一脈沖信號(Vgs_sal)。
5.根據權利要求4所述的非互補反激有源鉗位變換器，其特征在于:所述的控制檢測電路包括延時電路(Delay)、第一非門(a)、與非門(C)、第二非門(b)、供電電源(VccMS^源(Ιο)、第一開關管(Q1)、第二開關管(Q2)、第二電容(C2)和斯密特觸發(fā)器(d);所述延時電路(Delay)的輸入端連接到所述PWM脈沖分時電路的主驅動信號(Vgs_sw)輸出端，延時電路(Delay)的輸出端與第一非門(a)的輸入端、第一開關管(Ql)和第二開關管(Q2)的柵極連接，供電電源(Vcc)通過恒流源(1)連接第一開關管(Ql)的漏極，第一開關管(Ql)的源極、第二開關管(Q2)的漏極、第二電容(C2)的一端和斯密特觸發(fā)器(d)的輸入端相連，第二開關管(Q2)的源極和第二電容(C2)的另一端接地(GND)，第一非門(a)和斯密特觸發(fā)器(d)的輸出端分別連接與非門(C)的兩個輸入端,與非門(C)的輸出端連接第二非門(b)的輸入端，第二非門(b)的輸出端為控制檢測電路的輸出端，用于輸出所述第一脈沖信號(Vgs_sal)。
6.根據權利要求5所述的非互補反激有源鉗位變換器，其特征在于:所述的PWM脈沖分時電路集成在主控制芯片內。
7.根據權利要求1至3任意一項所述的非互補反激有源鉗位變換器，其特征在于:所述的驅動模塊包括主控制電路和第二控制檢測電路；所述主控制電路包括時鐘振蕩發(fā)生器(OSC)、用于形成所述第二脈沖信號(Vgs_sa2)的第二脈沖信號模塊(Narrow Pulse2)、第二延時電路(Delay2)、邏輯電路(Logic)、斜坡電路(Slope)和驅動電路(Drive),所述第二控制檢測電路包括第三延時電路(Delay3)和第一脈沖信號模塊(Narrow Pulsel);所述時鐘振蕩發(fā)生器(OSC)的輸出端一路連接到所述第二脈沖信號模塊(Narrow Pulse2)的輸入端，另一路連接到第二延時電路(Delay2)的輸入端，第二延時電路(Delay2)和斜坡電路(Slope)的輸出端分別連接到邏輯電路(Logic)的兩個輸入端，邏輯電路(Logic)的輸出端、驅動電路(Drive)的輸入端、斜坡電路(Slope)的輸入端和第三延時電路(Delay3)的輸入端相連接，所述驅動電路(Drive)的輸出端用于輸出所述主驅動信號(Vgs_sW)，所述第三延時電路(Delay3)的輸出端連接第一脈沖信號模塊(Narrow Pulsel)的輸入端,第一脈沖信號模塊(Narrow Pulsel)的輸出端用于輸出所述第一脈沖信號(Vgs_sal)。
8.根據權利要求7所述的非互補反激有源鉗位變換器，其特征在于:所述的主控制電路和檢測控制電路集成在一塊芯片內。
9.根據權利要求1至3任意一項所述的非互補反激有源鉗位變換器，其特征在于:所述的非互補反激有源鉗位變換器還包括隔離驅動電路；所述鉗位驅動信號(Vgs_sa)通過該隔離驅動電路輸入所述鉗位開關管(Sa)的驅動端。
10.根據權利要求9所述的非互補反激有源鉗位變換器，其特征在于:所述的隔離驅動電路包括第一電容(Cl)和第一二極管(Dl);所述第一電容(Cl)的一端為隔離驅動電路的輸入端，用于輸入所述鉗位驅動信號(Vgs_sa)，第一電容(Cl)的另一端、第一二極管(Dl)的陽極和所 述鉗位開關管(Sa)的驅動端相連，所述第一二極管(Dl)的陰極接地。
【文檔編號】H02M3/335GK103795260SQ201410028299
【公開日】2014年5月14日 申請日期:2014年1月21日 優(yōu)先權日:2014年1月21日
【發(fā)明者】黃天華, 張少維 申請人:廣州金升陽科技有限公司