通用功率變換器的制造方法
【專利摘要】用于在兩個或更多口部之間變換電功率的方法和系統(tǒng)。任意或所有口部可以是DC、單相AC或多相AC。變換是通過多個雙向傳導和阻斷的半導體開關實現(xiàn)的，所述半導體開關交替的在所述口部之間連接電感器和并聯(lián)電容器，使得能量從一個或多個輸入口部和/或相傳輸?shù)诫姼衅髦?，然后能量傳輸離開電感器至一個或多個輸出口部和/或相，其中所述并聯(lián)電容器促進“軟”關閉，并且任意多余的電感器能量被返回到輸入，也促進軟開啟和反向恢復。所述雙向開關允許每個電感器/電容器循環(huán)兩個功率傳輸，從而最大化電感器/電容利用并使用高輸入/輸出電壓比率提供最優(yōu)變換器操作。控制裝置調(diào)節(jié)開關以實現(xiàn)期望的功率傳輸。
【專利說明】通用功率變換器
[0001] 本申請是申請日為2007年6月6日、國際申請?zhí)枮镻CT/US2007/013552、國家申請?zhí)枮?00780029208.4、發(fā)明名稱為“通用功率變換器”的發(fā)明專利申請的分案申請。
_2] 與其它申請的交叉引用
[0003]本申請要求2006年6月6日提交的美國臨時申請60/811，191的優(yōu)先權(quán)，該申請通過引用包含于此。
[0004]【背景技術(shù)】和


【發(fā)明內(nèi)容】

[0005]本申請涉及電功率變換，并且更具體地涉及降壓-升壓式變換器電路、方法和系統(tǒng)，該降壓-升壓式變換器電路、方法和系統(tǒng)可以進行DC至DC、DC至AC和AC至AC變換，并且適用于下列應用，包括:線路功率調(diào)節(jié)器、電池充電器、混合動力車輛功率系統(tǒng)、太陽能系統(tǒng)、馬達驅(qū)動件和市電變換。
[0006]已經(jīng)提出多種技術(shù)用于從一種形式到另一種形式的電功率的電子變換。圖3中示出:通常商業(yè)使用的用于以固定頻率和電壓市電的可變頻率和電壓關斷操作三相感應馬達的一種技術(shù)是在PWM控制下的輸入二極管橋、DC鏈電容器和輸出有源開關橋的AC-DC-AC技術(shù)。因為不需要磁部件而只需要6個有源開關，該馬達驅(qū)動件技術(shù)(“標準驅(qū)動件”)產(chǎn)生緊湊型且低成本的馬達驅(qū)動件。
[0007]然而，標準驅(qū)動件存在許多困難。雖然名義上與輸入電壓同相，但輸入電流典型的以脈沖方式汲取。這些脈沖導致在整個配電系統(tǒng)中的增加的電損耗。該脈沖還導致在DC鏈電容器中較高的損耗。這些損耗降低了驅(qū)動件的效率，并且還減少了 DC鏈電容器(通常為鋁電解型)的使用壽命，DC鏈電容器在任何情況下具有有限壽命。如果電源的阻抗太低，該脈沖可能變得太大以至于不能管理，這種情況下，必須增加輸入線路中的電抗，這增加了驅(qū)動件的損耗、尺寸、成本和重量。還有，輸出部分的可用電壓被減少了，當需要全功率、全速度馬達運行時，這可能導致輸出波形上的產(chǎn)生損耗的諧波或低于設計的電壓。
[0008]由于固定的DC鏈電壓，通常使用脈沖寬度調(diào)制(PWM)來操作輸出開關以將準正弦電流波形合成到馬達，使用馬達的電感將來自驅(qū)動件的高電壓切換波形轉(zhuǎn)變成對于電流的更加正弦的形狀。雖然這確實消除了較低階諧波，但由于渦電流損耗、附加的IR(以歐姆測定的)加熱和電介質(zhì)損耗，得到的高頻諧波導致馬達中附加的損耗。這些損耗顯著的增加馬達的額定損耗，其降低能量效率、導致較高馬達溫度，其減少馬達的有效壽命，和/或減少從馬達可用的功率。此外，由于傳輸線路效應，馬達可能經(jīng)受雙倍于額定峰峰線路電壓的電壓，其通過降低其絕緣而減少馬達的壽命。所應用的馬達電壓也沒有相對于地被平衡，并且可能具有從這樣的平衡的突然偏離，這可能導致電流通過對于接地馬達框架的馬達軸承，導致軸承損傷和馬達壽命的減少。在馬達輸入處的突然的電壓擺動也導致從馬達發(fā)出討厭的聲音。
[0009]在該馬達驅(qū)動件中使用的輸出開關必須構(gòu)建為用于非常快速的操作和非常高的dV/dt，以便在PWM切換期間最小化損耗。這種需要導致具有急劇的減少的載流子壽命和有限內(nèi)部增益的開關的選擇。這又降低每個設備的電導，使得對于給定量的電流需要更多硅面積。此外，開關必須構(gòu)建為在輸出線路的情況下提供電流限制，其在該開關上施加附加的設計折衷，這又增加了它們的成本和損耗。
[0010]標準驅(qū)動件的另一個問題是DC鏈電壓必須總是小于最高的線-線輸入電壓的平均值，使得在輸入電壓減少期間(例如當跨線路的其它馬達被啟動時)，DC鏈電壓不足以驅(qū)動該馬達。
[0011]標準驅(qū)動件的又一個困難是其對輸入電壓瞬變的敏感度。每個輸入開關必須能夠經(jīng)受住完全、瞬時線-線輸入電壓，或至少在任意輸入濾波器后的電壓。即使使用諸如金屬氧化物變阻器的合適的輸入保護設備，如可能由閃電產(chǎn)生的劇烈的輸入瞬變也可以產(chǎn)生超過2.3倍的正常峰值線-線電壓的線-線電壓。這需要對于相應的高電壓(例如，對于460VAC驅(qū)動件的1600V)對該開關設定功率，這增加了驅(qū)動件的每安培的成本。
[0012]標準驅(qū)動件也不能從DC鏈返回功率至輸入(再生)，并且因此對于必須使用大慣性或重力負載來快速停止馬達的任意應用需要大制動電阻器。
[0013]對上述基本馬達驅(qū)動件的改進是可得到的，也如圖3中所示，但是總會導致更高的成本、尺寸、重量和損耗。例如，為了減少輸入電流諧波(失真)并且允許再生，二極管橋可以被等同于輸出開關橋的有源開關橋代替，其伴有包含電感器和電容器的輸入濾波器，這些都導致較高的成本和驅(qū)動件損耗。再如圖3中所示，輸出濾波器(“正弦濾波器”)可用于將輸出電壓波形改變?yōu)檎仪€，但也是以較高成本、尺寸、重量和損耗為代價的。
[0014]AC-AC線路調(diào)節(jié)器以類似的方式構(gòu)建為具有輸入和輸出濾波器和有源前端的標準驅(qū)動件，并且其也遇到上述問題。
[0015]已知其它馬達AC-AC變換器，例如矩陣變換器、電流源變換器、或各個諧振AC和DC鏈變換器，但這些需要快速切換設備和大量的輸入和/或輸出濾波器，或者大、有損耗并且昂貴的電抗部件，或者，如在矩陣變換器的情況中，不能提供等于輸入電壓的輸出電壓。
[0016]術(shù)語“變換器”有時用于專門指DC到DC變換器，與DC-AC “逆變器”和AC-AC “循環(huán)變換器”區(qū)別。然而，在本申請中，詞語變換器使用其廣義，指所有的這些類型和更多。
[0017]需要的是這樣一種變換器技術(shù):其以低諧波和整功率因數(shù)從公用線路汲取功率，即使在輸入電壓減小的情況下也能夠以全輸出電壓操作，允許其開關在關閉和開啟期間以低應力操作，對線路故障固有免疫，產(chǎn)生具有低諧波并且沒有共模偏移的電壓和電流輸出波形同時在全輸出頻率范圍適應所有功率因數(shù)，以高效率操作，以及以合理成本在緊湊的、輕質(zhì)的封裝中完成這些。
[0018]在專利和學術(shù)文獻中示出了 DC-DC，DC-AC和AC-AC降壓-升壓式變換器，其具有前述期望性質(zhì)的至少一些。經(jīng)典的降壓一升壓式變換器以連續(xù)電流操作電感器，并且該電感器可以具有輸入和輸出繞組以形成用于隔離和/或電壓/電流轉(zhuǎn)變的變壓器，在這種情況下其稱為反激變換器。有很多基本變換器的例子，所有這些例子必須被硬切換并因此不具有軟切換的性質(zhì)，這導致減少的變換器效率和較高的成本。圖4中不出來自 K.Ngo 的"Topologyand Analysis in PWM Invers1n, Rectificat1n, andCycloconvers1n" Dissertat1n California Institute of Technology(1984)的硬切換3相至3相的降壓-升壓式變換器的例子。
[0019]一種所提出的DC-AC降壓-升壓式變換器(在美國專利5，903，448中)在其輸出部分包括雙向傳導/阻斷開關用于適應四象限操作，具有AC輸出和雙向功率傳輸。然而，輸入不能是AC，并且其使用硬切換。
[0020]通用功率變換器
[0021]本申請披露用于功率變換的新方法。鏈電抗被連接到在輸入和輸出側(cè)二者上的切換橋，并被驅(qū)動為全AC波形。
[0022]在一些優(yōu)選的實施例中(但不是所有的都需要)，鏈電抗被以非正弦波形驅(qū)動，這與諧振變換器不同。
[0023]在一些優(yōu)選的實施例中(但不是所有的都需要)，容性電抗被用在輸入和輸出側(cè)上。
[0024]在一些優(yōu)選的實施例中(但不是所有的都需要)，切換橋被構(gòu)建成具有雙向半導體設備，并在軟切換模式中被操作。
[0025]在一些優(yōu)選的實施例中(但不是所有的都需要)，在鏈電抗的每個循環(huán)期間，輸入切換橋被操作用于從多相輸入的不同的相路(leg)提供兩個驅(qū)動相。優(yōu)選的，輸出橋類似地進行操作，以在電抗的每個循環(huán)期間提供兩個輸出連接相。
[0026]在一些優(yōu)選的實施例中(但不是所有的都需要)，鏈電抗使用與分立電容器并聯(lián)的或其本身具有聞寄生電容的電感器。
[0027]在各個實施例中，所披露的新技術(shù)提供了至少下面優(yōu)點的一個或多個:
[0028].高帶寬有源控制能力-比諧振或電壓源或電流源變換器更高
[0029].設計通用性
[0030].功率效率
[0031].設備電壓額定值的最優(yōu)使用
[0032].高功率密度變換器
[0033].高功率質(zhì)量(具有最小濾波的低輸入和輸出諧波)
[0034].電壓降壓和升壓能力
[0035]?雙向、或多向功率傳輸能力
[0036].高頻功率變壓器能力，允許緊湊有源變壓器和全電流隔離(如果期望)
[0037].即使沒有變壓器情況下的輸入-輸出隔離，允許沒有共模電壓的輸出
[0038].缺乏用于緩沖的輔助功率電路而得到的適度零件數(shù)
[0039].高帶寬有源控制能力-比諧振或電壓源或電流源變換器更高

【專利附圖】

【附圖說明】
[0040]參照附圖描述所披露的本發(fā)明，其中附圖示出了本發(fā)明的重要示例實施例并且其通過引用包含在說明書中。這些附圖以示例而非限制的方式進行解釋說明。
[0041]圖1示出在具有雙向傳導和阻斷開關(BCBS)的三相AC全循環(huán)拓撲結(jié)構(gòu)中的全橋降壓-升壓式變換器的示例實施例。每個BCBS如在美國專利5，977，569的圖2中出現(xiàn)的所示，也如圖2的開關201所示。輸入濾波器電容器130放置在輸入相之間并且輸出濾波器電容器131類似的接附在輸出相之間，以便緊密接近電壓源并平滑由開關和電感器120產(chǎn)生的電流脈沖。輸出濾波器電容器優(yōu)選的接附在所示的接地的Y形配置中。在一些應用中可能需要輸入線路電抗器132以將在輸入電容器130上的電壓紋波與市電122隔離。
[0042]圖2a_2d示出基本雙向傳導和阻斷開關(BCBS)的四種替代形式。圖2a是市場上可得到的反向阻斷IGBT(IXRH 40N120，1200伏特，55A)的反并聯(lián)對。圖2b是引自美國專利5，977，569的開關。圖2c是與二極管串聯(lián)的市場上可得到的IGBT的反并聯(lián)對。圖2d是市場上可得到的GTO的反并聯(lián)對。很多其它BCBS開關配置也可能。每個BCBS可以在任一方向中阻斷電壓和傳導電流。
[0043]圖3示出“標準驅(qū)動件”的現(xiàn)有技術(shù)，其是最常用的可用低壓馬達驅(qū)動件類型，并且是電壓源脈沖寬度調(diào)制(PWM)拓撲結(jié)構(gòu)。還示出各種選擇以允許該驅(qū)動件實現(xiàn)更加可接受的操作，其包括可選EMC和/或RF濾波器301、可選諧波濾波器302、充電電阻器303、DC接觸器304、可選DC軛流器305、可選制動控制器和電阻器306以及可選輸出正弦濾波器307。
[0044]圖4示出傳統(tǒng)的硬切換三相至三相AC降壓-升壓式變換器。
[0045]圖5示出傳統(tǒng)的軟切換“部分諧振”三相至三相AC降壓-升壓式變換器，其具有單向開關，遭受1)當沒有功率被傳輸時，長靜止諧振“回擺(swingback)”時間，2)隨著輸入和輸出之間的電壓比率的增加，極大降低的操作頻率，以及3)當輸出電壓接近0時，不能做匯(sink)或源輸出電流，其包括輸入開關501、部分諧振鏈502、輸出開關503和輸出濾波器504。
[0046]圖6示出變換器的電感器電流和電壓波形，包括在時間周期M4中電感器電壓的“回擺”。
[0047]圖7示出現(xiàn)有技術(shù)諧振鏈逆變器，其與本發(fā)明表面上相似，但實際上完全不同，因為電壓是正弦的并且額定輸入電壓加倍，而且開關僅用于連接正或負鏈半循環(huán)至輸入和輸出，其包括AC開關701和感應馬達702。
[0048]圖8示出美國7，057，905的現(xiàn)有技術(shù)，其與本發(fā)明具有一些類似之處:其是使用雙向開關的降壓-升壓式變換器。然而，其基本上是傳統(tǒng)的、硬切換、降壓-升壓式變換器，其使用雙向開關以允許其利用在電感器中的DC部件在任一方向中操作。
[0049]圖9示出圖11、12和13的電流切換例子的輸入線路電壓，具有對應于圖1中那些的相標號，其中虛線表示電路電流在輸入波形中的位置。
[0050]圖10示出圖11、12和13的電流切換例子的輸出線路電壓，具有對應于圖1中那些的相標號，其中虛線表示電路電流在輸出波形中的位置。
[0051]圖11概述在圖12和13的電感器循環(huán)和其周圍的一些電感器循環(huán)的線路和電感器電流波形。
[0052]圖12a_12j示出在從輸入至輸出以全負載傳輸功率時的典型的循環(huán)中在電感器上的電壓和電流波形，如當馬達在全功率、包括全輸出電壓的情況下操作時圖5中所發(fā)生的。圖12b和圖12g用于概述在模式之間電感器/電容器電壓斜變的電流，圖12b示出對于正電感器電流，而圖12g對于負電感器電流，圖12a、圖12c-12f和圖12h_12j分別表示8個電流切換模式中的模式1-8。當提到最小電壓相對時，其是指具有相反電流的相對，不一定是指最小電壓相對，由于其通常是具有相同方向上的電流的相對。圖12a-12j中1201指市電接口，1202指感應馬達。在圖12a、12c、12f、12h的例子中，對電感器充電，在12b、12d、12e、12i的例子中，電感器放電，且在12f和12h_12j的例子中，反向電感器電流。
[0053]圖13不出對應于圖12的全功率條件的電壓和電流波形，其傳導模式號對應于圖12的模式號，其中Vout略小于Vin。
[0054]圖14類似于圖13，但示出對于全輸出電壓的大約一半的輸出電壓的電感器電壓和電流，其中Vout是Vin的1/2。
[0055]圖15示出本發(fā)明的實施例，其具有全橋三相循環(huán)拓撲結(jié)構(gòu)，帶有控制和I/O濾波，包括所需的三相輸入線路電抗器用來把在輸入濾波器電容器上小的但是高頻的電壓紋波與市電隔離，其中1501指輸入電壓、1502指電感器電流、1503指輸出電壓、1504指電感器電壓、1505指感應馬達和1506指市電接口。
[0056]圖16不出對于具有等于輸入電壓的輸出電壓的DC或單相AC變換器的電流和定時關系。
[0057]圖17示出與圖16相同的電流和定時關系，但具有輸入電壓1/2的輸出電壓。
[0058]圖18是電子數(shù)據(jù)表，利用所示的等式，隨著電流放電時間的改變，對于一組給定的條件計算平均輸出電流。這些等式可以用在控制系統(tǒng)中，用于控制開關定時以給出所命令的輸出電流。
[0059]圖19示出對于所說明的具有四個輸出電壓的條件圖18的電子數(shù)據(jù)表作為輸出放電時間的函數(shù)的結(jié)果。在曲線上還標記了電感器操作頻率。
[0060]圖20是圖16和圖17的一種形式，其不出對于輸出電壓是輸入的1/2的再生條件的電感器電流和定時。
[0061]圖21示出具有DC或單相口部的本發(fā)明的實施例，其包括第一口部2101和第二口部2102。如果口部的一個是DC的，且總是比其他口部電壓高，可以在該口部上使用單向阻斷開關。
[0062]圖22示出如與在反激配置中的其它降壓-升壓式變換器相同的具有變壓器/電感器的本發(fā)明的實施例，其包括第一口部2201和第二口部2202。如果期望全隔離和/或電壓電流切換，本發(fā)明的任意實施例可以使用變壓器/電感器來代替電感器。即使沒有變壓器，僅使用電感器，由于輸入和輸出線路從來不直接連在一起，也提供一定程度的隔離。如果使用變壓器/電感器，變壓器必須具有至少一些空氣間隙，以便產(chǎn)生在所使用的峰值電流處不飽和的磁化電感。
[0063]圖23示出在混合單相AC和多個DC 口部的四口部(除了市電口部2301外還包括其他三個口部)應用中的本發(fā)明的實施例，如可以有利地用于太陽能應用。其它拓撲結(jié)構(gòu)必須使用至少兩個分離的變換器來處理這樣的多口部。由于給源供以功率的是DC并且功率可以僅被傳輸出設備，接附至太陽能源的開關只需要是單向開關。如果僅DC輸出的源總是保證具有高于所有其他電壓源的電壓，開關甚至可以是非反向阻斷的。
[0064]圖24示出在混合三相AC 口部和一個DC 口部的三口部應用中的本發(fā)明的實施例，如可以有利的用于混合動力電動車輛應用。
[0065]圖25示出作為在具有BCBS的單相AC或DC拓撲結(jié)構(gòu)中的半橋降壓-升壓式變換器的實施例。該半橋拓撲結(jié)構(gòu)需要一半數(shù)量的開關，但也只得到對相同開關額定值的一半的功率傳輸以及在輸入和輸出濾波器中較高的每單位紋波電流。
[0066]圖26示出在具有BCBS的三相AC拓撲結(jié)構(gòu)中的半橋降壓-升壓式變換器中的示例實施例。再次，該半橋拓撲結(jié)構(gòu)需要一半數(shù)量的開關，但也只得到對相同開關額定值的一半的功率傳輸以及在輸入和輸出濾波器中較高的每單位紋波電流。
[0067]圖27示出在單相至三相同步馬達驅(qū)動件中的示例實施例，其包括同步馬達2701。
[0068]圖28示出具有雙重、并聯(lián)的“功率模塊”的示例實施例，每個功率模塊包括12個雙向開關和一個并聯(lián)電感器/電容器。在多路變換中，顯然多于兩個功率模塊可以被用于附加的選擇，其包括市電接口 2801和電感馬達2802。
[0069]圖29示出作為三相功率線路調(diào)節(jié)器的本發(fā)明的實施例，其中三相功率線路調(diào)節(jié)器可以作為有源濾波器和/或電源或吸收無功功率以控制在市電線路上的功率因數(shù)，其包括市電接口 2902。

【具體實施方式】
[0070]本申請的多個新穎教導將具體地參照目前的優(yōu)選實施例(作為例子，而非限制)進行描述。
[0071]與其它方法的對比
[0072]采用諧振技術(shù)以實現(xiàn)軟切換的DC-DC降壓-升壓式變換器也在專利文獻(例如，1986年10月7日授于的4，616，300，2002年6月11日授于的6，404，654)中示出。這些不能進行DC-AC或AC-AC操作，并且由于輸出DC電壓必須大于一定的最小值以便實現(xiàn)功率開關的零電壓開啟，也限制在它們的DC-DC范圍內(nèi)。與該現(xiàn)有技術(shù)相比，下面描述的本發(fā)明在輸入和輸出口部之間的相對電壓上沒有限制，并且功率傳輸是雙向的。
[0073]在Kim等人的"NewBilateral Zero Voltage Switching AC/ACConverter UsingHigh Frequency Partial-resonant Link" , Korea Advanced Institute of Science andTechnology, (IEEE 1990)中描述了并在圖5中示出了“部分諧振”3相AC-AC降壓-升壓式變換器，其使用單方向開關。該變換器具有許多期望的性質(zhì)，包括軟切換，但是與下面描述的本發(fā)明電路和方法有重大的差異:
[0074]1)顯著減少電感器/電容器的使用，
[0075]2)具有負載于輸入/輸出電容器上的較高每單位RMS電流，
[0076]3)對于給定的關閉條件具有較低操作頻率，這導致較大、較昂貴和較低效率的1/0濾波，
[0077]4)對于足夠低的輸出電壓和/或功率因數(shù)，不能遞送電流至輸出或從輸出接收電流，
[0078]5)并且當輸出功率因數(shù)和/或輸出電壓接近于0時，不具有在操作頻率上的下限。
[0079]降低的操作頻率可以導致與所需的輸入濾波器的破壞性諧振。在該參考文獻中未示出輸入濾波器，但通常需要。如圖6中所示(從Kim等人的文獻中也有示出)，時間周期M4，當電感器/電容器上的電壓從輸出電壓回到輸入電壓諧振擺動時，從諧振“回擺”時間得到減少的電感器/電容器利用，并且在全功率通常需要總功率循環(huán)的33%，使得對于時間的33 %沒有功率傳輸發(fā)生。因此，對于電感器的每個循環(huán)，變換器僅實現(xiàn)一個功率傳輸循環(huán)，然而優(yōu)選的，圖1的變換器每個電感器循環(huán)具有兩次功率傳輸，如通過使用雙向開關而實現(xiàn)的。
[0080]圖7 不出來自 Rajashekara 等人的"Power Electronics " , The ElectricalEngineering Handbook的第三十章(ed.R.Dorf2000)中的另一個現(xiàn)有技術(shù)的變換器。該變換器表面上與圖1的變換器相似:其具有12個雙向開關和一個并聯(lián)的電感器/電容器；但是拓撲結(jié)構(gòu)是不同的，并且操作模式完全不同。圖7的變換器沒有1/0濾波器電容器，并且實際上不能帶有這樣的電容器操作。圖7的變換器實際上是諧振鏈變換器，使得電感器/電容器電壓和電流如圖中所示是正弦的并且諧振。該變換器必須通過電感(例如，線路電抗器、變壓器或馬達電感)與電壓源和匯隔離，這是因為其開關和所述電感之間的電壓快速的擺過相當于峰值線-線電壓的幾乎兩倍的范圍。(如所示的，對于電感器/電容器的每個半循環(huán)，通過選擇性的啟用/關掉適當?shù)拈_關對，各種這樣的高電壓施加在輸入和輸出電感上。)通過對比，圖1的變換器不是諧振的，并且峰值電感器電壓僅是峰值線-線電壓。圖1的變換器不能像圖7的變換器那樣操作，并且圖7的變換器不能像圖1中的本發(fā)明那樣操作。
[0081]美國專利7，057，905示出具有雙向開關的降壓-升壓式功率變換器和對其操作的方法。這是傳統(tǒng)的硬切換降壓-升壓式變換器，由于其不具有與電感器并聯(lián)的電容，并且每個電感器循環(huán)只有一個功率循環(huán)，除了附加的輸入開關能力允許其在任一方向上具有電感器DC偏移電流的情況下操作。在單個功率循環(huán)期間還可以應用兩個極性至電感器，以更好地控制操作頻率。
[0082]與本發(fā)明相比，美國7，057，905在電感器中具有DC偏置電流的情況下操作，使得其不能如本發(fā)明一樣每個電感器循環(huán)進行兩個功率循環(huán)，并且因此不能軟切換。如圖8所示，因為只具有兩個輸出開關80和81，所以禁止這樣做，使得:為了在一個方向傳輸電流至輸出，電感器電流必須也在相同的方向。因此，為了產(chǎn)生流入輸出電容器24的電流，電流必須“向上”流過電感器82。為了補充傳輸?shù)捷敵龅碾姼衅髂芰?，電感器必須被重新連接至具有相反極性的輸入，其是硬切換操作，需要通過開啟兩個合適的輸入開關進行輸出開關80和81的硬反向關閉。相比之下，本發(fā)明簡單的關閉兩個輸出開關，這隨后導致電感器電壓增加至輸入電平，但具有與之前的輸入連接相反的極性，并且多余的電感器能量(如果有的話)返回到輸入，并且隨后電感器電流反向，在通過將電感器連接至具有相反極性的輸出的附加的雙向開關(所述開關在美國7，057，905中不存在)促進下，之后電感器能量再次傳輸至輸出，但具有相反的電流。附加的，因為在本發(fā)明中電感器電壓從不由其“自然”方向強加，則允許與電感器并聯(lián)的電容來促進軟關閉。本發(fā)明的所述軟切換允許本發(fā)明以更高切換頻率操作，結(jié)果在電抗部件尺寸和損耗方面具有大的減少。
[0083]降壓-升壓式諧振變換器的現(xiàn)有技術(shù)不能像本發(fā)明這樣在“全循環(huán)”模式下(下面描述)操作，其中，電感器(或變壓器)在任意繞組中沒有DC成分的情況下以全交變電流操作。該操作模式需要雙向(AC)開關，并且對于電感器/電容器的每個循環(huán)產(chǎn)生兩次功率傳輸，得到電感器/電容器和I/O濾波器的較好利用，同時還允許電流以低輸出電壓或低功率因數(shù)傳輸。
[0084]上述的缺點并非意于窮舉，只是在眾多損害之前已知的功率變換的技術(shù)的效率的缺點中的一些。也可能存在其它值得說明的問題；然而，這里所提及的足以說明本領域中出現(xiàn)的方法還沒有完全令人滿足。
[0085]重點和總覽
[0086]通過所披露的技術(shù)減少或消除上面所列的缺點。這些技術(shù)可應用于大量的應用，包括但不限于所有的DC-DC，DC-AC，和AC-AC功率變換。
[0087]本申請披露通常為降壓-升壓式系列的功率變換器，但其使用與降壓-升壓式電感器并聯(lián)的電容以實現(xiàn)在半導體開關上的低的關閉切換應力(即，“軟切換”)，允許使用相對慢和便宜的開關，所述電容為單獨寄生的或具有附加的分立設備。如下面所討論的，在可選的所披露的實施例中，沒有這種附加電容的操作也是可能的，而以較高的正向關閉切換損耗為代價。圖5的變換器沒有并聯(lián)電容器不能操作，因為其隨后將變成Ngo的經(jīng)典的硬切換降壓-升壓式變換器。
[0088]在圖1和各種其它所披露的實施例中，即使很少或沒有使用并聯(lián)電容，開關開啟總是在開關從反向轉(zhuǎn)變至正向偏置時發(fā)生，允許低的開啟損耗。開關的反向恢復利用低速率的電流下降來完成，并且具有低反向恢復電壓，導致接近零損耗的反向恢復切換。
[0089]下面描述的實施例被認為是在全交變電流(AC)模式下降壓-升壓式電感器的第一應用，全交變電流(AC)模式在這里稱為“全循環(huán)”模式并且導致每電感器循環(huán)兩次功率傳輸。包括上面所引用的Ngo和Kim的參考文獻中那些的降壓-升壓式變換器在電感器電流中具有DC偏置，而且每個電感器循環(huán)只有一次功率傳輸。
[0090]所披露的發(fā)明還可以用于DC-AC，AC-DC，AC-AC，或DC-DC變換，只要不超過開關的電壓額定值，所包含的電壓的相對幅度就沒有限制。然而，如果該實現(xiàn)為使得一個口部總是具有比其他口部更高的電壓，則連接至所述較高口部的開關需要僅能夠在一個方向上阻斷電壓。
[0091]全電隔離和/或較大電壓和電流變換可以通過使用電感器/變壓器代替簡單的電感器來實現(xiàn)。注意到電感器/變壓器將通常不會同時在兩側(cè)具有電流，所以其操作更像分離的電感器(如在反激變換器中)而不像簡單變壓器(如在推挽式變換器中)。降壓-升壓式和推挽式之間另一個顯著差異是推挽式輸出電壓固定為輸入電壓的倍數(shù)或分數(shù)，如由阻數(shù)比給定，而降壓-升壓式?jīng)]有這種限制。在http://en.wikipedia.0rg/wiki/Push-Pull-Converter中描述推挽式拓撲結(jié)構(gòu)，其(以其申請日的聲明中)通過引用包含于此。推挽式與降壓-升壓式或反激變換器存在大的不同，這是由于變壓器不是作為能量傳輸電感器來操作的。在降壓-升壓式或反激中，輸入電流將能量泵浦到磁場中，該能量隨后被排出用于驅(qū)動輸出電流；因此輸入和輸出電流在不同時間流動。
[0092]電感器/變壓器泄漏電感通常是降壓-升壓式設計的顯著關注點。這通常通過最小化泄漏來處理，并且有時通過加入電路元件來處理。通過對比，下面描述的本發(fā)明可以承受大的寄生電容，并且因此可以指定具有非常接近的繞組的電感器或變壓器來最小化泄漏電感。標準硬切換降壓-升壓式不能承受寄生電容，這使得對于那些配置最小化泄漏電感非常困難。
[0093]在各個實施例中，創(chuàng)新的變換器電路由半導體開關、電感器、有利的與電感器并聯(lián)的電容器、以及輸入和輸出濾波器電容構(gòu)建?？刂戚斎腴_關的控制裝置首先連接最初在零電流的電感器至輸入電壓，除了在啟動時，其可以是三相輸入中的DC或最高線-線電壓AC對，在啟動時使用接近于零電壓線路對。當電流達到由控制確定的點以導致期望的功率傳輸速率時，則該控制關閉那些開關。然后，電流在電感器和電容器之間流通，這導致電壓增長的相對低速率，使得在跨過它們的電壓顯著上升之前開關基本上被關閉，導致低的關閉損耗。
[0094]使用DC或單相AC輸入，從輸入不汲取其它電流。使用3相AC輸入，控制將再次連接電感器至輸入線路，但這次連接至具有較低電壓的線-線對然后是第一對。開啟在相關的開關從反向轉(zhuǎn)變至正向偏置時完成。在汲取適當量的電荷后(如果控制確定沒有電流從所述對汲取，例如，如該對處于零電壓并且期望輸入整功率因數(shù)，其可以是零)，相關的開關再次關閉。在大多數(shù)條件下，電感器上的電壓將隨后反向(由于并聯(lián)電容，其具有相對低的電壓改變速率)。使用3相AC輸出，在相關的開關變成正向偏置以后,該控制將開啟開關以允許電流從電感器流至需要電流的線路的最低電壓對，在已經(jīng)傳輸合適量的電荷后，控制關閉開關。然后，電感器電壓斜升到對于3相AC的最高輸出線-線對或到對于單相AC或DC的輸出電壓。再次，開關被開啟以傳輸能量(電荷)至輸出，隨著電壓斜升，從反向轉(zhuǎn)變至正向偏置。如果輸出電壓大于最高輸入電壓，允許電流降至零，其以低速率電流減少關閉開關，這允許使用相對慢的反向恢復特性。如果輸出電壓小于最高輸入電壓，在電流停止之前開關被關閉，使得電感器電壓斜升至輸入電壓，使得維持零電壓開啟。可選地，在之前所述所提到的點之前可以關閉開關，以便限制進入輸出的電流的量。在該情況下，由于在電感器中的電流，通過開啟開關以引導電流從電感器流到三相的最高電壓對或單相AC或DC輸入中將多余的能量引導回到輸入。
[0095]在三相AC變換器中，控制分配給每個輸入和輸出線路對的每循環(huán)的相對電荷，以匹配在每個線路(相)上的相對電流水平。在上面的情況后，當達到零電流時，使用與所述第一半循環(huán)中使用的開關互補的開關，電感器被重新連接至輸入，但具有與所述第一連接反向的極性。該連接可以在零電流之后馬上發(fā)生(或如果輸入電壓小于輸出電壓，在零電流后不久，以允許電容器電壓時間斜回降)，給予電感器的功率傳輸能力的完全利用。不需要像在圖5和6中所示的Kim變換器的時間周期M4中那樣的諧振反向。
[0096]所披露的實施例在任意輸出電壓、功率因數(shù)或頻率的條件下固有的能夠再生，所以在馬達驅(qū)動件或風力應用中，馬達可以作為發(fā)電機，返回功率至市電線路。
[0097]在AC馬達驅(qū)動件的實現(xiàn)中，輸入和輸出濾波可以像線對中性點連接電容器一樣少。因為由于使用軟切換而切換損耗非常低，降壓-升壓式電感器可以在高電感器頻率操作(對于低電壓驅(qū)動件通常5到20kHz)，允許單個的、相對小的、并且低損耗的磁設備。電流脈沖頻率是電感器頻率的兩倍。該高頻率還允許輸入和輸出濾波器電容器相對小，具有低的高頻率紋波電壓，這又允許小、低損耗線路電抗器。
[0098]利用本發(fā)明的升壓能力，通過臨時從輸入汲取更多電流來適應輸入電壓“下跌”以維持恒定功率汲取和輸出電壓，避免昂貴的關閉或甚至到應用的轉(zhuǎn)矩損耗，輸入電壓下跌在當其它馬達跨過線路被連接時常見。
[0099]變換器和所接附的電壓源(市電)或匯(sink)(馬達、另一個市電、或負載)之間的全濾波器包括線路電容(線-線或線對中性點，如在Y型或德爾塔型中)，和串聯(lián)線路電感(或如其通常所稱的線路電抗器)。當驅(qū)動馬達時，線路電抗正是馬達的電感。我在我的優(yōu)選實施例中示出該L-C濾波器，并且還在我的較前的權(quán)利要求中提到它。所以其是功率濾波器，并且其對于變換器作了重要調(diào)節(jié)。
[0100]該優(yōu)選的變換器受益于具有在輸入和輸出的非常低阻抗的電壓源和匯。(這是與在I/O具有線路電抗(電感器)而不是電容的圖7的變換器的顯著差異。)鏈電感器電流必須能夠在鏈電容器和I/O電容器之間非?？焖偾袚Q，并且線路電抗將阻止其發(fā)生，并且實際上將可能破壞開關。優(yōu)選的，認真的實現(xiàn)變換器的物理構(gòu)造以最小化可能損害鏈電抗切換的所有這種電感。
[0101]線路電容本身不需要實際上是任意特定值，但為了正確的操作，當對鏈電感充電或放電時，線路電容上電壓的改變應該僅是初始電壓的小部分，比如說小于10%。還有其它限制。對于20hp，460VAC原型，80yF的線對中心點電容僅導致1%-2%的紋波電壓。(選擇該大電容，以便在電容器的電流額定值中得到紋波電流。)對于相同的電流額定值，可以使電容器具有較低的uF，得到較小的、較便宜的電容器，以及較高電壓紋波，而這是所有現(xiàn)在能夠得到的。
[0102]另一個重要的考慮是由線路電抗和線路電容(I/O功率濾波器)的L-C形成的諧振頻率。該頻率必須低于鏈功率循環(huán)頻率，以便不使濾波器與線路電容上的電壓紋波諧振。對于我的20hp 460VAC原型，鏈頻率是10kHz，所以鏈功率循環(huán)頻率是20kHz (每個鏈電壓循環(huán)2次功率循環(huán))，并且L-CI/0的諧振頻率低于2kHz，所以其工作良好。
[0103]所以，總之，電容需要足夠大以合理地穩(wěn)定I/O電壓，來允許鏈電感器充電/放電恰當?shù)匕l(fā)生，并且L-C諧振頻率需要小于鏈電壓頻率的兩倍，并且通常低至少4-10倍。
[0104]還應該注意的是，在線路濾波器上太大電容可以導致在市電連接上多余的電抗功率。
[0105]審詳細描沭
[0106]首先參照圖1，示出了實施本發(fā)明的三相變換器100的示意圖。變換器100連接至第一和第二功率口部122和123，每個功率口部可以是源或匯功率，并且每個具有對于口部的每個相的端口。所述變換器100的功能是在適應口部之間的電壓、電流水平、功率因數(shù)和頻率的寬范圍的同時在所述口部之間傳輸電功率。所述第一口部可以例如是460VAC三相市電連接，而所述第二口部可以是三相感應馬達，該三相感應馬達將以可變頻率和電壓操作，以實現(xiàn)所述馬達的可變速度運行。本發(fā)明還適應在相同電感器上的附加口部，如在圖23和24中所示，可能期望適應到和來自其它功率源和/或匯的功率傳輸。
[0107]參照圖1，變換器100包括連接在鏈電感器120的第一端口 113和輸入口部的每個相124到129之間的第一組電子開關Slu，S2u，S3u，S4u，S5u，和S6u，和類似的連接在鏈電感器120的第二端口 114和輸出口部的每個相之間的第二組電子開關511，521，&1，541，551，和S61。鏈電容器121與鏈電感器并聯(lián)連接，形成鏈電抗。這些開關的每個能夠在兩個方向傳導電流和阻斷電流，并且可以包括圖2的雙向IGBT 201，如在美國專利5，977，569中所示。可以將許多其它這種雙向開關結(jié)合，例如圖2的反并聯(lián)反向阻斷IGBT200。
[0108]如圖2的所有開關所示，這些開關結(jié)合的大部分包括兩個獨立控制的門，每個門控制電流在一個方向流動。在下面的描述中，假設在每個開關中使用兩個門開關，并且在開關中所啟動的唯一門是開關的隨后操作所期望的方向上控制電流的門。因此，當下面所提到的每個開關將被啟動時，所述啟動發(fā)生在傳導發(fā)生之前，因為在被啟動的瞬間，開關的該部分被反向偏置，并且不傳導直到其由于電感器和電容器的并聯(lián)對上的電壓改變而變?yōu)檎蚱?。只有一個門的任何開關實施例(諸如嵌在全波橋整流器中的單向開關)必須僅在跨過其的電壓非常小時被啟動，這需要準確且精確的定時，而這種定時在實際中難以實現(xiàn)。
[0109]變換器100還分別具有輸入和輸出電容器濾波器130和131，其平滑由切換電流進入和離開電感器120而產(chǎn)生的電流脈沖?？蛇x的，線路電抗器132可以被加入到輸入以將輸入電容器濾波器131上的電壓紋波與市電和可以被接附至市電線路的其它設備隔離。類似的，如果應用需要，另一個線路電抗器(未示出)可以用在輸出上。
[0110]為了說明的目的，如在圖13中所示，假設功率在電感器/電容器的全循環(huán)中被從第一口部傳輸至第二口部。還假設，如在圖9中所示，在功率循環(huán)開始的瞬時，相Ai和Bi具有第一(輸入)口部的最高線-線電壓，鏈電感器120沒有電流，并且鏈電容器121被充電至與相八1和&之間存在的相同的電壓。如在圖15中所示，現(xiàn)在，控制器FPGA 1500打開開關Slu和S21，因此電流開始從相八1和&流入鏈電感器120，如圖12a的模式1所示。圖13示出在圖12的功率循環(huán)期間的電感器電流和電壓，傳導模式序列1300對應于圖12的傳導模式。在每個模式間隔期間，在鏈電抗上的電壓幾乎保持恒定，僅改變在該間隔期間相電壓變化的少量。在達到合適的電流水平以后，如由控制器1500確定來實現(xiàn)所期望的功率傳輸水平和輸入相之間的電流分布，開關S21被關閉。如在圖12b中所示，電流現(xiàn)在流通于鏈電感器120和鏈電容器121之間，其被包含在電路中用于減慢電壓改變的速率，這又大大的降低了在每個開關中其關閉時被消散的能量。在本發(fā)明的非常高頻率的實施例中，電容器121可以單獨包括電感器的寄生電容和/或其它電路元件。
[0111]如在圖6c和圖13的模式2所示，為了繼續(xù)該循環(huán)，接下來啟動開關S31，以及之前啟動的開關Slu，當鏈電抗電壓降至剛好小于跨過相^和q的電壓時，對于該例子其被假設為具有比相Ai和Bi低的線-線電壓，如在圖9中所示，開關Slu和S31變?yōu)檎蚱貌㈤_始進一步增加流入到鏈電感器的電流，并且進入鏈電容器的電流暫時停止。當達到所期望的峰值鏈電感器電流時，兩個“接通的”開關Slu和S31關閉，所述峰值鏈電感器電流確定可以被傳輸至輸出的每個循環(huán)的最大能量。然后，鏈電感器和鏈電容器再次交換電流，如圖12b所示，結(jié)果鏈電抗上的電壓在圖13的模式2和模式3之間改變符號，如曲線圖1301中所示?，F(xiàn)在，如圖12d中所示，啟動輸出開關S5U和S61，并且開始傳導電感器電流進入馬達相A。和B。，在該例子中假設在此時刻其在馬達上具有最低線-線電壓，如圖10中所示。在電感器能量的部分被傳輸至負載之后，如由控制器所確定的，開關S5U被關閉，S4u被啟動，致使電流再次流到鏈電容器中，這增加鏈電感器電壓直到其變得略微大于相&和Q的線-線電壓，在該例子中假設其在馬達上具有最高線-線電壓，如圖10中所示。如在圖12e中所示，剩余鏈電感器能量的大部分然后被傳輸至該相對(進入馬達)，將鏈電感器電流降至低水平。然后，關閉開關S4u和S61，導致鏈電感器電流再次將被分流至鏈電容器，升高鏈電抗電壓至略微高于相^和&上的輸入線-線電壓。任意多余的鏈電感器能量返回至輸入。然后，鏈電感器電流反向，并且上述鏈電抗電流/電壓半循環(huán)重復，但使用與第一半循環(huán)互補的開關，如圖6f-6j中，和傳導模式序列1300中，以及曲線圖1301和1302中所示。圖12g示出鏈電抗電流在電感器的負電流半循環(huán)期間在傳導模式之間交換。
[0112]圖11概述對于在圖12和13的循環(huán)處和該循環(huán)周圍的一些鏈電抗循環(huán)的該線路和電感器電流波形。
[0113]注意到，在每個鏈電抗循環(huán)期間發(fā)生兩個功率循環(huán):參照圖12a_12i，功率在模式1和模式2期間被泵浦進入，在模式3和4期間被排出，在模式5和6期間再次進入，而模式7和8期間再次排出。使用多相路驅(qū)動件產(chǎn)生8個模式而不是4個，但即使不使用多相輸入和/或輸出，在電感器電流的一個循環(huán)期間，兩個連續(xù)的輸入和輸出循環(huán)的存在也是值得注意的。
[0114]如在圖12和圖13中，傳導模式序列1300，和在曲線圖1301和1302中所示，鏈電抗繼續(xù)在被連接至合適的相對和根本不連接之間交替，電流和功率傳輸發(fā)生在連接時，并且相之間的電壓斜變發(fā)生在不連接時(如發(fā)生在接近的間隔的虛的垂直線之間，其中在圖13中的1303是一個例子)。
[0115]通常，當控制器1500認為需要時，如本領域所已知的，例如通過升高開關200上的門204(圖2)的電壓到相應端子205上，啟動每個開關。此外，每個開關被啟動(優(yōu)選的，兩個門形式的開關)，而被啟動的開關的部分是零或反向偏置，使得開關不開始傳導直到改變的鏈電抗電壓使得開關變得正向偏置。可以使用單個門AC開關，如嵌入在四個二極管橋整流器中的單向開關，但難以實現(xiàn)零電壓開啟，并且傳導損耗較高。
[0116]在圖15中，通過電感器的電流由傳感器1510感測，并且FPGA 1500積分電流以確定輸入和輸出口部的每個相(端口)中流動的電流。相電壓感測電路1511和1512允許FPGA 1500控制接下來啟動哪個開關以及何時啟動。
[0117]相比之下，注意到圖8的現(xiàn)有技術(shù)結(jié)構(gòu)具有在輸入上的四個雙向開關，而在輸出上兩個，鏈電感器(沒有并聯(lián)電容器)在中間。該專利是硬切換降壓-升壓，并且，類似于所有現(xiàn)有降壓-升壓式變換器，其每個鏈電感器循環(huán)只有1次功率傳輸。此外，鏈電感器具有DC電流成分，不同于圖1的變換器(其不具有平均DC電流，只有AC電流)。
[0118]圖14示出當圖1和圖12的變換器操作以降低的輸出電壓操作時的電感器電流和電壓波形。如對于圖13的全輸出電壓的情況，來自輸入的鏈電感器120電流在模式1和2期間增加至最大水平，但由于輸出電壓是全輸出電壓情況的一半，在模式3和4中放電至輸出相時，鏈電感器電流僅以一半的速度減少。在鏈電感器電流降至零或甚至接近零之前，這將通常提供所需的輸出電流，使得在圖14的模式4的最后，鏈電感器中留下大量的能量。在模式5和1中該多余的能量返回至輸入。圖14中模式1在垂直軸線之前開始?？梢钥吹?，在零輸出電壓情況下，模式3和4 (和7和8)期間的電流將根本不減少，使得所有鏈電感器能量返回至輸入，允許輸出電流的遞送但沒有功率傳輸，如在零電壓下遞送的電流所需的。
[0119]Kim變換器不能將該多余的電感器能量返回到輸入，因為這需要雙向開關。因此，Kim變換器必須等待直到電感器能量降至足夠低的值，結(jié)果當輸出電壓接近零時，鏈電抗頻率降至非常低的值。這又可能導致與輸入和/或輸出濾波器的諧振。在零電壓輸出情況下，Kim變換器根本不能起作用。
[0120]注意到在Kim等人所提到的模式一定程度上與這里所提到的模式不同。這是由于兩個原因。簡單來講，第一個就是，在本發(fā)明中“電容器斜變”，或“部分諧振”周期沒有全部列出，只列出這些周期的8個。如在圖12b和12g中所示，電壓斜變周期優(yōu)選發(fā)生在傳導模式的每個連續(xù)對之間。第二個原因就是，Kim等人操作他們的變換器使得每個功率循環(huán)其從一個輸入相對汲取電流，并同樣每個功率循環(huán)遞送電流至一個相對。因為他們的變換器每個鏈電抗循環(huán)只有一個功率循環(huán)，這導致每個鏈電抗循環(huán)只有兩個傳導模式。相比之下，圖12示出被汲取并遞送至輸入和輸出相的對的電流，對于在功率循環(huán)期間鏈電感器電流的每個方向，得到4個模式，由于在優(yōu)選的實施例中每個鏈電抗循環(huán)存在兩個功率循環(huán)，總計8個傳導模式。因為任一三相變換器可以以每個功率循環(huán)2個模式或4個傳導模式操作，但優(yōu)選的操作方法是每功率循環(huán)具有4個傳導模式，因為這最小化輸入和輸出諧波，由此該區(qū)別不取決于拓撲結(jié)構(gòu)。對于單相AC或DC，優(yōu)選每功率循環(huán)只具有2個傳導模式，或每鏈電抗循環(huán)4個模式，由于在該情況下只有一個輸入和輸出對。對于混合的情況，如在圖24的DC或單相AC和三相AC之間變換的實施例中，對于DC接口可以有1個傳導模式，而對于三相AC為2個，每功率循環(huán)3個傳導模式或每鏈電抗循環(huán)6個模式。然而，在任一情況下，三相操作的每功率半循環(huán)的兩個傳導模式一起給出了與對于單相AC或DC的單個傳導模式類似的功率傳輸效應。
[0121]控制算法可以有利地使用該回收電感器能量的能力，以便控制電流傳輸，如用于矢量或伏特/Hz控制的許多變換器控制算法所需的。在圖16至20中解釋了一個這種可能算法。圖16、17和20示出在正電流的功率循環(huán)期間對于鏈電感器可能的電流圖。由于本發(fā)明用于單相AC或DC，這是對于每功率循環(huán)僅兩個傳導模式的情況。由于每電感器循環(huán)有兩個功率循環(huán)，負電感器電流的功率循環(huán)是所示循環(huán)的鏡像。示出了定時間隔ΤΙ、T2、T3、Trl和Tr2。T1是當電流從輸入增加時,對于第一傳導模式的時間。T2是第二傳導模式，其中電感器連接至輸出，如在圖16和17中對于功率傳輸至輸出(正功率)的電流減小，或者如在圖20中對于來自輸出的功率傳輸(負功率)的電流增加。T3實際上是傳導模式1的第一部分，其中多余鏈電感器能量在正功率期間被返回到輸入，或者在負功率期間從輸出被遞送至輸入。Trl和Tr2是“部分諧振”，或“電容器斜變”時間，在該時間期間所有開關關閉并且鏈電抗上的電壓斜變。對于三相操作，間隔T1和T2被細分，對于從其中汲取電流的兩個輸入相對，T1包括兩個傳導模式，而對于至輸出相的電流傳遞的T2也同樣。相對時間和電感器電流水平確定充電并因此確定相之間的相對電流水平。對于具有零或接近零功率因數(shù)的三相操作，T2可以細分成負和正能量傳輸周期。注意到類似持續(xù)時間被用于在兩個方向中斜變變換器。然而，因為負載汲取由于外部環(huán)境變化，斜變持續(xù)時間可以在輸入和輸出相之間不同。來自輸入的充電時間可以被保持恒定，至輸出的放電時間改變以改變平均輸出電流(參見圖19)。在T3，多余的鏈電感器能量(電流)返回至輸入。但在鏈電抗上的所有的充電時間和轉(zhuǎn)變優(yōu)選的關于電壓和電流的零點對稱(參見圖13)。
[0122]對于圖16-20的單相AC和DC操作，，圖16的例子中的平均輸出電流由式lavg-out=(T2期間的電荷)/ (Tl+Tr 1+T2+Tr2+T3)得到，圖17的例子中的平均輸出電流由式lavg-out = (T2期間的電荷)/(Tl+Tr 1+T2+Tr2+T3)得到，圖20中的平均輸出電流由式lavg-out = (T2期間的電荷)/(Tl+Tr 1+T2+Tr2+T3)得到，“T2期間的電荷”通過鏈電感器電流在時間間隔Τ2上的積分給出。對于正功率，峰值鏈電感器電流II可以保持恒定，而Τ2改變以控制平均輸出電流(I avg-out)。T1和T3是常數(shù)。在圖18中示出計算lavg-out的算法。對于一組給定的電路參數(shù)和輸入和輸出電壓，T2(圖18的第一列)可以改變以控制I avg-out (第六列)。所得的其他時間間隔和功率水平也被計算。對于圖19，使用650V的輸入電壓和600V的輸出電壓。圖19示出對于其他輸出電壓作為T2(以微秒(uS)為單位)的函數(shù)的該算法的結(jié)果，其中輸入電壓為650V。對于650V輸出曲線，在T2為27uS下，對于功率輸出為16.8kff,示出26安的平均(濾波后的)輸出電流水平。注意到對于650V輸出曲線，鏈電抗頻率在10kHz保持恒定，而與T2和lavg-out無關。對于具有較低輸出電壓的其他曲線，對于較低輸出電壓頻率下降，但從不降至5kHz以下，即使對于零輸出電壓。還注意到，對于50uS的T2,對于0伏的lavg-out達到55安,這多于在最大功率處lavg-out的兩倍，即使最大電感器電流在110安保持恒定。對于較低變換器損耗，當命令較低輸出電流時，控制器1500可以被編程用于減小T1，從而減少峰值電感器電流。
[0123]圖19還示出對于例子460VAC，20hp驅(qū)動件的一些特定驅(qū)動件參數(shù)。鏈電感器是140 μ H，并且可以構(gòu)造為具有薄、平、帶狀線的空芯繞銅電感器，以便具有由趨膚效應造成的AC至DC電阻的低的比率，并類似于一卷帶子纏繞。該配置最優(yōu)化電感器的電感與電阻的比率，并導致相對高的寄生電容。因為該高寄生電容導致高損耗，這種設計不能由硬切換變換器使用，但根據(jù)本發(fā)明，高寄生電容是有益的。斜變，或并聯(lián)、鏈電容包括能夠處理大約25amps安的RMS電流負載的兩個并聯(lián)AVX(FSV26B0104K—) 0.1 μ F膜電容器。峰值電感器電流是llOamps安?？梢允褂萌鐖D2的1200所示的反并聯(lián)對形式布置的市場上可得的反向阻斷IGBT開關，IXYS部分40N12055A，1200V。在標準軟開關硬切換應用中，諸如電流源驅(qū)動件，該開關具有相對高的開啟和由設備的慢反向恢復時間導致的反向恢復損耗，但是當用在本發(fā)明中時，即使在每個設備10kHz的最大切換頻率和110安峰值電流的情況下，開啟和反向恢復損耗也均可忽略。對于輸入和輸出電容器可以使用來自AVX(FFV3410406K)的線對中性點總計80 μ F的高RMS電流電容器。Altera Cyclone III FPGA可以用作控制器，執(zhí)行上面所述算法以控制電流流動，并使用矢量或V/Hz以控制20hp馬達。隔離的功率源、門驅(qū)動器和數(shù)字隔離器允許FPGA控制IGBT的開啟-關閉狀態(tài)。具有至FPGA的模擬-數(shù)字接口的電壓和電流感測電路允許精確的開關定時以控制電流流動。
[0124]如本領域技術(shù)人員推測的，在許多應用中，由變換器的所述操作導致的電流由控制器1500控制，以從輸入得到正弦變化電流，其通常與輸入電壓同相，以便在輸入上產(chǎn)生整功率因數(shù)，和馬達上的正弦變化電壓和電流，以便以最高可能效率和/或性能操作馬達。
[0125]在如可能發(fā)生于經(jīng)變換器應用于馬達的頻率快速下降時，馬達作為發(fā)電機的那些情況下，上面描述的操作循環(huán)被反向，電流被從馬達相中汲取并注入到輸入相中。
[0126]通常，輸入和輸出頻率大體上小于鏈電抗被操作的頻率。對于60Hz的輸入，鏈電抗典型的操作頻率可以是:對于低電壓(230-690VAC)驅(qū)動件和變換器為10kHz，而對于中等電壓(2300以上)驅(qū)動件和變換器為1.5kHz,電流脈沖頻率是那些頻率的兩倍，或者如果使用多個、同步的功率模塊(如圖28所示)，電流脈沖頻率更高。輸入和輸出頻率可以從零(DC)變化至超過60Hz，并且在音頻放大器應用中甚至可以達到20kHz。
[0127]圖1的馬達驅(qū)動件具有下面的特征:
[0128]?從市電汲取低諧波、整功率因數(shù)電流，而與輸出電壓無關。類似于電流源變換器，以高頻率脈沖從每個相汲取電流，其中輸入電容器和可選地線路電感器變換脈沖電流至正弦電流。
[0129].即使在存在輸入電壓下跌的情況下，如經(jīng)常發(fā)生在工業(yè)電力系統(tǒng)中，從輸入到輸出逐步升高或逐步降低電壓的能力也允許全輸出電壓。
[0130]?具有小電壓紋波的正弦輸出電壓允許使用標準感應馬達，以及低電抗同步馬達。輸出電容器對脈沖電流濾波。紋波頻率總是高的，以便避免與輸入和/或輸出濾波器或電抗相關的任意諧振問題。
[0131]?以低輸出電壓不定地提供200%或更高的額定輸出電流的能力，如可能對啟動大慣性負載有利。在接近零輸出電壓下，變換器以最大頻率的大約一半操作，電感器首先由輸入完全的充電，然后以該完全水平放電至輸出持續(xù)全電壓放電周期的兩倍時間，然后放電回到輸入到零電流，重復該循環(huán)但以反向的電流。峰值電流保持相同，但輸出電流被加倍。
[0132]?輸入-輸出隔離，導致在輸出上的零共模電壓。因為從來沒有輸入和輸出線路連接在一起的時刻，如在電壓和電流源驅(qū)動件以及矩陣變換器中連續(xù)發(fā)生的，平均輸出電壓保持在地電勢。這消除了對于隔離變壓器的需要。
[0133]?慢反向恢復設備可用。在整流期間電流的改變速率相對慢，并且在反向恢復之后所應用的反向電壓也是低的，所以所使用的開關可以具有類似整流二極管的恢復特性。反向阻斷IGBT和GTO對反向恢復固有就慢，所以本發(fā)明很適合于這些設備。
[0134]籲較慢的正向關閉設備可用。由于與電感器并聯(lián)的電容，關閉dv/dt相對低。
[0135]?緊湊、輕質(zhì)并且有效。具有類似于本發(fā)明的輸入/輸出特性的電壓源驅(qū)動件需要多個重和龐大的功率電感器，輸入和輸出線路的每個上一個。電流源驅(qū)動件需要非常大且重的DC電感器，以便產(chǎn)生全輸出電壓。本發(fā)明僅需要單個小的、緊湊AC電感器和相對小且輕質(zhì)的輸入和輸出濾波器電容器和輸入線路電抗器。用于合適的濾波的，用于40hp的市場上可得的電壓源驅(qū)動件的總的重量超過300磅，而對于40hp，本發(fā)明的驅(qū)動件將輕于301bs。相對于傳統(tǒng)驅(qū)動件，缺乏大輸入/輸出濾波器電感器顯著提高本發(fā)明的效率。因為輸入電流諧波低并且沒有共模輸出電壓，所以不需要變壓器。
[0136]?適度零件數(shù)。使用雙向開關，對于本發(fā)明只需要12個功率開關。使用具有反向阻斷(反向阻斷IGBT或GT0)的市場上可得的單向開關需要24個開關。12脈沖輸入電壓源驅(qū)動件需要24個開關(18個二極管和6個有源開關)。
[0137]?高帶寬。由于每個電感器循環(huán)兩次確定電流幅度，本發(fā)明的電流控制帶寬固有地非常高，使得本發(fā)明適于高帶寬伺服應用以及甚至高功率音頻放大器。
[0138]圖21示出本發(fā)明的另一個實施例，其示出了單相AC或DC至單相AC或DC變換器。輸入和輸出的一個或兩個可以是AC或DC，對相對電壓沒有限制。如果口部是DC并且可以僅具有進入或離開所述口部的功率流動，應用于所述口部的開關可以是單向的。這樣的一個例子以圖23的光電陣列示出，其能夠僅具有源功率。
[0139]圖22示出作為反激變換器的本發(fā)明的實施例。修改了圖21的電路，其中鏈電感器用具有磁化電感作為鏈電感器的變壓器2200代替。本發(fā)明的任意實施例可以使用這樣的變壓器，其可以用于提供口部之間的全電隔離，和/或提供口部之間的電壓和電流轉(zhuǎn)變，如例如當?shù)谝豢诓?201是低電壓DC電池組并且第二口部2202是120伏AC或當變換器用作有源變壓器時是有利的。
[0140]在圖23和24中所示的本發(fā)明的實施例中，接附至鏈電抗的口部的數(shù)目多于兩個，簡單的通過使用更多開關以附加的連接口部至電感器。由于應用在圖23的太陽能系統(tǒng)中，這允許單個變換器引導如口部之間所需的功率流動，與他們的極性或幅度無關。因此，太陽能光電陣列2304可以處于全功率，400V輸出，并以320V傳遞其功率的50%至電池組2303，以230VAC傳遞50%至家用AC2302?，F(xiàn)有技術(shù)需要至少兩個變換器來處理該情況，例如DC-DC變換器來從太陽能PV陣列傳輸功率至電池，而單獨的DC-AC變換器(逆變器)來從電池組傳輸功率至家用，結(jié)果具有較高成本和電損耗。接附至光電功率源的所示的開關需要僅為單向的，這是因為源是DC的并且功率可以僅從源流出，并不是如在電池的情況進出。
[0141]在圖24的功率變換器中，如可用于混合動力電動車輛，第一口部是車輛的電池組2401，第二口部是由車輛引擎帶動的可變電壓可變速度發(fā)電機2402，而第三口部是用于驅(qū)動車輛的輪子的馬達2403。第四口部(未示)可以是用于充電電池的外部單相230VAC。使用該單個變換器，功率可以在各口部之間以任意方向交換。例如，馬達/發(fā)電機可以為全輸出功率，其功率的50%到電池，50%到輪子馬達。然后，驅(qū)動器可以壓制加速器，此時，所有的發(fā)電機功率可以被立即應用至輪子馬達。相反地，如果車輛剎車，全部輪子馬達功率可以注入到電池組中，所有這些模式使用單個變換器。
[0142]圖25和26示出分別用于單相/DC和三相AC應用的本發(fā)明的半橋變換器的實施例。半橋?qū)嵤├齼H需要50%數(shù)目的開關，但得到功率傳輸能力的50%，并且給出在輸入和輸出濾波器中紋波電流，對于給定功率水平，該紋波電流是全橋?qū)崿F(xiàn)的大約兩倍。
[0143]圖27示出了示例實施例，作為單相至三相同步馬達驅(qū)動件，如可以用于以可變速度驅(qū)動家用空調(diào)壓縮機，具有整功率因數(shù)和低諧波輸入。所傳遞的功率以輸入功率頻率的兩倍脈動。
[0144]圖28示出示例實施例，其具有兩個、并聯(lián)功率模塊，每個模塊按照圖1的變換器那樣構(gòu)造，排除了 I/o濾波。當變換器驅(qū)動件需求超過從單個功率模塊可獲得的和/或當為了可靠性原因期望冗余時和/或為減少I/o濾波器尺寸以便減少成本、損耗和增加可用帶寬，可以有利的使用該布置。功率模塊最好以類似于多相DC功率源的方式操作，使得鏈電抗頻率相同，并且所汲取并從每個模塊提供給輸入/輸出濾波器的電流脈沖時間上均勻的間隔。這提供更加均勻的電流汲取和供應，其可以大大減少對于變換器的每單位濾波要求。例如，從一個至兩個功率模塊，相對于模塊電感器/電容器的每個以90度的相差操作,在I/O濾波器電容器中產(chǎn)生類似的RMS電流，同時使在那些電容器上的紋波頻率加倍。這允許使用相同I/O濾波器電容器，但使總功率加倍，所以每單位I/O濾波器電容減少到1/2。更重要的，因為紋波電壓減少到1/2，并且頻率加倍，輸入線路電抗需要減少到1/4，允許總線路電抗器質(zhì)量下降到1/2，從而每單位線路電抗需求減少到1/4。
[0145]圖29示出作為三相功率線路調(diào)節(jié)器的實施例，其中三相功率線路調(diào)節(jié)器可以作為有源濾波器和/或供應或吸收無功功率以控制在市電線路上的功率因數(shù)。如果具有串聯(lián)電感器以平滑電流流動的電池與輸出電容器2901并聯(lián)放置，則變換器可以作為不間斷電源(UPS)來操作。
[0146]根據(jù)各個所披露的實施例，提供:降壓-升壓式變換器，包括:能量傳輸電抗；第一橋開關陣列，包括共同連接的至少兩個雙向切換設備，以可操作的連接所述電抗的至少一個端子至功率輸入，具有可反向的連接極性；第二橋開關陣列，包括共同連接的至少兩個雙向切換設備，以可操作的連接所述電抗的至少一個端子至功率輸出，具有可反向的連接極性；其中所述第一開關陣列以非正弦電壓波形驅(qū)動所述電抗。
[0147]一種降壓-升壓式變換器，包括:能量傳輸電抗；第一和第二功率口部，每個具有兩個或更多端口，通過該端口電功率從所述口部輸入或輸出至所述口部；第一和第二半橋開關陣列，介于所述電抗和所述口部的各自口部之間，并且每個包括用于每個所述功率口部的每個所述端口的一個雙向切換設備；其中所述開關陣列的每個可操作地連接至所述口部的各自一個。
[0148]一種全橋降壓-升壓式變換器，包括:第一和第二全橋開關陣列，每個包括至少四個雙向切換設備；大體并聯(lián)的電感器-電容器組合，對稱的連接，以被任一所述開關陣列分別驅(qū)動；所述開關陣列的一個被可操作地連接至功率輸入，而其另一個被可操作的連接以提供功率輸出。
[0149]一種降壓-升壓式變換器，包括:第一和第二全橋開關陣列，每個包括至少兩個雙向切換設備；大體并聯(lián)的電感器-電容器組合，連接至每個所述開關陣列；其中所述開關陣列的第一個可操作的連接至功率輸入，并被操作來以非正弦波形驅(qū)動功率進入所述電感器-電容器組合；并且，其中所述開關陣列的第二個被操作用于從所述電感器-電容器組合提取功率至輸出。
[0150]一種降壓-升壓式變換器，包括:第一和第二開關陣列，每個包括至少兩個雙向切換設備；連接至每個所述開關陣列的能量傳輸電抗；其中所述開關陣列的第一個通過各自的容性電抗連接至多相功率輸入，并且被操作用于以非正弦波形連續(xù)的從所述功率輸入的多個不同相路驅(qū)動功率到所述電抗中；并且，其中所述開關陣列的第二個被操作用于從所述電抗提取功率至輸出。
[0151]—種功率變換器，包括:包括至少一個電感器的能量傳輸電抗；輸入開關陣列，被配置用于驅(qū)動AC電流通過所述電抗；和輸出網(wǎng)絡，被連接以從所述電抗提取能量；其中，在所述電抗的單個半循環(huán)期間，所述輸入開關陣列在相同方向但從不同的源執(zhí)行至少兩個驅(qū)動操作。
[0152]—種功率變換器，包括:能量傳輸電抗，其包括至少一個電感器，并操作在初級AC磁場頻率，該頻率小于電抗的諧振頻率的一半；輸入開關陣列，被配置用于驅(qū)動AC電流通過所述電抗；和輸出網(wǎng)絡開關陣列，被連接以從所述電抗提取能量；其中，在所述電抗的單個半循環(huán)期間，所述輸入開關陣列在相同方向但從不同的源執(zhí)行至少兩個驅(qū)動操作。
[0153]—種功率變換器，包括:能量傳輸電抗，其包括至少一個電感器，并操作在初級AC磁場頻率，該頻率小于電抗的諧振頻率的一半；輸入開關陣列，被配置用于驅(qū)動電流通過所述電抗；和輸出開關陣列，以從所述電抗提取能量；其中，在所述電抗的單個循環(huán)期間，所述輸入開關陣列在不同時間執(zhí)行至少兩個不同驅(qū)動操作，并且其中，在所述電抗的單個循環(huán)期間，所述輸出開關陣列在不同時間執(zhí)行至少兩個不同的驅(qū)動操作。
[0154]—種降壓-升壓式變換器，包括:包括至少一個電感器的能量傳輸電抗；輸入開關陣列，被配置用于驅(qū)動沒有平均DC電流的AC電流通過所述電抗；和連接以從所述電抗提取能量的輸出網(wǎng)絡。
[0155]—種降壓-升壓式變換器，包括:包括至少一個電感器的能量傳輸電抗；多個輸入開關陣列，每個所述陣列被配置用于驅(qū)動沒有平均DC電流的AC電流通過所述電抗；和多個輸出開關陣列，每個被連接以從所述電抗提取能量；所述陣列具有在任意給定時間從所述電抗驅(qū)動或提取能量的不多于兩個的開關；其中所述輸入開關陣列單獨的以非正弦電壓波形驅(qū)動所述電抗。
[0156]一種功率變換電路，包括輸入級，該輸入級重復的、在不同時間驅(qū)動電流進入電感器和電容器的并聯(lián)組合，并在此后立即暫時斷開所述并聯(lián)組合與外部連接的連接，從而從所述電感器傳輸一些能量至所述電容器；其中所述驅(qū)動電流的動作在相反的方向上并且在不同時間執(zhí)行，并且，其中所述斷開連接操作對于驅(qū)動電流的所述步驟的雙向大體上相同執(zhí)行；和輸出級，從所述并聯(lián)組合提取能量，從而來執(zhí)行功率變換。
[0157]一種功率變換電路，包括:輸入級，該輸入級重復的驅(qū)動電流進入電感器和電容器的并聯(lián)組合，并在此后立即暫時斷開所述并聯(lián)組合與外部連接的連接，從而從所述電感器傳輸一些能量至所述電容器；其中，所述輸入級在不同時間以不同方向驅(qū)動電流；和輸出級，該輸出級重復的耦合功率離開所述并聯(lián)組合，并在此后立即暫時斷開所述并聯(lián)組合與外部連接的連接，從而從所述電感器傳輸一些能量至所述電容器；其中，所述輸出級在其中的電流的兩個相反方向期間耦合功率離開所述組合；其中，對于在所述組合中的電流的雙向，所述輸入和輸出級都與所述并聯(lián)組合大體上相同地斷開連接。
[0158]一種軟切換通用全橋降壓-升壓式變換器，包括:具有第一和第二端口的電感器；與所述電感器并聯(lián)接附的電容器；到電功率的多個電壓源或匯(口部)的連接，每個具有多個端口 ；第一組電子雙向開關，其包括在所述電感器的所述第一端口和每個所述口部的每個所述端口之間的所述連接，在電感器的第一端口和每個口部的每個端口之間有一個所述開關；第二組電子雙向開關，其包括在電感器的所述第二端口和每個所述口部的每個端口之間的所述連接，在電感器的第二端口和每個口部的每個端口之間有一個開關；容性濾波裝置，其連接在每個所述口部中每個所述端口之間；控制裝置，協(xié)調(diào)所述開關以連接所述電感器至每個口部上的端口對，其中在任意給定時間沒有多于兩個開關被啟動；所述控制裝置還協(xié)調(diào)所述開關以通過啟動在給定輸入口部上的兩個開關以連接電感器至所述輸入口部，首先存儲電能在電感器中，然后在合適量的能量已經(jīng)被存儲在電感器中以后關掉開關；并且所述控制裝置可以啟動在相同或其他輸入口部上的其它開關對，以便進一步對電感器供以能量，并在合適的電感器供以能量完成之后關掉所述開關；所述控制裝置還啟動在另一個輸出口部上的另一對開關，以傳輸電感器能量的一些或全部到所述輸出口部，并在期望的量的電荷已經(jīng)傳輸?shù)剿隹诓恐箨P掉所述開關；所述控制裝置可以啟動在相同或其他輸出口部的另一對開關，以便進一步發(fā)送電荷到所述輸出口部，并在期望的量的電荷已經(jīng)傳輸?shù)剿隹诓恐箨P掉所述開關；并且，如果在放電到最后的輸出口部之后電感器具有多余能量，所述控制裝置則啟動合適的開關對用于將所述多余能量引導回到輸入口部中；其中所述控制裝置可以修改上面的順序，以便實現(xiàn)在端口和口部之間的任意所需的能量傳輸；所述電感器使用所述開關以電流的形式磁性存儲電能；從一個或多個輸入口部至所述電感器的能量傳輸通過流經(jīng)一個或多個所述僅具有一對端口的口部的兩個或更多所述端口的電流發(fā)生；并循環(huán)的重復所述能量和電荷傳輸。
[0159]一種軟切換半橋降壓-升壓式變換器，包括:第一和第二功率口部，每個具有兩個或更多端口，通過該端口電功率從所述口部輸入或輸出至所述口部；第一和第二半橋開關陣列，每個包括用于每個所述功率口部的每個所述端口的一個雙向切換設備，能量傳輸鏈電抗，其一個端口連接至兩個所述開關陣列，而另一個端口連接至真實的或虛擬的地，使得所述真實的或虛擬的地維持在相對恒定的電壓，所述開關陣列的每個被連接至功率口部，所述口部具有在所述口部的相路之間的容性電抗，配置為近似于電壓源，功率傳輸在所述口部之間經(jīng)所述能量傳輸電抗發(fā)生，所述鏈能量傳輸電抗包括并聯(lián)的鏈電感器和電容，所述功率傳輸這樣的實現(xiàn)，在第一功率循環(huán)中，一對或多對輸入口部的相路單獨的或順序的連接到所述能量傳輸電抗以通過增加的電流和電感存儲能量到所述鏈電感器，接著，一對或多對輸出口部相路單獨的或順序的連接到所述能量傳輸電抗以通過減少的電流和電感從所述鏈電感器移除能量，在所述鏈電感器中的任意多余的能量隨后返回到一個或多個所述輸入口部相路對，接著是在所述鏈電感器中的電流反向和至此所述的能量傳輸?shù)闹貜?，以?gòu)成從輸入到輸出口部相路對的第二功率循環(huán)，但在所述鏈電感器中具有相反但相等的電流，且利用與用于所述功率傳輸?shù)乃龅谝谎h(huán)的所述開關互補的所述開關陣列的開關；所述第一和第二功率循環(huán)包括能量傳輸鏈電抗的單個電壓循環(huán)；與所述電流反向結(jié)合，所述電容產(chǎn)生具有低電壓關閉、零電壓開啟和低反向恢復損耗的所述開關的軟切換；所述雙向切換設備能夠在每個方向阻斷電壓并能夠在每個方向傳導電流；其中，所述功率傳輸循環(huán)由所述控制裝置連續(xù)的重復以在連續(xù)的基礎上產(chǎn)生所述功率傳輸；并且，其中控制裝置調(diào)節(jié)協(xié)調(diào)所述切換動作以如所需的經(jīng)所述功率循環(huán)產(chǎn)生電流和功率傳輸，以產(chǎn)生期望的輸出電壓和電流，如可以用于以可變速度和電壓驅(qū)動單或多相馬達，或用于驅(qū)動任意其他電DC、單相AC、多相AC和/或多DC負載；當電流從每個關閉開關分流進入所述基本上并聯(lián)的電容時，與所述電流反向結(jié)合，所述電容產(chǎn)生具有低電壓關閉的所述開關的軟關閉切換，當鏈電抗電壓導致控制裝置啟動的開關從反向轉(zhuǎn)變到正向偏置時，所述開關具有如二極管的軟開啟，當鏈電感器電流在放電進入輸出端口之后線性的降至零時，所述開關具有軟反向阻斷關閉。
[0160]一種軟切換全橋降壓-升壓式變換器，包括:第一和第二功率口部，每個具有兩個或更多端口，通過該端口電功率從所述口部輸入或輸出至所述口部；第一和第二全橋開關陣列，每個包括兩個雙向切換設備用于每個所述功率口部的每個所述端口，能量傳輸鏈電抗，對稱的連接到兩個所述開關陣列，所述開關陣列的每個被連接到功率口部，所述功率口部具有在所述口部的相路之間的容性電抗，配置為近似于電壓源，在所述口部之間經(jīng)所述能量傳輸電抗傳輸功率，所述鏈能量傳輸電抗包括并聯(lián)的鏈電感器和電容，所述功率傳輸這樣實現(xiàn)，在第一功率循環(huán)中，一對或多對輸入口部的相路單獨的或順序的連接到所述能量傳輸電抗以通過增加的電流和電感存儲能量到所述鏈電感器，接著，一對或多對輸出口部相路單獨的或順序的連接到所述能量傳輸電抗以通過減少的電流和電感從所述鏈電感器移除能量，在所述鏈電感器中的任意多余的能量隨后返回到一個或多個所述輸入口部相路對，接著是電流在所述鏈電感器中的反向和至此所述的能量傳輸?shù)闹貜?，以?gòu)成從輸入到輸出口部相路對的第二功率循環(huán)，但在所述鏈電感器中具有相反但相等的電流，且使用與用于所述功率傳輸?shù)乃龅谝谎h(huán)的所述開關互補的所述開關陣列的開關；所述第一和第二功率循環(huán)包括能量傳輸鏈電抗的單個電壓循環(huán)；所述雙向切換設備能夠在每個方向阻斷電壓并能夠在每個方向傳導電流；所述功率傳輸循環(huán)由所述控制裝置連續(xù)的重復以在連續(xù)的基礎上產(chǎn)生所述功率傳輸；所述控制裝置協(xié)調(diào)所述切換動作以產(chǎn)生如所需的經(jīng)所述功率循環(huán)的電流和功率傳輸，以產(chǎn)生期望的輸出電壓和電流，如可以用于以可變速度和電壓驅(qū)動單或多相馬達，或用于驅(qū)動任意其他電DC、單相AC、多相AC和/或多DC負載；當電流從每個關閉開關分流進入所述基本并聯(lián)的電容時，與所述電流反向結(jié)合，所述電容產(chǎn)生具有低電壓關閉的所述開關的軟關閉切換；當鏈電抗電壓導致控制裝置啟動的開關從反向轉(zhuǎn)變到正向偏置時，所述開關具有如二極管的軟開啟；當鏈電感器電流在放電進入輸出端口之后線性的減少到零時，所述開關具有軟反向阻斷關閉。
[0161]一種電動車輛,包括至少一個馬達,至少一個電能存儲設備和如上所述的功率變換器；
[0162]一種太陽能系統(tǒng)，包括至少一個光電陣列，至少一個電能存儲設備和如上所述的功率變換器；
[0163]一種馬達系統(tǒng)，包括多相功率線路連接，多相馬達和如上所述的連接在它們之間作為可變頻率驅(qū)動件的功率變換器。
[0164]一種多功率模塊軟切換變換器，包括多個變換器，所述多個變換器如上所述的并聯(lián)連接在輸入口部和輸出口部之間，并且通常被控制用于最小化在從所述輸入口部汲取的電流和輸送到輸出口部的電流中的諧波。
[0165]如上所述的η個變換器的復合物，所述η個變換器至少部分的并聯(lián)連接，并操作在以180/η度分隔的電感器相角；從而，可以降低輸入/輸出濾波的量。
[0166]一種用于操作降壓-升壓式變換器的方法，包括下面的動作:(a)操作第一橋開關陣列，其包括雙向切換設備，用于可操作的連接電抗的至少一個端子至功率輸入，其極性在不同時間反向；(b)操作第二橋開關陣列，其包括雙向切換設備，用于可操作的連接所述電抗的至少一個端子至功率輸出，其極性在不同時間反向；其中，所述動作(a)和(b)從來不同時執(zhí)行。
[0167]—種用于操作降壓-升壓式變換器的方法，包括下面的動作:操作第一橋開關陣列，其包括雙向切換設備，用于可操作的連接大體并聯(lián)的電感器-電容器組合的至少一個端子至功率輸入，其極性在不同時間反向；其中所述第一開關陣列可操作的連接至功率輸入，并被操作用于以非正弦波形驅(qū)動功率進入所述電感器-電容器組合；并且，操作所述開關陣列的第二個用于從所述電感器-電容器組合提取功率至輸出。
[0168]一種用于操作功率變換器的方法，包括下面的動作:利用全AC波形在基頻驅(qū)動能量傳輸電抗，其中基頻小于所述電抗的諧振頻率的一半；在其每個循環(huán)上，利用分別由多相功率源的兩個不同相路提供的兩個不同的驅(qū)動相來耦合功率進入所述電抗；和在其每個循環(huán)上，利用分別驅(qū)動多相功率輸出的兩個不同相路的兩個不同的連接相來耦合功率離開所述電抗。
[0169]一種用于功率變換的方法，包括下面的動作:利用全AC波形在基頻驅(qū)動能量傳輸電抗，其中基頻小于所述電抗的諧振頻率的一半；在其每個循環(huán)上，利用分別由多相功率源的兩個不同相路提供的兩個不同的驅(qū)動相來耦合功率進入所述電抗；和從所述電抗提取功率至輸出。
[0170]一種降壓-升壓式功率變換方法，包括:操作配置用于通過能量傳輸電抗在平均電流幅度驅(qū)動AC電流的輸入開關陣列，其中所述平均電流幅度大于在所述電抗中的平均DC電流的100倍；所述能量傳輸電抗包括至少一個電感器；和操作輸出網(wǎng)絡以從所述電抗提取能量。
[0171]一種用于操作功率變換電路的方法，包括在不同時間重復以下步驟:驅(qū)動電流進入電感器和電容器的并聯(lián)組合，并在此后立即暫時斷開所述并聯(lián)組合與外部連接的連接，從而從所述電感器傳輸一些能量至所述電容器；其中驅(qū)動電流的所述動作是在相反方向并在不同時間執(zhí)行，并且其中所述斷開連接操作對于驅(qū)動電流的所述步驟的兩個方向大體相同執(zhí)行；并且從所述并聯(lián)組合提取能量，從而來執(zhí)行功率變換。
[0172]一種用于操作功率變換電路的方法，包括在不同時間重復以下步驟:a)驅(qū)動電流進入電感器和電容器的并聯(lián)組合，并在此后立即暫時斷開所述并聯(lián)組合與外部連接的連接，從而從所述電感器傳輸一些能量至所述電容器；b)耦合功率離開所述并聯(lián)組合，并在此后立即暫時斷開所述并聯(lián)組合與外部連接的連接，從而從所述電感器傳輸一些能量至所述電容器；其中在所述步驟a)中，所述斷開連接操作對于驅(qū)動電流的所述步驟的兩個方向大體上相同執(zhí)行；其中在所述步驟b)中，所述斷開連接操作對于驅(qū)動電流的所述步驟的兩個方向大體上相同執(zhí)行。
[0173]用于在兩個或更多口部之間切換電功率的方法和系統(tǒng)。任意或所有口部可以是DC、單相AC或多相AC。變換是通過多個雙向傳導和阻斷的半導體開關實現(xiàn)的，所述半導體開關交替的連接在所述口部之間的電感器和并聯(lián)電容器，使得能量從一個或多個輸入口部和/或相傳輸?shù)诫姼衅髦?然后能量傳輸離開電感器至一個或多個輸出口部和/或相，其中所述并聯(lián)電容器促進“軟”關閉，并且任意多余的電感器能量被返回到輸入。軟開啟和反向恢復也被促進。所述雙向開關允許每個電感器/電容器循環(huán)兩次功率傳輸，從而最大化電感器/電容器的利用以及使用高輸入/輸出電壓比率來提供最優(yōu)變換器操作?？刂蒲b置協(xié)調(diào)開關以實現(xiàn)期望的功率傳輸。
[0174]改講和奪化
[0175]如那些本領域技術(shù)人員所認識到的，本申請中描述的新穎的構(gòu)思可以在廣泛的應用范圍內(nèi)改進和變化，因此，專利主題內(nèi)容的范圍不限于所給出的任意特定示例性教導。其旨在包括落在所附權(quán)利要求的精神和寬的范圍內(nèi)的所有這樣的替代、改進和變化。
[0176]雖然流程圖示出了變換器、降壓-升壓式變換器和操作它們的方法的示例性實施例，但是其它電路(包括前述電路的變化)和操作方法也包括在本發(fā)明的寬的范圍內(nèi)。為了對包括降壓-升壓式變換器技術(shù)的功率電子學的更好理解,參見Principles of PowerElectronics, by Kassakian, M.Schlecht, Addison-ffesley Publishing Company(1991)。前面提到的參考文獻通過弓I用包括在這里。
[0177]所披露的變換器電路有利的用于多種系統(tǒng)，例如包括:
[0178]?電動車輛，其中在牽引馬達、電池、能量源(引擎或燃料電池)和外部充電連接的一些或所有中需要電的相互變換。所有這些元件的源阻抗和負載阻抗可以彼此非常不同，并且可以在不同的負載條件或磁滯史下隨時間大范圍的變化。此外，牽引馬達本身可以使用所披露的變換器技術(shù)被操作為可變化頻率的AC驅(qū)動件。
[0179]?如上所討論的，光電系統(tǒng)是另一個吸引人的應用。這里，在光電陣列、電池陣列、市電輸入、能量源(引擎或燃料電池)、未知線路負載(應用)和可能的具有巨大的存儲能量的外部功率濾波器的一些或所有之間需要電的相互變換。在該應用中，也期望電抗性功率補償。
[0180]?可變頻率馬達驅(qū)動件是吸引人的并且是極其寬種類的應用。注意到根據(jù)本申請的在線系統(tǒng)還可以用于電抗性功率補償，和/或用于使用存儲的能量源實現(xiàn)軟關閉。根據(jù)本申請的在線系統(tǒng)還可以被容易的重新配置用于非常多種類的源或功率線路電壓和頻率，可能帶有電感器的變化和/或開關的變化。馬達-發(fā)電機牽引應用可以具體的受益于對發(fā)電機功率質(zhì)量的較不嚴格的需求。
[0181]^HVDC發(fā)射是另一個吸引人的應用種類。在該情況下，對開關額定值的減少的需求是特別吸引人的。
[0182]?大電弧和等離子體驅(qū)動應用也是很吸引人的。在該情況下，負載通常具有負的邊緣阻抗，并且有源電流控制是非常有用的。在許多應用中，例如電弧爐，負載的阻抗可以隨著工藝進步充分改變，并且所披露的系統(tǒng)配置的靈活控制能力在這里可能非常有利。
[0183]?總之，所披露的發(fā)明的非常高帶寬的有源控制能力可以用在大范圍的系統(tǒng)中。所披露的變換器體系在這方面比電流源變換器好很多，甚至比電壓源變換器好很多。
[0184]可以在下面的出版物中找到幫助示出變化和實現(xiàn)的另外的一般【背景技術(shù)】，所有出版物通過引用包含于此:
[0185].美國專利 5，903，448,4, 616，300,6, 404，654,5, 977，569 和 7，057，905 ；
[0186].Ngo, " Topology and Analysis in PWM Invers1n，Rectificat1n，and Cycloconvers1n" Dissertat1n(1984)；
[0187]eKim 和 Cho，" New Bilateral Zero Voltage Switching AC/AC ConverterUsing High Frequency Partial-resonant Link" ， IEEE(1990)；
[0188].K.Rajashekara 等，"Power Electronics" , Chapter 30 of The ElectricalEngineering Handbook(ed.R.Dorf 2000) ；M.Kassakian Principles of PowerElectronics， (1991)。
[0189].M.Brown, Practical Switching Power Supply Design (1990)；
[0190].Cheron:Soft Commutat1n(1992)；
[0191].Facts Worth Knowing about Frequency Converters 2ed.(Danfoss) (1992)；
[0192].Gottlieb，Irving:Power Supplies，Switching Regulators，Inverters, andConverters (2.ed.1994)；
[0193].Hughes:Electric Motors and Drives 2ed.(1993) !
[0194].Kenjo:Power Electronics for the Microprocessor Age 2ed.(1994)；
[0195].Kislovski 等:Dynamic Analysis of Switching-Mode DC/DCConverters (1991)；
[0196].Lenk:Simplified Design of Switching Power Supplies (1995)；
[0197].McLyman,C.W.T.Designing Magnetic Components for High Frequency DC-DCConverters (1993)；
[0198].Mohan ；:Power Electronics !Converters，Applicat1ns，and Design 2ed.(1995)；
[0199].Nave, Mark:Power Line Filter Design for Switched-Mode PowerSupplies (1991)；
[0200].Schwarz:Design of Industrial Electric Motor Drives (1991)；
[0201].Shah, Raje sh J.!Simplifying Power Supply Tech(1995)t ；
[0202].Tihanyi，Lasz 1: EI e c t r omagne t i c Compatibility in PowerElectronics (1995)'
[0203].Wu, Keng.C:Pulse Width Modulated DC-DC Converters(1997)；
[0204]在本申請中，沒有任何描述應該理解為暗示任何特殊元件、步驟或功能是必須包含在權(quán)利要求范圍中的基本的元件:專利的主題的范圍僅由所允許的權(quán)利要求限定。此外，這些權(quán)利要求均未打算援引35USC部分112的第6段，除非分詞跟著確切的詞語“裝置用于”。
[0205]所提交的權(quán)利要求旨在盡可能全面并且沒有主題有意被放棄、犧牲或拋棄。
【權(quán)利要求】
1.一種功率變換器，包括: 能量傳輸電抗，包括至少一個電感器； 輸入開關陣列，被配置用于驅(qū)動AC電流通過所述電抗；和 輸出網(wǎng)絡，被連接以從所述電抗提取能量； 其中，在所述電抗的單個半循環(huán)期間，所述輸入開關陣列在相同方向但從不同的源執(zhí)行至少兩個驅(qū)動操作。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的變換器，其中所述電感由變壓器實現(xiàn)。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的變換器，其中所述電感與電容器并聯(lián)。
4.一種功率變換器，包括: 能量傳輸電抗，其包括至少一個電感器，并操作在初級AC磁場頻率，該頻率小于電抗的諧振頻率的一半； 輸入開關陣列，被配置用于驅(qū)動AC電流通過所述電抗；和 輸出網(wǎng)絡開關陣列，被連接以用于從所述電抗提取能量； 其中，在所述電抗的單個半循環(huán)期間，所述輸入開關陣列在相同方向但從不同的源執(zhí)行至少兩個驅(qū)動操作。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的變換器，其中所述開關陣列是全橋陣列。
6.根據(jù)權(quán)利要求4所述的變換器，其中所述電抗包括變壓器。
7.—種功率變換器，包括: 能量傳輸電抗，其包括至少一個電感器，并操作在初級AC磁場頻率，該頻率小于電抗的諧振頻率的一半； 輸入開關陣列，配置用于驅(qū)動電流通過所述電抗；和 輸出開關陣列，用于從所述電抗提取能量； 其中，在所述電抗的單個循環(huán)期間，所述輸入開關陣列在不同時間執(zhí)行至少兩個不同驅(qū)動操作； 并且其中，在所述電抗的單個循環(huán)期間，所述輸出開關陣列在不同時間執(zhí)行至少兩個不同驅(qū)動操作。
8.根據(jù)權(quán)利要求7所述的變換器，其中所述開關陣列是全橋陣列。
9.根據(jù)權(quán)利要求7所述的變換器，其中所述第一陣列連接所述電抗至功率輸入，所述功率輸入被電容器分流，該電容器在其處提供低阻抗電壓源。
10.根據(jù)權(quán)利要求7所述的變換器，其中所述第一陣列連接所述電抗至功率輸入，所述功率輸入被電容器分流，該電容器在其處提供低阻抗電壓源。
11.根據(jù)權(quán)利要求7所述的變換器，其中所述電抗包括變壓器。
12.—種降壓-升壓式變換器，包括: 能量傳輸電抗，包括至少一個電感器； 輸入開關陣列，配置用于驅(qū)動沒有平均DC電流的AC電流通過所述電抗；和 輸出網(wǎng)絡，連接以用于從所述電抗提取能量。
13.根據(jù)權(quán)利要求12所述的變換器，其中所述開關陣列是全橋陣列。
14.根據(jù)權(quán)利要求12所述的變換器，其中所述電抗包括變壓器。
15.一種降壓-升壓式變換器，包括: 能量傳輸電抗，包括至少一個電感器； 多個輸入開關陣列，每個所述陣列被配置用于驅(qū)動沒有平均DC電流的AC電流通過所述電抗；和 多個輸出開關陣列，每個輸出開關陣列被連接以從所述電抗提取能量； 所述陣列具有在任意給定時間驅(qū)動或從所述電抗提取能量的不多于兩個開關； 其中所述輸入開關陣列單獨的以非正弦電壓波形驅(qū)動所述電抗。
16.根據(jù)權(quán)利要求15所述的變換器，其中，所述橋陣列是全橋陣列。
17.根據(jù)權(quán)利要求15所述的變換器，其中，所述開關陣列每個可選擇的連接所述電抗至低阻抗電壓源/匯。
18.根據(jù)權(quán)利要求15所述的變換器，其中所述電感器被實現(xiàn)為變壓器。
19.根據(jù)權(quán)利要求15所述的變換器，其中所述電感與電容器并聯(lián)。
20.一種功率變換電路，包括: 輸入級，該輸入級在不同時間重復的驅(qū)動電流進入電感器和電容器的并聯(lián)組合，并在此后立即暫時斷開所述并聯(lián)組合與外部連接的連接，從而用于從所述電感器傳輸一些能量至所述電容器； 其中驅(qū)動電流的所述動作在相反方向并在不同時間執(zhí)行，并且其中所述斷開連接操作對于驅(qū)動電流的所述步驟的兩個方向大體相同執(zhí)行；和 輸出級，該輸出級從所述并聯(lián)組合提取能量，從而來執(zhí)行功率變換。
21.根據(jù)權(quán)利要求20所述的變換器，其中，所述輸入級包括開關的全橋陣列。
22.根據(jù)權(quán)利要求20所述的變換器，其中，所述輸入和輸出級每個包括開關的全橋陣列，并且對稱的連接至所述能量傳輸電抗。
23.根據(jù)權(quán)利要求20所述的變換器，其中，所述級每個可選擇的連接所述電抗至低阻抗電壓源/匯。
24.根據(jù)權(quán)利要求20所述的變換器，其中所述電抗包括變壓器。
25.—種功率變換電路，包括: 輸入級，該輸入級重復的驅(qū)動電流進入電感器和電容器的并聯(lián)組合，并在此后立即暫時斷開所述并聯(lián)組合與外部連接的連接，從而用于從所述電感器傳輸一些能量至所述電容器；其中，所述輸入級在不同時間以不同方向驅(qū)動電流；和 輸出級，該輸出級重復的耦合功率離開所述并聯(lián)組合，并在此后立即暫時斷開所述并聯(lián)組合與外部連接的連接，從而用于從所述電感器傳輸一些能量至所述電容器；其中，在其中的電流的兩個相反方向期間，所述輸出級耦合功率離開所述組合； 其中，對于在所述組合中的電流的雙向，所述輸入和輸出級都與所述并聯(lián)組合大體上相同地斷開連接。
26.權(quán)利要求25所述的電路，其中每個所述驅(qū)動動作使用來自多相功率線路的不同相路的多個不同驅(qū)動脈沖執(zhí)行。
27.—種軟切換通用全橋降壓-升壓式變換器，包括: 具有第一和第二端口的電感器， 與所述電感器并聯(lián)接附的電容器； 到每個具有多個端口的電功率的多個電壓源或匯(口部)的連接； 第一組電子雙向開關，其包括在電感器的所述第一端口和每個所述口部的每個所述端口之間的所述連接，在電感器的第一端口和每個口部的每個端口之間有一個所述開關；第二組電子雙向開關，其包括在電感器的所述第二端口和每個口部的每個端口之間的所述連接，在電感器的第二端口和每個口部的每個端口之間有一個開關； 容性濾波裝置，其連接在每個所述口部中每個所述端口之間； 控制裝置，協(xié)調(diào)所述開關以連接所述電感器至在每個口部上的端口對，其中在任意給定時間沒有多于兩個開關被啟動；所述控制裝置還協(xié)調(diào)所述開關以通過啟動在給定輸入口部上的兩個開關以連接電感器至所述輸入口部來首先存儲電能在電感器中，然后在適當?shù)哪芰恳呀?jīng)被存儲在電感器中以后關閉開關； 并且所述控制裝置可以啟動在相同或其它輸入口部上的其他開關對，以便進一步對電感器供以能量，并在合適的電感器供以能量完成之后關閉所述開關； 所述控制裝置還啟動在另一個輸出口部上的另一對開關，以傳輸電感器能量的一些或全部到所述輸出口部中，并在期望的量的電荷已經(jīng)傳輸?shù)剿隹诓恐箨P閉所述開關；所述控制裝置可以啟動在相同或其他輸出口部上的其他開關對，以便進一步發(fā)送電荷到所述輸出口部中，并在期望的量的電荷已經(jīng)傳輸?shù)剿隹诓恐箨P閉所述開關； 并且，如果在放電進入最后的輸出口部之后電感器具有多余能量，所述控制裝置則啟動合適的開關對用于將所述多余能量弓I導回到輸入口部中； 其中所述控制裝置可以修改上面的順序，以便實現(xiàn)在端口和口部之間的任意所需的能量傳輸; 所述電感器使用所述開關以電流的形式磁性存儲電能； 從一個或多個輸入口部至所述電感器的能量傳輸通過流經(jīng)一個或多個所述口部的兩個或更多的所述端口的電流發(fā)生，所述口部僅具有一對端口 ；和循環(huán)的重復所述能量和電荷傳輸。
28.根據(jù)權(quán)利要求27所述的變換器，其中，在能量傳輸之后并且如果有電容器充電，在電容器充電之后，啟動與所述第一開關互補的開關，以再次傳輸電能進入電感器，但電感器電流在相反的方向；并且此后，也通過啟動與所述第二開關互補的開關，能量隨后再次傳輸至一個或多個其他口部，從而完成全循環(huán)操作，其根據(jù)需要重復。
29.根據(jù)權(quán)利要求27所述的變換器，其中，所述電感器是由具有相等電感容量的變壓器實現(xiàn)的，其提供電流隔離，并可選提供在輸入和輸出之間的電流/電壓轉(zhuǎn)變。
30.根據(jù)權(quán)利要求27所述的變換器，其中，口部的一個或多個是DC的和功率流動在所有時間是單向的，并且連接至所述DC和單向功率口部的開關可以在方向上是單向的，以支持所述單向功率流動。
31.根據(jù)權(quán)利要求27所述的變換器的半橋?qū)嵤├渲袃H所述第一組雙向開關與所述電感器的所述第一端口一起使用，所述電感器的所述第二端口連接至真實的或虛擬的變換器的地，虛擬的地由至所述口部的所述端口的容性連接組成。
32.—種η個根據(jù)權(quán)利要求27所述的變換器的復合物，所述η個變換器至少部分并聯(lián)連接，并操作在以180/η度分隔的電感器相位角；從而輸入/輸出濾波的量可以被減少。
33.一種軟切換半橋降壓-升壓式變換器，包括: 第一和第二功率口部，每個具有兩個或更多端口，通過該端口電功率從所述口部輸入或輸出至所述口部， 第一和第二半橋開關陣列，每個半橋開關陣列包括用于每個所述功率口部的每個所述端口的一個雙向切換設備， 能量傳輸鏈電抗，其一個端口連接至兩個所述開關陣列，而另一個端口連接至真實的或虛擬的地，使得所述真實的或虛擬的地維持在相對恒定的電壓， 所述開關陣列的每個被連接至功率口部，所述口部擁有在所述口部的相路之間的容性電抗，被配置為近似于電壓源， 功率傳輸在所述口部之間經(jīng)所述能量傳輸電抗發(fā)生， 所述鏈能量傳輸電抗包括并聯(lián)的鏈電感器和電容， 所述功率傳輸這樣實現(xiàn)，在第一功率循環(huán)中，一對或多對輸入口部相路單獨的或順序的連接到所述能量傳輸電抗以通過增加的電流和電感來存儲能量進入所述鏈電感器，接著，一對或多對輸出口部相路單獨的或順序的連接到所述能量傳輸電抗以通過減少的電流和電感從所述鏈電感器移除能量，在所述鏈電感器中的任意多余的能量隨后返回到一個或多個所述輸入口部相路對，接著是在所述鏈電感器中的電流反向并且重復至此所述的能量傳輸，以構(gòu)成從輸入到輸出口部相路對的第二功率循環(huán)，但在所述鏈電感器中具有相反但相等的電流，并且利用與用于所述功率傳輸?shù)乃龅谝谎h(huán)的所述開關互補的所述開關陣列的開關； 所述第一和第二功率循環(huán)包括能量傳輸鏈電抗的單個電壓循環(huán)； 與所述電流反向結(jié)合，所述電容產(chǎn)生具有低電壓關閉、零電壓開啟和低反向恢復損耗的所述開關的軟切換； 所述雙向切換設備能夠在每個方向阻斷電壓并能夠在每個方向傳導電流； 其中，所述功率傳輸循環(huán)由所述控制裝置連續(xù)的重復以在連續(xù)的基礎上產(chǎn)生所述功率傳輸； 并且，其中控制裝置協(xié)調(diào)所述切換動作以產(chǎn)生如所需的經(jīng)所述功率循環(huán)的電流和功率傳輸，以產(chǎn)生期望的輸出電壓和電流，如可以用于以可變速度和電壓驅(qū)動單或多相馬達，或用于驅(qū)動任意其他電DC、單相AC、多相AC和/或多DC負載；當電流從每個關閉開關分流進入所述基本上并聯(lián)的電容時，與所述電流反向結(jié)合，所述電容產(chǎn)生具有低電壓關閉的所述開關的軟關閉切換， 當鏈電抗電壓導致控制裝置啟動的開關從反向轉(zhuǎn)變到正向偏置時，所述開關具有如二極管的軟開啟， 當鏈電感器電流在放電進入輸出端口之后線性的降至零時，所述開關具有軟反向阻斷關閉。
34.一種軟切換全橋降壓-升壓式變換器，包括: 第一和第二功率口部，每個具有兩個或更多端口，通過該端口電功率從所述口部輸入或輸出至所述口部；第一和第二全橋開關陣列，每個全橋開關陣列包括兩個雙向切換設備用于每個所述功率口部的每個所述端口， 能量傳輸鏈電抗，其對稱的連接至兩個所述開關陣列， 所述開關陣列的每個被連接至功率口部，所述口部擁有在所述口部的相路之間的容性電抗，配置為近似于電壓源， 功率傳輸在所述口部之間經(jīng)所述能量傳輸電抗， 所述鏈能量傳輸電抗包括并聯(lián)的鏈電感器和電容， 所述功率傳輸這樣實現(xiàn)，在第一功率循環(huán)中，一對或多對輸入口部相路單獨的或順序的連接到所述能量傳輸電抗以通過增加的電流和電感來存儲能量進入所述鏈電感器，接著，一對或多對輸出口部相路單獨的或順序的連接到所述能量傳輸電抗以通過減少的電流和電感從所述鏈電感器移除能量，在所述鏈電感器中的任意多余的能量隨后返回到一個或多個所述輸入口部相路對，接著是在所述鏈電感器中的電流反向和至此所述的能量傳輸?shù)闹貜?，以?gòu)成從輸入到輸出口部相路對的第二功率循環(huán)，但在所述鏈電感器中具有相反但相等的電流，并利用與用于所述功率傳輸?shù)乃龅谝谎h(huán)的所述開關互補的所述開關陣列的開關； 所述第一和第二功率循環(huán)包括能量傳輸鏈電抗的單個電壓循環(huán)； 所述雙向切換設備能夠在每個方向阻斷電壓并在每個方向傳導電流； 所述功率傳輸循環(huán)由所述控制裝置連續(xù)的重復以在連續(xù)的基礎上產(chǎn)生所述功率傳輸; 所述控制裝置協(xié)調(diào)所述切換動作以產(chǎn)生如所需的經(jīng)所述功率循環(huán)的電流和功率傳輸，以產(chǎn)生期望的輸出電壓和電流，如可以用于以可變速度和電壓驅(qū)動單或多相馬達，或用于驅(qū)動任意其他電DC、單相AC、多相AC和/或多DC負載； 當電流從每個關閉開關分流進入所述大體并聯(lián)的電容時，與所述電流反向結(jié)合，所述電容產(chǎn)生具有低電壓關閉的所述開關的軟關閉切換； 當鏈電抗電壓導致控制裝置啟動的開關從反向轉(zhuǎn)變到正向偏置時，所述開關具有如二極管的軟開啟； 當鏈電感器電流在放電進入輸出端口之后線性的降至零時，所述開關具有軟反向阻斷關閉。
35.根據(jù)權(quán)利要求34所述的變換器，還包括隔離變壓器。
36.一種多功率模塊軟切換變換器，包括多個根據(jù)權(quán)利要求34所述的變換器，所述多個變換器并聯(lián)連接在輸入口部和輸出口部之間，并共同控制以最小化在從所述輸入口部汲取的和遞送到輸出口部的電流中的諧波。
37.一種電動車輛，包括至少一個馬達、至少一個電能存儲設備，以及根據(jù)權(quán)利要求1，4，7，12，15，20，或25所述的功率變換器。
38.一種太陽能系統(tǒng),包括至少一個光電陣列,至少一個電能存儲設備，以及根據(jù)權(quán)利要求1，4，7，12，15，20，或25所述的功率變換器。
39.一種馬達系統(tǒng)，包括多相功率線路連接、多相馬達、以及連接在它們之間作為可變頻率驅(qū)動件的根據(jù)權(quán)利要求1，4，7，12，15，20，或25所述的功率變換器。
40.一種多功率模塊軟切換變換器，包括多個根據(jù)權(quán)利要求1，4，7，12，15，20，或25所述的變換器，該多個變換器并聯(lián)連接在輸入口部和輸出口部之間并共同控制以最小化在從所述輸入口部汲取的和遞送到輸出口部的電流中的諧波。
41.一種η個根據(jù)權(quán)利要求1，4，7，12，15，20，或25所述的變換器的復合物，所述變換器至少部分并聯(lián)的連接，并以180/η度分隔的電感器相角操作，從而輸入/輸出濾波的量可以被減少。
42.一種用于操作降壓-升壓式變換器的方法，包括下面的動作: 操作第一橋開關陣列，其包括雙向切換設備，用于可操作的連接基本并聯(lián)的電感器-電容器組合的至少一個端子至功率輸入，其極性在不同時間反向； 其中所述第一開關陣列可操作的連接至功率輸入，并操作用于以非正弦波形驅(qū)動功率進入所述電感器-電容器組合； 并且，操作所述開關陣列的第二個用于從所述電感器-電容器組合提取功率至輸出。
43.根據(jù)權(quán)利要求42所述的方法，其中所述橋陣列對稱的連接到所述能量傳輸電抗。
44.根據(jù)權(quán)利要求42所述的方法，其中所述能量傳輸電抗包括變壓器。
45.根據(jù)權(quán)利要求42所述的方法，其中所述能量傳輸電抗包括電感器與電容器的并聯(lián)組合。
46.根據(jù)權(quán)利要求42所述的方法，其中所述電抗在基頻被驅(qū)動，所述基頻小于其諧振頻率的一半。
47.一種用于操作功率變換器的方法，包括下面的動作: 利用全AC波形在基頻驅(qū)動能量傳輸電抗，所述基頻小于所述電抗的諧振頻率的一半；在其每個循環(huán)，利用分別由多相功率源的兩個不同相路提供的兩個不同的驅(qū)動相耦合功率進入所述電抗；和 在其每個循環(huán)，利用分別驅(qū)動多相功率輸出的兩個不同相路的兩個不同的連接相耦合功率離開所述電抗。
48.根據(jù)權(quán)利要47所述的方法，其中所述橋陣列對稱的連接到所述能量傳輸電抗。
49.根據(jù)權(quán)利要求47所述的方法，其中所述能量傳輸電抗包括變壓器。
50.根據(jù)權(quán)利要求47所述的方法，其中所述能量傳輸電抗包括電感器與電容器的并聯(lián)組合。
51.根據(jù)權(quán)利要求47所述的方法，其中所述電抗在基頻被驅(qū)動，所述基頻小于其諧振頻率的一半。
52.—種用于功率變換的方法，包括下面的動作: 利用全AC波形在基頻驅(qū)動能量傳輸電抗，所述基頻小于所述電抗的諧振頻率的一半；在其每個循環(huán)，利用分別由多相功率源的兩個不同相路提供的兩個不同的驅(qū)動相耦合功率進入所述電抗；和 從所述電抗提取功率至輸出。
53.根據(jù)權(quán)利要求52所述的方法，其中所述能量傳輸電抗包括變壓器。
54.根據(jù)權(quán)利要求所述52的方法,其中所述能量傳輸電抗包括電感器與電容器的并聯(lián)組合。
55.—種降壓-升壓式功率變換方法,包括: 操作輸入開關陣列，所述輸入開關陣列被配置用于在平均電流幅度驅(qū)動AC電流通過能量傳輸電抗，該平均電流幅度大于在所述電抗中的平均DC電流的100倍；所述能量傳輸電抗包括至少一個電感器； 并且操作輸出網(wǎng)絡以從所述電抗提取能量。
56.根據(jù)權(quán)利要求55所述的方法，其中所述AC電流具有基頻，所述基頻小于所述電抗的諧振頻率的一半。
57.根據(jù)權(quán)利要求55所述的方法，其中，所述輸出網(wǎng)絡包括開關陣列，其大體上與所述輸入開關陣列相同。
58.一種用于操作功率變換電路的方法，包括在不同時間重復以下步驟: 驅(qū)動電流進入電感器和電容器的并聯(lián)組合，并在此后立即暫時斷開所述并聯(lián)組合與外部連接的連接，從而用于從所述電感器傳輸一些能量至所述電容器； 其中驅(qū)動電流的所述動作是在相反方向并在不同時間執(zhí)行，并且其中所述斷開連接操作對于驅(qū)動電流的所述步驟的兩個方向大體相同執(zhí)行；和 從所述并聯(lián)組合提取能量，從而來執(zhí)行功率變換。
59.根據(jù)權(quán)利要求58所述的方法，其中，所述驅(qū)動步驟通過輸入開關的全橋陣列執(zhí)行。
60.根據(jù)權(quán)利要求58所述的方法，其中，所述能量傳輸電抗由變壓器實現(xiàn)。
61.根據(jù)權(quán)利要求58所述的方法，其中，所述并聯(lián)組合在基頻被驅(qū)動，所述基頻小于其諧振頻率的一半。
62.一種用于操作功率變換電路的方法，包括在不同時間重復以下步驟: a)驅(qū)動電流進入電感器和電容器的并聯(lián)組合，并在此后立即暫時斷開所述并聯(lián)組合與外部連接的連接，從而用于從所述電感器傳輸一些能量至所述電容器； b)耦合功率離開所述并聯(lián)組合，并在此后立即暫時斷開所述并聯(lián)組合與外部連接的連接，從而用于從所述電感器傳輸一些能量至所述電容器； 其中，在所述步驟a中，所述斷開連接操作對于驅(qū)動電流的所述步驟的兩個方向大體上相同執(zhí)行；和 其中，在所述步驟b中，所述斷開連接操作對于驅(qū)動電流的所述步驟的兩個方向大體上相同執(zhí)行。
【文檔編號】H02M1/42GK104300771SQ201410110019
【公開日】2015年1月21日 申請日期:2007年6月6日 優(yōu)先權(quán)日:2006年6月6日
【發(fā)明者】威廉·亞歷山大 申請人:威廉·亞歷山大