馬達控制裝置、熱泵系統(tǒng)及空氣調和的制造方法
【專利摘要】提供避免開關損失的增加且能夠采用通過1個電流檢測元件來檢測電流的方式的馬達控制裝置、熱泵系統(tǒng)和空氣調和機。馬達控制裝置中，電流檢測單元基于與逆變器電路的直流側連接的電流檢測元件對應于電流值而產生的信號和PWM信號模式檢測馬達的相電流，轉子位置決定單元基于所述相電流來決定轉子位置，PWM信號生成單元以追隨轉子位置的方式生成2相或3相的PWM信號模式，電流檢測單元以能夠在PWM信號的載波周期內在固定的2個定時檢測2相的電流的方式生成3相的模式。切換指令輸出單元對PWM信號生成單元輸出切換指令，使得在馬達處于高速旋轉區(qū)域時下生成2相的PWM信號模式，在馬達處于低速旋轉區(qū)域時生成3相的PWM信號模式。
【專利說明】馬達控制裝置、熱泵系統(tǒng)及空氣調和機
【技術領域】
[0001]本發(fā)明的實施方式涉及馬達控制裝置、以及具備該控制裝置的熱泵系統(tǒng)和空氣調和機，上述馬達控制裝置通過對3相橋接的多個開關元件進行PWM控制，來經由逆變器(inverter)電路對馬達進行驅動。
【背景技術】
[0002]在為了對馬達進行控制而檢測U、V、W各相的電流的情況下，有使用插入到逆變器電路的直流部中的I個分流電阻來進行電流檢測的技術。為了通過該方式來檢測全部3相的電流，需要在PWM (Pulse Width Modulat1n,脈沖寬度調制)載波(carrier)的I個周期內產生3相的PWM信號模式，以能夠檢測2相以上的電流。因此，提出了以下的馬達控制裝置，該馬達控制裝置通過使I周期內的PWM信號的相位偏移，能夠在不增大噪聲的情況下始終檢測2相以上的電流(專利文獻I)。
[0003]專利文獻1:特開2012-70591號公報
[0004]此外，在對3相馬達進行PWM控制時，有3相調制方式和2相調制方式。在3相調制方式中，逆變器電路中的開關損失增加，所以從抑制損失的增加的觀點來看，希望采用2相調制方式。但是，如果采用專利文獻I所公開的電流檢測方式，存在在馬達的低速旋轉區(qū)域難以進行電流檢測的問題。

【發(fā)明內容】

[0005]在此，提供一種馬達控制裝置、以及具備該控制裝置的熱泵系統(tǒng)和空氣調和機，上述馬達控制裝置避免開關損失的增加，并且能夠采用通過I個電流檢測元件來進行電流檢測的方式。
[0006]根據(jù)實施方式的馬達控制裝置，電流檢測單元基于與逆變器電路的直流側連接的電流檢測元件對應于電流值而產生的信號和PWM信號模式來檢測馬達的相電流，轉子位置決定單元基于所述相電流來決定轉子位置，PWM信號生成單元以追隨轉子位置的方式生成2相或3相的PWM信號模式。
[0007]這時，PWM信號生成單元對于3相的PWM信號模式，使3相中的某I相的占空比以載波周期的任意相位為基準相位向延后側和前進側的雙方向增減，使另外2相中的某I相的占空比從所述基準相位向前進側、使剩下的I相的占空比從所述基準相位向延后側進行增減。
[0008]由此，PWM信號生成單元生成3相的PWM信號模式，以使電流檢測單元能夠在PWM信號的載波周期內在固定的2個定時檢測2相的電流。并且，切換指令輸出單元輸出切換指令，以使得PWM信號生成單元在馬達處于高速旋轉區(qū)域的情況下生成2相的PWM信號模式，在馬達處于低速旋轉區(qū)域的情況下生成3相的PWM信號模式。
【專利附圖】

【附圖說明】[0009]圖1是第I實施方式，是表示馬達控制裝置的構成的功能框圖。
[0010]圖2是表示熱泵系統(tǒng)的構成的圖。
[0011]圖3是表示使空調的運轉開始的情況下、內置于壓縮機的馬達的轉速的變化和以2相調制及3相調制的哪一個來進行PWM控制的切換的圖。
[0012]圖4是概略性地表示與圖3對應的驅動控制方式的切換的流程圖。
[0013]圖5是概略性地表示空調運轉中的調制方式的切換處理的流程圖。
[0014]圖6是表示進行2相調制的情況下按照每載波周期執(zhí)行的中斷處理的流程圖。
[0015]圖7是將圖6所示的處理的執(zhí)行時間示意與PWM載波波形一起示出的圖。
[0016]圖8中，Ca)是表示2相調制的情況下輸出PWM占空比脈沖的相位和對電阻元件的端子電壓進行A/D變換的定時的圖，(b)是表示用于根據(jù)正交電壓Va、νβ來計算2相PWM占空比的表的圖，(C)是在α β坐標上表不扇區(qū)的圖。
[0017]圖9是表示進行3相調制的情況下按照載波周期的每半周期執(zhí)行的中斷處理的流程圖。
[0018]圖10是3相調制的情況下的與圖7相當?shù)膱D。
[0019]圖11是表示3相調制下的各相PWM占空比脈沖的輸出相位的圖。
[0020]圖12是3相調制的情況下的與圖8 (b)相當?shù)膱D。
[0021]圖13是主要表示由處理負荷監(jiān)視部執(zhí)行的控制內容的流程圖。
[0022]圖14是表不中斷處理負荷判定處理的流程圖。
[0023]圖15是表示第2實施方式的與圖9相當?shù)膱D。
[0024]圖16是表示第2實施方式的與圖10相當?shù)膱D。
[0025]圖17是表示第3實施方式的與圖14相當?shù)膱D。
[0026]圖18中，(a)是2相調制時的強磁場運轉所導致的消耗電力增加量WSF的表的一例，(b)是表示對(a)的增加量WSF進行修正的修正系數(shù)β Iq的一例的圖。
[0027]圖19是表示第4實施方式的與圖14相當?shù)膱D。
[0028]圖20是用于對無法檢測電流的周期進行計數(shù)的流程圖。
[0029]圖21是表示第5實施方式的與圖19相當?shù)膱D。
[0030]圖22是表示第6實施方式的與圖14相當?shù)膱D。
[0031]圖23是表示第7實施方式的與圖5相當?shù)膱D。
[0032]圖24是表示第7實施方式的與圖9相當?shù)膱D。
[0033]圖25是說明圖24的步驟S36b的處理內容的圖。
[0034]【專利附圖】

【附圖說明】
[0035]I熱泵系統(tǒng)；2壓縮機(負荷)；4馬達；7室內側熱交換器；8減壓裝置；9室外側熱交換器；23逆變器電路；24分流電阻(電流檢測元件、電流檢測單元)；27電流檢測部(電流檢測單元)；30矢量運算部；35檢測方式選擇部；36處理負荷監(jiān)視部
【具體實施方式】
[0036](第I實施方式)
[0037]以下作為熱泵系統(tǒng)的一例，參照圖1?圖14說明對空氣調和機的壓縮機馬達進行驅動的第I實施方式。在圖2所示的空調機E中，構成熱泵系統(tǒng)I的壓縮機(負荷)2將壓縮部3和馬達4收容在同一個鐵制密閉容器5內而構成，馬達4的轉子軸與壓縮部3連結。并且，壓縮機2、四通閥6、室內側熱交換器7、減壓裝置8、室外側熱交換器9通過作為熱傳遞介質流路的管道連接成構成閉合回路。另外，壓縮機2例如是回旋型的壓縮機，馬達4例如是作為無刷DC馬達動作的3相IPM (Inter1r Permanent Magnet)馬達?？諝庹{和機E具有上述的熱泵系統(tǒng)I而構成。
[0038]在制熱時，四通閥6處于實線所示的狀態(tài)，被壓縮機2的壓縮部3壓縮后的高溫制冷劑從四通閥6供給至室內側熱交換器7而冷凝，然后被減壓裝置8減壓，成為低溫而流到室外側熱交換器9，在這里蒸發(fā)并返回壓縮機2。另一方面，在制冷時，四通閥6被切換到虛線所示的狀態(tài)。因此，被壓縮機2的壓縮部3壓縮后的高溫制冷劑從四通閥6供給至室外側熱交換器9而冷凝，然后被減壓裝置8減壓，成為低溫而流到室內側熱交換器7，在這里蒸發(fā)并返回壓縮機2。并且，構成為分別通過風扇10、11向室內側、室外側的各熱交換器7、9送風，通過該送風，高效地進行各熱交換器7、9和室內空氣、室外空氣的熱交換。
[0039]圖1是表示馬達控制裝置的構成的功能框圖。直流電源部21以直流電源的符號表示，但是在從商用交流電源生成直流電源的情況下，還包括整流電路和平滑電容器等。在直流電源部21上經由正側母線22a、負側母線22b連接著逆變器電路(直流交流變換器)23。在負側母線22b側插入有作為電流檢測元件的分流電阻24。逆變器電路23是作為開關元件將例如N溝道型的功率M0SFET25 (U +, V +, W +, U -, V -, W-) 3相橋接而構成的。逆變器電路23的各相的輸出端子分別與馬達4的各相繞組連接。
[0040]分流電阻(電流檢測元件)24的端子電壓(與電流值對應的信號)由電流檢測部(電流檢測單元)27檢測。電流檢測部27對所述端子電壓進行A/D變換并讀入后，基于向逆變器電路23輸出的2相或3相的PWM信號模式來檢測U、V、W各相的電流Iu、Iv、Iw。電流檢測部27檢測到的各相電流被輸入到矢量運算部30。矢量運算部30具有轉子位置決定單
J Li ο
[0041]在矢量運算部30中，若被設定控制條件的微計算機給出馬達4的旋轉速度指令ωref，則基于該旋轉速度指令coref與推測的馬達4的旋轉速度的差分，生成轉矩電流指令Iqref。根據(jù)馬達4的各相電流Iu、Iv、Iw決定馬達4的轉子位置Θ，通過使用該轉子位置Θ的矢量控制運算，計算轉矩電流Iq和勵磁電流Id。對轉矩電流指令Iqref與轉矩電流Iq的差分進行例如PI控制運算，生成電壓指令Vq。對于勵磁電流Id側也進行同樣的處理而生成電壓指令Vd。然后，使用上述轉子位置Θ將電壓指令Vq、Vd變換為三相電壓Vu、Vv、Vw。三相電壓Vu、Vv、Vw被輸入至DUTY生成部31，決定用于生成各相的PWM信號的占空比U_DUTY、V_DUTY、W_DUTY。根據(jù)三相電壓Vu、Vv、Vw的大小怎樣使這些占空比U_DUTY、V_DUTY、ff_DUTY增減來決定這些占空比U_DUTY、V_DUTY、ff_DUTY的詳細情況留待后述。
[0042]各相占空比U、V、ff_DUTY被提供給PWM信號生成部32，通過與載波進行電平比較而生成2相或3相PWM信號。此外，還生成使2相或3相PWM信號反轉了的下臂側的信號，根據(jù)需要附加期限(deadtime)后，將它們輸出至驅動電路33。驅動電路33按照被提供的PWM信號，向構成逆變器電路23的6個功率M0SFET25 (U +,V +,W +,U -,V -,W -)的各柵極輸出柵極信號(對于上臂側，以升壓了必要的電平后的電位來輸出)。關于PWM信號生成部32生成3相PWM信號的方式，例如使用專利文獻I所公開的第4實施方式的方式。
[0043]以上說明的矢量運算部30、DUTY生成部31及PWM信號生成部32形成PWM信號生成單元。
[0044]矢量運算部30將轉矩電流Iq及勵磁電流Id輸出至消耗電力運算部34，并且基于轉矩電流Iq、勵磁電流Id及勵磁電壓Vd運算推測速度《e，并輸出至消耗電力運算部34及檢測方式選擇部35。消耗電力運算部34基于被輸入的各電流，通過下式運算消耗電力W，并輸出至檢測方式選擇部(切換指令輸出單元)35。
[0045]
W — a)eXT~toeXΡ/2χ {cp>:Iq+ (Ld-Lq) } xldxlq...( I)
[0046]其中，T是馬達輸出轉矩，P是馬達4的極數(shù)，φ是電樞繞組交鏈磁通，Ld是d軸電感，Lq是q軸電感。另外，消耗電力運算部34的詳細情況將在第3實施方式中說明。
[0047]處理負荷監(jiān)視部36內置有計時器36C (例如自運行計數(shù)器)，該計時器36C用于計測按照PWM控制的每I周期或每半周期執(zhí)行的軟件處理的執(zhí)行時間。矢量運算部30和處理負荷監(jiān)視部36被輸入來自PWM信號生成部32的PWM中斷信號。此外，處理負荷監(jiān)視部36被輸入升降計數(shù)器的計數(shù)器值，該升降計數(shù)器用于供PWM信號生成部32在內部生成三角波的載波。進而，處理負荷監(jiān)視部36被輸入DUTY設置信號，該DUTY設置信號在DUTY生成部31向PWM信號生成部32設置PWM占空比脈沖的定時輸出。由該處理負荷監(jiān)視部36和檢測方式選擇部35形成切換指令輸出單元。另外，以上的構成27?36 (除了驅動電路33)的功能是由包括CPU的微計算機的硬件及軟件實現(xiàn)的功能。
[0048]接著，參照圖3?圖14說明本實施方式的作用。圖3表示使空調的制冷運轉開始了的情況下的、內置于壓縮機的馬達的轉速的變化和以2相調制及3相調制的哪一個來進行PWM控制的切換狀態(tài)。此外，圖4是概略性地表示與圖3對應的驅動控制方式的切換的流程圖。在空調運轉開始了的壓縮機2的啟動時，通過3相調制進行PWM控制(SI)。在馬達4的轉速較低的區(qū)域無法執(zhí)行無傳感驅動方式，所以通過強制整流來驅動馬達4 (S2)。然后，若轉速上升到某一程度，則切換到無位置傳感器驅動方式(S3)。
[0049]如圖3所示，在空調的運轉剛開始時，為了使空調所設置的房間內的溫度迅速降低而使馬達4的轉速急劇上升，但是在該過程中，空調檢測室內溫度并與規(guī)定的閾值(設定溫度)進行比較(S4)。在室內溫度低于閾值的期間繼續(xù)(較低的)3相調制(S5)，在室內溫度成為閾值以上(較高)時切換至2相調制(S6)。
[0050]若在運轉剛開始時通過使輸出急劇上升而室內溫度下降，則如圖3所示，使馬達4的轉速降低。然后，如果室內溫度穩(wěn)定地持續(xù)低于閾值的狀態(tài)，則繼續(xù)3相調制，如果由于某種原因室內溫度上升而超過閾值，則切換至2相調制。
[0051]以下更詳細地說明上述的2相調制與3相調制的切換控制。在圖2及圖3中，為了說明概略動作而說明了使用閾值溫度來進行切換，但實際上如以下那樣進行控制。首先，說明2相調制和3相調制的內容。圖5是概略性地表示空調的運轉中的調制方式的處理內容的流程圖。首先，如果當前執(zhí)行中的調制方式為2相調制，則從步驟Sll轉移到S12，將發(fā)生PWM中斷的周期設為按照與載波周期相同的每I周期。然后，通過與2相調制相應的電流檢測方式取得電流數(shù)據(jù)并進行矢量控制處理，生成并輸出2相PWM信號模式(S13)。
[0052]另一方面，如果當前執(zhí)行中的調制方式為3相調制，則從步驟Sll轉移到S14，將發(fā)生PWM中斷的周期設為按照載波周期的每半周期。然后，通過與3相調制相應的電流檢測方式取得電流數(shù)據(jù)并進行矢量控制處理，生成并輸出3相PWM信號模式(S15)。另外，步驟Sll中的調制方式的選擇基于后述的PWM處理負荷監(jiān)視的結果來進行。
[0053]< 2相調制處理>
[0054]參照圖6~圖8說明2相調制處理。圖6是表示進行2相調制的情況下按照每載波周期執(zhí)行的中斷處理的流程圖。首先，若在電流檢測部27中提取到A/D變換后的數(shù)據(jù)(S21)，則基于該數(shù)據(jù)檢測3相電流(S22)。在此，電流檢測部27中的分流電阻24的端子電壓的A/D變換處理與圖6所示的處理另外地在I載波周期內執(zhí)行2次(執(zhí)行定時留待后述)，A/D變換后的數(shù)據(jù)例如保存在寄存器等中。因此，步驟S21的處理指的是讀出上述寄存器所保存的數(shù)據(jù)。
[0055]接著，根據(jù)3相電流，通過矢量控制運算推測馬達4的轉子位置(Θ ) (S23)，執(zhí)行頻率控制(速度控制，S24)及電流控制(PI控制等，S25)。然后，將本次運算處理中決定的2相PWM占空比為了在下一周期輸出而保存到寄存器或存儲器等中(S26)。(這里得到的2相PWM占空比在下一載波周期的中斷處理的步驟S27中被設置到輸出寄存器)然后，將上一載波周期中決定的2相PWM占空比設置到輸出用的寄存器(S27)。
[0056]圖7中，與PWM載波波形一起表示2相調制時的中斷處理的執(zhí)行時間示意。在空調中，通過I個控制電路(微機)，與壓縮機2并行地還控制對與室外機對應的熱交換器9的風扇11進行驅動的馬達(對與室內機對應的熱交換器7的風扇10進行驅動的馬達由其他控制電路或驅動器IC等控制)。
[0057]在此，在圖7中，(a)中以圓圈數(shù)字表示與圖6所示的壓縮機2的馬達控制有關的處理時間(1)，(b)中以圓圈數(shù)字表示與上述風扇11的馬達(風扇馬達)控制有關的處理時間(2)。即，若在作為PWM載波的三角波的波谷處發(fā)生PWM中斷，則在執(zhí)行了圖6所示的處理后，對于風扇馬達也檢測馬達電流并進行矢量控制。
[0058]圖8 Ca)表示2相調制的情況下輸出PWM占空比脈沖的相位和電流檢測部27對分流電阻24的端子電壓進行A/D變換的定時。在該例中，U、V相的占空比脈沖以三角波的波谷成為中心相位的方式被輸出。第1次A/D變換在上述波谷的定時執(zhí)行。這時檢測到的電流成為W相的負電流。然后，第2次A/D變換在以波谷為起點而經過時間D2后、再經過考慮了開關延遲的微小時間α的時刻執(zhí)行。這時檢測到的電流成為U相的正電流。然后，V相電流通過基于上述2次A/D變換結果的運算來求出。
[0059]此外，圖8(b)是用于根據(jù)在矢量控制的過程中得到的正交電壓Va、νβ來計算2相PWM占空比的表。如圖8 (b)的左方側及圖8 (c)所不,根據(jù)電壓V α、V β的大小關系決定扇區(qū)O~5，按照每個扇區(qū)，基于電壓Va、νβ和修正值H決定脈沖寬度值D1、D2。另外，修正值H是根據(jù)直流電源部21的電壓、即DC電壓來修正占空比脈沖寬度的項，通過下式表不。
[0060]H = V 3X (PWM 寄存器最大值)X32768/ (DC 電壓)…(2)
[0061]其中，32768是與DC電壓的最大值對應的量，例如寄存器為16比特的情況下，“PWM寄存器最大值”為65535。
[0062]圖8 (b)的右方側所示的PWMa、PWMb、PWMc與圖1中矢量運算部輸出的3相電壓Vu、Vv、Vw對應，根據(jù)各扇區(qū)而成為脈沖寬度值Dl、D2之和或僅脈沖寬度值D2、或者“O”。
[0063]< 3相調制處理>
[0064]以下參照圖9~圖12說明3相調制處理。圖9是表示進行3相調制的情況下按照載波周期的每半周期執(zhí)行的中斷處理的流程圖。步驟S31~S35與圖6所示的步驟S21~S25同樣地執(zhí)行，但是在接下來的步驟S36中，將3相的PWM占空比為了在下一周期輸出而保存到寄存器或存儲器等中。接著，步驟S37~S39的處理在DUTY生成部31中進行。參照由PWM信號生成部32給出的載波計數(shù)器的值，判斷載波計數(shù)器是在升計數(shù)中還是降計數(shù)中(S37)。如果是升計數(shù)中，則設置上一載波周期中決定的D_Pwm_Set2 (S38)，如果是降計數(shù)中，則將上一載波周期中決定的0_?麗1_8的1設置到輸出用的寄存器(S39)。通過圖10及圖11說明這些處理。
[0065]圖10是與圖7相當?shù)膱D，但是在3相調制的情況下，在三角波的波峰和波谷處發(fā)生PWM中斷。圖中以圓圈數(shù)字示出的處理(I)~(4)中的處理(I)及(3)與步驟S31~S37對應，處理(2 )、( 4 )分別與步驟S38、S39對應。這種情況下，風扇馬達的控制(5 )在執(zhí)行處理(4)之后進行。
[0066]圖11表示3相調制的情況下的各相PWM占空比脈沖的輸出相位，如前述那樣，使用專利文獻I所公開的方式。即，對于3相中的某I相，使占空比以三角波的波谷為基準向延后側和前進側的雙方向增減。此外，對于另一相，使占空比以所述波谷為基準例如向前進相位側增減，對于剩余的I相，使占空比以所述波谷為基準向延后相位側增減。通過像這樣決定3相占空比脈沖的輸出相位，電流檢測部27能夠在載波周期內在固定的2個定時檢測2相的電流。
[0067]在圖11所示的例子中，對于U相的脈沖使占空比從載波周期的中心相位向雙方方向增減，對于V相的脈沖使占空比從上述中心相位向前進方向增減，對于W相的脈沖使占空比從上述中心相位向延后方向增減。若三角波的波峰處發(fā)生中斷，則載波計數(shù)器處于降計數(shù)中，所以將D_Pwm_setl設置為下次使用，并且通過上一載波周期中設置的D_Pwm_set2輸出本次的載波周期前半的 占空比脈沖。
[0068]對于U相，占空比的1/2的脈沖在從發(fā)生了波峰處中斷后的定時起到波谷為止的期間被輸出。對于V相，如果占空比低于50%，則與U相同樣，該脈沖在從發(fā)生了波峰處中斷后的定時起到波谷為止的期間被輸出。如果占空比超過50%，則輸出從波峰起到波谷為止的全期間脈沖，并且如以下那樣在下一載波周期輸出該超出部分的脈沖。對于W相，如果占空比低于50%，則這里的脈沖不被輸出。如果占空比超過50%，則該超出部分的脈沖在從發(fā)生了波峰處中斷的定時起至到達波谷為止的期間的波谷側被輸出。因此，通過D_Pwm_Set2輸出的是這些脈沖。
[0069]另一方面，在三角波的波谷處發(fā)生中斷時，載波計數(shù)器處于升計數(shù)中，所以通過在上一載波周期中設置的0_--!11_8的1輸出本次的載波周期后半的占空比脈沖。對于U相，與前半同樣地，占空比的1/2的脈沖在從發(fā)生了波谷處中斷后的定時起到波峰為止的期間被輸出。對于V相，如果占空比超過50%，則該超過部分的脈沖如圖11的虛線部所示那樣在從發(fā)生了波谷處中斷后的定時起至到達波峰為止的期間的波峰側被輸出。如果占空比低于50%，則這里的脈沖不被輸出。此外，對于W相，如果占空比低于50%，則與該脈沖U相同樣，在從發(fā)生了波谷處中斷后的定時起到波峰為止的期間被輸出。如果占空比超過50%，則該超出部分的脈沖在下一載波周期在從發(fā)生了波峰處中斷的定時起至到達波谷為止的期間的波峰側被輸出。因此，通過D_Pwm_Setl輸出的是這些脈沖。圖11表示在載波周期前半的D_Pwm_set2中V相的占空比超過50%而W相的占空比低于50%的情況。[0070]并且，將3相調制中的2次A/D變換定時設為三角波到達波谷的緊之前和緊之后(即剛要到達波谷時和剛到達波谷后)。在前者的定時得到W相電流，在后者的定時得到V相電流。另外，對于前者，假設在與波谷一致的定時進行A/D變換，也能夠通過各控制的定時及信號的延遲等得到W相電流。
[0071]圖12是3相調制中的與圖8(b)相當?shù)膱D，但是條件I?3、扇區(qū)D1、D2與2相調制的情況完全相同，僅PWMa、PWMb、PWMc的決定部分不同。這些決定不僅與脈沖寬度值D1、D2有關，還與修正值H的說明中敘述的PWM寄存器的最大值H)有關。
[0072]<調制方式切換處理>
[0073]接下來，參照圖13及圖14說明對2相調制和3相調制進行切換的控制的詳細情況。圖13是主要表示由處理負荷監(jiān)視部36執(zhí)行的控制內容的流程圖。在此，判定能夠進行圖3所說明的、啟動時馬達4的轉速上升過程中的從3相向2相的切換、以及當相對于馬達4高速旋轉、進行2相調制的狀態(tài)而轉速降低時向軟件處理負荷變得更大的3相調制的切換。
[0074]若按照每載波周期發(fā)生PWM中斷，則處理負荷監(jiān)視部36讀入而取得該時刻的計時器36C的計數(shù)器值(I) (S41)。接著，步驟S42的“中斷處理執(zhí)行”指的是前述的圖6或圖9所示的處理，由矢量運算部30等執(zhí)行(3相調制的執(zhí)行時為每半周期，2相調制的執(zhí)行時為每I周期)。在圖6中，若步驟S27被執(zhí)行，則從DUTY生成部31輸出的Dutyset信號成為“有效”。由此，處理負荷監(jiān)視部36再次讀入而取得計時器36C的計數(shù)器值(2) (S43)。
[0075]接下來，參照由PWM信號生成部32給出的載波計數(shù)器的值，判斷計數(shù)器是否為升計數(shù)中(S44)，如果是升計數(shù)中(是)，則通過計數(shù)器值(2)、(I)的差分得到中斷處理時間
(3)(S45)。然后，將中斷處理時間(3)與允許的最大處理時間:MAX負荷A進行比較，如果中斷處理時間(3)超過MAX負荷A (S46:是)，則將中斷處理時間(3)設定為MAX負荷A(S47)。如果中斷處理時間(3)為MAX負荷A以下(S46:否)，則直接結束圖13所示的處理。
[0076]另一方面，在步驟S44中，如果計數(shù)器為降計數(shù)中(否)，則通過計數(shù)器值(I)、(2)的差分得到中斷處理時間(4) (S48)。然后，將中斷處理時間(4)與允許的最大處理時間:MAX負荷B進行比較，如果中斷處理時間(4)超過MAX負荷B (S49:是)，則將中斷處理時間
(4)設定為MAX負荷B(S50)。如果中斷處理時間(4)為MAX負荷B以下(S49:否)，則結束處理。例如，載波周期為100 μ S，如果將上述閾值設定為其50%、即50 μ S，則在中斷處理時間(3)超過50 μ s的情況下，設定為MAX負荷A (50μ S)，并判定為“NG”。
[0077]在此，中斷處理時間(3)、(4)與“當前的處理時間的長度”對應。此外，MAX負荷Α、B是用于對中斷處理時間(3)、(4)進行評價判定的閾值，將MAX負荷Α、B設為載波周期的1/2以下的值即可。
[0078]圖14是由檢測方式選擇部35及處理負荷監(jiān)視部36執(zhí)行的中斷處理負荷判定處理的流程圖。在步驟S51中，根據(jù)中斷處理時間(3)是否被設定為了 MAX負荷Α、或中斷處理時間(4)是否被設定為了 MAX負荷B來進行判定，如果被設定為了 MAX負荷A或B (NG),則在3相調制執(zhí)行中的情況下切換至2相調制(S54)。
[0079]另一方面，如果未設定為MAX負荷A或B (0Κ)，則對于3相的占空比脈沖，將最大相、最小相的占空比之差(Maxduty-Minduty)與閾值進行比較(S52)。S卩，在3相調制時，如果馬達4的轉速上升到某一程度而上述占空比差成為閾值以上，則能夠在載波周期內充分確保能夠檢測2相的電流的期間(電流檢測可能期間較長)，能夠以穩(wěn)定的狀態(tài)進行馬達4的驅動控制。因此，轉移到步驟S54。此外，如果上述占空比之差低于閾值，則處于難以在載波周期內確保能夠檢測2相的電流的期間(電流檢測可能期間較短)的狀態(tài)。因此，基本上維持在具有電流檢測率高這一優(yōu)點的3相調制方式(S53)。
[0080]如以上那樣，根據(jù)本實施方式，電流檢測部27基于與逆變器電路23的直流側連接的分流電阻24對應于電流值而發(fā)生的信號和PWM信號模式，檢測馬達4的相電流Iu、Iv、Iw，矢量運算部30基于相電流來決定轉子位置Θ，PWM信號生成部32以追隨轉子位置Θ的方式生成2相或3相的PWM信號模式。這時，PWM信號生成部32對于3相的PWM信號模式，對于某I相使占空比以載波周期的波谷為基準向延后側、前進側的雙方向增減，對于其他2相中的某I相使占空比以所述波谷為基準向前進側增減，對于剩余的I相使占空比向延后側增減。
[0081]由此，PWM信號生成部32生成使得電流檢測部27能夠在PWM信號的載波周期內在固定的2個定時檢測2相的電流的3相的PWM信號模式。并且，檢測方式選擇部35輸出切換指令，使得在馬達4處于高速旋轉區(qū)域的情況下，使DUTY生成部31及PWM信號生成部32生成2相的PWM信號模式來抑制開關損失的增大，在馬達4處于低速旋轉區(qū)域的情況下，使DUTY生成部31及PWM信號生成部32生成電流檢測率高的3相的PWM信號模式。因此，能夠抑制開關損失并提聞控制精度。
[0082]此外，由檢測方式選擇部35及處理負荷監(jiān)視部36構成的切換指令輸出單元基于參照了 PWM信號的占空比、以及載波周期內的中斷處理時間長度或者載波周期內的電流檢測可能期間的長度而得的結果，輸出切換指令。因此，能夠基于中斷處理時間、電流檢測可能期間的長度來妥當?shù)剡M行2相調制方式和3相調制方式的切換。
[0083]此外，在進行2相調制的情況下，按照每載波周期發(fā)生中斷，在進行3相調制的情況下，按照每載波周期的1/2發(fā)生中斷，所以相對于過去通常執(zhí)行的2相調制，能夠容易地導入專利文獻I中提出的新的3相調制方式。
[0084]此外，處理負荷監(jiān)視部36輸出切換指令，使得在2相調制方式的執(zhí)行中計測PWM中斷處理所需的時間，如果該中斷處理時間低于被設定為載波周期的1/2以下的閾值，則轉移到3相調制方式，如果中斷處理時間為閾值以上，則維持2相調制方式。因此，對PWM中斷處理所需的時間進行評價，在能夠可靠地執(zhí)行3相調制方式的情況下轉移到3相調制。
[0085]此外，處理負荷監(jiān)視部36輸出切換指令，使得在3相調制方式的執(zhí)行中對于3相的PWM占空比求出最大值與最小值之差，如果它們的占空比差為規(guī)定的閾值以上，則轉移到2相調制方式。因此，對電流檢測率進行評價，在能夠可靠地執(zhí)行2相調制方式的情況下轉移到2相調制。
[0086]進而，在具備具有壓縮機2、室外側熱交換器9、減壓裝置8、室內側熱交換器7的熱泵系統(tǒng)I的空氣調和機中，以構成壓縮機2的馬達4作為控制對象，所以能夠提高熱泵系統(tǒng)I及空氣調和機的運轉效率。
[0087](第2實施方式)
[0088]圖15及圖16是與表示第2實施方式的圖9及圖10相當?shù)膱D，對于與第I實施方式相同的部分賦予同一符號并省略說明，以下說明不同的部分。如圖15所示，在第2實施方式中，在圖9所示的流程圖中追加步驟S30、S35a、S36a，變更執(zhí)行步驟S36的位置。SP，執(zhí)行步驟S35后，將標志M_Int_flg置位為“I”(S35a)。上述標志表示已經在載波的半周期執(zhí)行了步驟S31?S35的處理。
[0089]然后，在開頭的步驟S30中，判斷是否為標志M_Int_flg = O (重置)，如果是“(置位)，，(否)，則執(zhí)行步驟S36，將標志M_Int_flg設為“O”(S36a)。執(zhí)行步驟S35a、36a后，轉移到步驟S37。S卩，在第2實施方式中，在執(zhí)行3相調制時的PWM中斷處理中，在周期的前半執(zhí)行步驟S30?S35a、S37?S39，在周期的后半執(zhí)行步驟S30、S36、S36a、S37?S39。
[0090]由此，圖16所示的中斷處理時間(I)、(3)與圖10相比都稍微變短。在載波周期的后半也還執(zhí)行室外機的風扇馬達控制處理(5)，所以通過如上述那樣將中斷處理分割，能夠使周期的后半的處理時間較為寬裕。另外，分割為前半和后半的處理不限于上述例子，適當?shù)卦O定即可。
[0091](第3實施方式)
[0092]參照圖17及圖18說明第3實施方式。圖17是與圖14相當?shù)膱D，在步驟S52、S53之間追加了基于轉速及消耗電力進行判定的步驟S55。在步驟S55中，將與3相調制時的開關損失相當?shù)碾娏陀蓤D18所示的表決定的2相調制下的強磁場運轉時的消耗電力進行比較，分支為選擇消耗電力變少的調制方式。進行強磁場運轉的理由是為了在馬達4的轉速較低的情況下使勵磁電流Id增加而使電流檢測率上升。
[0093]以2相調制為基準的、與3相調制時的開關損失增加量相當?shù)碾娏3sw是通過對前述那樣由消耗電力運算部34運算的消耗電力W乘以事先通過實驗等求出的規(guī)定系數(shù)a loss (例如5%等)、以及僅在3相調制的情況下產生的開關期間的比率0.33而求出的。
[0094]W3sw = WX a lossX0.33...(3)
[0095]圖18 (a)是表示2相調制時的強磁場運轉所導致的消耗電力的增加量WSF的表的一例。此外，圖18 (b)是用于以轉矩電流Iq = 3.2A的情況為基準對(a)的消耗電力的增加量WSF進行修正的修正系數(shù)β Iq的一例。即，如果馬達4的負荷變大，則伴隨于此需要使輸出轉矩上升而轉矩電流Iq增加，所以占空比變大。能夠使對轉矩沒有貢獻的勵磁電流Id減少相應的量，所以進行修正以使消耗電力的增加量減少。
[0096]因此，與2相調制時的開關損失相當?shù)碾娏2sw如下那樣計算。
[0097]W2sw = WSFX β Iq...(4)
[0098]然后，在步驟S55中，選擇電力W3sw、W2sw中的值變小的調制方式。
[0099]如以上那樣，根據(jù)第3實施方式，檢測方式選擇部35基于參照了由馬達4消耗的電力W而得的結果，輸出用于切換2相調制方式和3相調制方式的指令，所以能夠以使消耗電力可靠地變少的方式切換調制方式。
[0100](第4實施方式)
[0101]參照圖19及圖20說明第4實施方式。圖19是與圖14相當?shù)膱D，代替步驟S52而設置步驟S56，判斷電流檢測率是否為閾值以上。圖20是表示對用于計算電流檢測率的、無法進行電流檢測的載波周期(電流檢測不可周期)的數(shù)量進行計數(shù)的處理的流程圖，在圖6或圖9所示的流程圖中，在步驟S26與S27之間或步驟S36與S37之間執(zhí)行。
[0102]在各判斷步驟S61?63中，將2相同時接通時間D2、I相接通時間Dl、(MAaxduy —Midduty)分別與作為進行電流檢測所需的最小時間而決定的閾值進行比較。然后，如果低于所述閾值，則將檢測不可計數(shù)器增位(S64)。但是，對于占空比脈沖配置于載波周期的中央的相，上述閾值使用2倍的值。
[0103]電流檢測率按照每電氣角周期通過下式求出。
[0104](電流檢測率)={(1電氣角周期相當計數(shù)器值)-(檢測不可計數(shù)器值)}/(I電氣角周期相當計數(shù)器值)…(5)
[0105]例如，如果電氣角頻率為20Hz、PWM載波頻率為4kHz，則與I電氣角周期相當?shù)挠嫈?shù)器值成為“200”。如果在該電氣角周期內電流檢測不可周期為20次，則下式成立。
[0106](電流檢測率)=(200— 20) /200 = 0.9 = 90 (%)
[0107]然后，在步驟S56中，判斷上述電流檢測率是否為對該檢測率設定的閾值以上，如果低于閾值，則執(zhí)行3相調制方式，如果為閾值以上，則執(zhí)行2相調制方式。
[0108]如以上那樣，根據(jù)第4實施方式，檢測方式選擇部35求出每I電氣角周期的電流檢測率，根據(jù)該電流檢測率是否為閾值以上，輸出用于切換2相調制方式和3相調制方式的指令，所以能夠選擇能夠可 靠地檢測3相電流的調制方式。
[0109](第5實施方式)
[0110]圖21是與表示第5實施方式的圖19相當?shù)膱D，在圖19所示的流程圖中加入了第3實施方式的步驟S55。
[0111](第6實施方式)
[0112]圖22是與表示第6實施方式的圖14相當?shù)膱D，進行步驟S51、S52、S55的判斷，并且在步驟S51中判斷為“NG”時進行步驟S56、S57的判斷，步驟S57與S55相同。接下來，在步驟S58中，將載波周期變更得更低。即，雖然中斷處理負荷較大，但是在消耗電力在3相調制時更小的情況下，通過降低載波周期(例如5kHz — 4.5kHz)，能夠確保處理時間的富余并返回。
[0113]如以上那樣，根據(jù)第6實施方式，如果判斷為中斷處理時間超過閾值、并且3相調制的消耗電力比2相調制的消耗電力更小，則檢測方式選擇部35調整為不切換調制方式而加長載波周期。因此，能夠抑制消耗電力的增大。
[0114](第7實施方式)
[0115]圖23~圖25是第7實施方式。圖23是與圖5相當?shù)膱D，在代替步驟S12的S16中，對于2相調制方式，也按照載波周期的每半周期發(fā)生中斷。圖24是與圖9相當?shù)膱D，通過在步驟S36與S37之間追加步驟S36a、S36b，成為在2相調制和3相調制下共通的處理。即，執(zhí)行步驟S36后，判斷執(zhí)行中的調制方式為2相、3相的哪一個(S36a)，如果是3相調制(否)，則轉移到步驟S37。另一方面，如果是2相調制(是)，則將在步驟S36中求出的3相的PWM占空比變換為2相的PWM占空比(S36b)，并轉移到步驟S37。
[0116]圖25是說明步驟S36b的處理內容的圖。設3相的PWM占空比如圖25(a)所示那樣得到。其中，將最小的占空比設定為MINduty (在該例中為U相)。然后，將從其他相(V，W)的占空比減去(MINduty + τ )而得到的值作為2相PWM占空比。在此，τ是期限相當時間，對于U相，當然占空比為零。因此，這種情況下成為基于V、W相的2相調制。通過這樣的方式將3相調制方式的PWM模式變換為2相調制方式的模式，由此，在2相調制方式的情況下也與3相調制方式同樣,能夠在固定的2個定時檢測2相的電流。
[0117]如以上那樣，根據(jù)第7實施方式，在2相調制、3相調制的任一情況下，都是按照載波周期的每半周期發(fā)生PWM中斷而進行處理。即，以往對于2相調制，通常每隔載波周期的I周期進行中斷處理，所以如果對已在進行的2相調制控制組合每隔半周期進行中斷處理的新的3相調制，則與該實施方式相比更容易導入第I實施方式。
[0118]另一方面，如果考慮從零開始制作與上述組合的控制對應的程序等，那么與在2相調制和3相調制中使PWM中斷的發(fā)生模式變化相比，使在2相調制和3相調制中都共通的方式制作程序等是更高效的。此外，DUTY生成部31在生成2相的PWM信號模式時，生成
3相的PWM信號模式，將這3相中的占空比最小的相的占空比設定為零，將從其他2相的占空比減去最小相的占空比而得到的值作為2相的PWM信號模式。由此，如圖24所示，能夠使通過2相調制和3相調制進行的中斷處理盡量共通，并且在哪個調制方式下都能夠在固定的2個定時檢測2相的電流。
[0119]以上說明了本發(fā)明的幾個實施方式，但這些實施方式只是作為例子提示，不意圖限定發(fā)明的范圍。這些新的實施方式能夠以其他各種方式來實施，在不脫離發(fā)明主旨的范圍內，能夠進行各種省略、置換、變更。這些實施方式及其變形包含在發(fā)明的范圍和主旨中，也包含在權利要求所記載的發(fā)明及其均等范圍內。
[0120]在第I實施方式的圖14所示的處理中，也可以刪除對占空比差進行評價的處理。
[0121]在第3實施方式中，圖18 (b)所示的修正系數(shù)β Iq的基準不限于3.2Α，根據(jù)個別的設計適當變更即可。
[0122]關于第7實施方式，也可以組合第2?第6實施方式而實施。
[0123]此外，第7實施方式不限于在生成3相PWM模式之后變換為2相PWM模式，也可以最先生成圖25 (b)所示的2相PWM模式。
[0124]決定各相占空比脈沖的配置的方式也可以應用專利文獻I的第I?第3實施方式。
[0125]關于消耗電力W，不限于通過(I)式運算來求出，也可以直接計測電壓及電流來求出。
[0126]也可以不將三角波載波的波谷作為周期的中心，而將波峰作為周期的中心。
[0127]本發(fā)明不限于空氣調和機，也可以應用于其他熱泵系統(tǒng)，或者不限于熱泵系統(tǒng)，只要是切換2相調制方式和3相調制方式來對馬達進行驅動控制的系統(tǒng)，就能夠應用本發(fā)明。
【權利要求】
1.一種馬達控制裝置，根據(jù)規(guī)定的PWM信號模式對3相橋接的多個開關元件進行接通/斷開控制，從而經由將直流變換為3相交流的逆變器電路對馬達進行驅動，其特征在于，具備: 電流檢測元件，與所述逆變器電路的直流側連接，產生與電流值對應的信號； 轉子位置決定單元，基于所述馬達的相電流來決定轉子位置； PWM信號生成單元，以追隨所述轉子位置的方式生成2相或3相的PWM信號模式；以及 電流檢測單元，基于所述電流檢測元件所產生的信號和所述PWM信號模式，檢測所述馬達的相電流； 所述PWM信號生成單元對于所述3相的PWM信號模式中的某I相，使占空比以載波周期的任意相位為基準相位向延后側、前進側的雙方向增減，對于其他2相中的某I相，使占空比從所述基準相位向前進側增減，對于剩余的I相，使占空比從所述基準相位向延后側增減，由此，所述電流檢測單元以能夠在所述PWM信號的載波周期內在固定的2個定時檢測2相的電流的方式生成3相的PWM信號模式， 所述馬達控制裝置具有切換指令輸出單元，該切換指令輸出單元對所述PWM信號生成單元輸出切換指令，使得在所述馬達處于高速旋轉區(qū)域的情況下，使所述PWM信號生成單元生成2相的PWM信號模式，在所述馬達處于低速旋轉區(qū)域的情況下，使所述PWM信號生成單兀生成3相的PWM信號模式。
2.如權利要求1所述 的馬達控制裝置，其特征在于， 所述各單元的至少一部分是由微計算機實現(xiàn)的功能， 所述切換指令輸出單元基于參照了由所述馬達消耗的電力值、所述PWM信號的占空t匕、所述載波周期內的由所述微計算機進行的當前的處理時間的長度、所述載波周期內的電流檢測可能期間的長度中的某I個以上而得的結果，輸出所述切換指令。
3.如權利要求1或2所述的馬達控制裝置，其特征在于， 所述各單元的至少一部分是由微計算機實現(xiàn)的功能， 在使所述PWM信號生成單元生成2相的PWM信號模式的情況下，按照每所述載波周期對所述微計算機產生用于執(zhí)行處理的中斷，在生成3相的PWM信號模式的情況下，按照每所述載波周期的1/2產生所述中斷。
4.如權利要求1或2所述的馬達控制裝置，其特征在于， 所述各單元的至少一部分是由微計算機實現(xiàn)的功能， 使所述PWM信號生成單元生成所述2相的PWM信號模式和生成所述3相的PWM信號模式的任一種情況下，按照每所述載波周期的1/2對所述微計算機產生用于執(zhí)行處理的中斷。
5.如權利要求4所述的馬達控制裝置，其特征在于， 所述PWM信號生成單元在生成所述2相的PWM信號模式時，生成所述3相的PWM信號模式，將這3相中占空比最小的相的占空比設定為零，將從另外2相的占空比減去所述最小的相的占空比而得到的值作為所述2相的PWM信號模式。
6.如權利要求3所述的馬達控制裝置，其特征在于， 所述切換指令輸出單元輸出所述切換指令，使得在使所述PWM信號生成單元生成2相的PWM信號模式的情況下，對由所述微計算機執(zhí)行的中斷處理時間進行計測，如果所述中斷處理時間低于被設定為所述載波周期的1/2以下的規(guī)定的閾值，則使所述PWM信號生成單元生成3相的PWM信號模式，如果所述中斷處理時間為所述閾值以上，則使所述PWM信號生成單兀生成2相的PWM信號模式。
7.如權利要求4所述的馬達控制裝置，其特征在于， 所述切換指令輸出單元輸出所述切換指令，使得在使所述PWM信號生成單元生成2相的PWM信號模式的情況下，對由所述微計算機執(zhí)行的中斷處理時間進行計測，如果所述中斷處理時間低于被設定為所述載波周期的1/2以下的規(guī)定的閾值，則使所述PWM信號生成單元生成3相的PWM信號模式，如果所述中斷處理時間為所述閾值以上，則使所述PWM信號生成單兀生成2相的PWM信號模式。
8.如權利要求6所述的馬達控制裝置，其特征在于， 所述切換指令輸出單元在判斷為所述中斷處理時間超過所述閾值、并且與基于2相的PWM信號模式的控制相比基于3相的PWM信號模式的控制的消耗電力更小時，不進行所述切換指令的輸出，而將所述載波的周期調整得更長。
9.如權利要求7所述的馬達控制裝置，其特征在于， 所述切換指令輸出單元在判斷為所述中斷處理時間超過所述閾值、并且與基于2相的PWM信號模式的控制相比基于3相的PWM信號模式的控制的消耗電力更小時，不進行所述切換指令的輸出，而將所述載波的周期調整得更長。
10.如權利要求1或2所述的馬達控制裝置，其特征在于， 所述切換指令輸出單元輸出所述切換指令，使得在所述PWM信號生成單元生成3相的PWM信號模式時，對于3相的PWM占空比求出最大值與最小值之差，如果所述差為規(guī)定的閾值以上，則使所述PWM信號生成單元生成2相的PWM信號模式。
11.一種熱泵系統(tǒng),其特征在于， 具備壓縮機、室外側熱交換器、減壓裝置、室內側熱交換器， 構成所述壓縮機的馬達由權利要求1或權利要求2所記載的馬達控制裝置控制。
12.一種空氣調和機，其特征在于， 具備權利要求11所記載的熱泵系統(tǒng)而構成。
【文檔編號】H02P21/00GK104038138SQ201410075857
【公開日】2014年9月10日 申請日期:2014年3月4日 優(yōu)先權日:2013年3月4日
【發(fā)明者】鈴木信行, 野木雅也, 前川佐理 申請人:株式會社東芝, 東芝家用電器株式會社