專利名稱：電力變換器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及將交流電通過變壓器變換為直流電的電力交換器，更具體地說，涉及適用于可以抑制由變壓器的磁場失真(fielddistortion)產生的次級電流的增加的脈沖寬度調制型的電力變換器。
采用脈沖寬度調制(以下稱為PWM)變換器的交流電力變換系統(tǒng)可得到較高效率和較小的諧波，且使電力變換成為可能，可供多種場合的應用。
在這種系統(tǒng)中，在電源和PWM變換器之間往往設置變壓器以保持與電源電隔離和變換電壓。
在PWM變換器中，有一種所謂磁場失真或畸變現(xiàn)象產生，其中有直流電壓加到變壓器的繞組上使鐵芯中磁通偏到一極。磁場失真現(xiàn)象主要由于是電力線路中電阻的電壓降、當負載突然改變例如電源電路閉合時產生的暫態(tài)因素、變壓器裝在電車上時電車導電弓離開電力線等引起的。如果磁場失真現(xiàn)象在變壓器中產生，則變壓器鐵芯飽和，使次級電壓和電抗大大減少，在交流電路中產生很大的低次諧波分量，且使變壓器產生大的噪聲。
在自激勵電力變換器如PWM變換器中，輸入電流隨電源電壓或交流電抗的變化而變化很大。因此，當次級電壓和電抗由于變壓器中的磁場失真而減少時，輸入到變換器的電流變得如此之大以致運行不能繼續(xù)下去。
下面日本專利中公開了有關解決這類問題的已有技術特開昭53-20525(1978)
特開昭62-123963(1987)特開昭59-13313(1984)上述日本專利特開昭53-20525(1978)中所公開的裝置，根據(jù)變壓器的初級電流和次級電流之間的差別來檢測磁場失真，并按照磁場失真量調節(jié)流入變壓器的第三個繞組中的電流。
然而，該裝置不能解決自身笨重的這樣一個基本問題。
按照日本專利特開昭62-123963(1987)所公開的裝置，由電源電壓或控制量的突然變化所產生的交流電流中的直流成份能在短時期中使其消失，以便抑制直流電壓的變化和變壓器中的磁場失真、改進功率因子(數(shù))、減少諧波、使該裝置具有先進功能、和實現(xiàn)高精度。該裝置具有一矢量運算電路，它產生變換器輸入電壓的幅值和相位信號以便流經交流電抗器的電流相對于電源電壓有一預定的相應;一直流分量檢測電路，它檢測流經交流電抗器的直流電流;和直流分量補償電路，它根據(jù)直流分量檢測電路的輸出來控制矢量運算電路產生的幅值和相位信號，以使流經交流電抗器的直流變?yōu)榱?。然后，經矢量運算產生變換器輸入電壓的幅值和相位指令，且幅值指令或相位指令至少一個是根據(jù)流經交流電抗器的直流電流運行的。
日本專利特開昭59-13313(1984)所揭示的裝置用于由反向器激勵的變壓器，或用于由變換器作負載的變壓器。其中二次諧波分量從流入變壓器初級繞組中的電流中獲得，且與該信號相對應的直流輸出可流入變壓器的附加繞組中，以便抑制由于磁場失真產生的鐵芯損耗、和抑制由開關元件的不規(guī)則的轉換時間或不規(guī)則的正向壓降產生的激勵電流的增加。
然而這種方法也不能解決該裝置自身笨重的基本問題。
上面日本專利特開昭62-123963(1987)所公開的已有技術能有效克服由變換器自身形成的直流電壓分量或直流電流分量所產生的磁場失真，且能有效解決當直流電壓暫時加到變壓器的初級繞組時(如當電路閉合或斷開時)所產生的磁場失真。
然而，上述已有技術當產生直流電流的負載裝置存在于同一電源(變壓器的初級繞組一側)中以及直流電壓連續(xù)地加到變壓器初級繞組的情況下，它就不能消除磁場失真。這種裝置，在電源由變壓器組成時，即使當直流電流流入初級繞組并產生磁場失真時，直流電流也不會流到次級繞組，產生的僅僅是低次的諧波成份。因為要檢測的直流分量在次級電流中(電抗器電流)不存在，所以直流分量檢測電路不能工作，磁場失真不能消除。即使直流分量檢測器安排在初級側來檢測初級側的直流電流，次級側的直流電流也不能調節(jié)到抵消初級側的直流電流。如果企圖使初級電流為零，則次級側的直流電流會變得太大，且磁場失真會更顯著。
按照另一已有技術，直流電流分量能在變壓器的初級和次級側檢測。然而，用了將補償電流流入變壓器的第三個繞組的裝置勢必顯得笨重。至于日本專利特開昭53-20525(1978)，它不能充分確定磁場失真的極性，而磁場失真的增加與磁場失真的極性有關。而日本專利特開昭59-13313(1984)中公開的裝置，對于如何確定磁場失真量和極性一點不太清楚，而且也沒清楚說明補償電流的量值。
本發(fā)明的一個目的是提供這樣一種電力變換器它通過一個經變壓器與交流電源相連接的PWM變換器實現(xiàn)交流/直流的變換，其中，當直流電壓暫時或連續(xù)地從電源側或從變壓器側加到變壓器上所產生的磁場失真現(xiàn)象事先被遏制。
本發(fā)明的另一目的是根據(jù)提供這樣一種電力變換器它事前阻止磁場失真現(xiàn)象，即使當多個變換器連接到變壓器的次級側也不會在這些變換器之間產生干擾。
當直流電壓分量加到變壓器以致鐵芯中的磁通偏向一極時，則磁場失真現(xiàn)象在變壓器中發(fā)生。為了消除這種現(xiàn)象，必須可靠地檢測出磁場失真的情況。而磁場失真情況通過觀察變壓器鐵芯中的磁通是最可靠的檢測途徑，但在實踐中，這是難以實現(xiàn)的。檢測電壓及其時間的乘積也是可能的，然而也是困難的。
另一方面，磁場失真量通過檢測變壓器的直流安匝的總數(shù)能很容易地得到檢測。
假如變壓器的極性和電流的正極如

圖1a至1c所示，當直流電流(稱作為磁場失真電流)I1qp允許流入變壓器的初級側時，為消除這種磁場失真所必須的直流分量(稱為補償電流)I2qp如圖1a至1f所示。為了消除附圖中顯而可見的磁場失真，補償電流I2qp必須為I2qp= (-N1)/(N2) I1qp……(1)這表明當變壓器的安匝數(shù)總和為零時，磁場失真就可以消除。等式(1)的使用與負載條件無關。
因此，當變壓器的匝數(shù)為n，補償電流必須安排得使直流分量的安匝的總數(shù)AT為AT =ΣK = 1nNK ·IKdc = 0……(2)]]>這里，NK第K繞組的匝數(shù)，IKdc第K繞組電流中的直流分量。
當補償要通過第j繞組完成時，補償電流Ijdc為Ijdc =－1NjΣK = 1nNK ·IKdc(K ≠j )]]>
按照這種方法，磁場失真情況能從提供磁場失真電流的任一繞組中得到可靠的檢測，且磁場失真能被消除。
通過檢測包含在初級電流或次級電流中的偶次諧波分量來檢測磁場失真情況也是可能的。
圖3是通過實驗得出的包含在初級電流中的電流各分量與磁場失真電流的關系曲線。在圖3中，二次諧波分量及其他偶次諧波分量的增加幾乎正比于磁場失真電流的增加(圖3僅示出二次諧波分量)。偶次諧波的產生是因為變壓器的鐵芯的磁化特性使電流波形在正負兩側不對稱。偶次諧波分量的極性差別取決于磁場失真的方向。通過檢測該方向，可以檢測出磁場失真的極性。于是，對應于直流安匝數(shù)的磁場失真狀況的量值大小可從初級電流的偶次諧波分量得到檢測。對于次級電流，由于磁場失真也產生偶次諧波分量。因此通過檢測這些分量，磁場失真狀況的量值大小也可像初級電流那樣得到檢測。
即使將所檢測到的磁場失真狀況的量值加到變壓器的輸出繞組中，也不能事先阻止磁場失真的發(fā)生，所以為了上述目的，必段采用補償技術。實現(xiàn)這種目的裝置必須能夠連續(xù)不斷地供給直流補償電流，即使當所測到的磁場失真的量值為零，也是如此。沒有這種補償裝置，當磁場失真的量值由于補償而變?yōu)榱銜r補償?shù)牧恐狄沧優(yōu)榱?，磁場失真狀況會再次出現(xiàn)。
磁場失真用這樣的裝置來消除它根據(jù)一基于檢測得到的信號的補償信號向圖1中所示變壓器的輸出繞組提供一直流電流。例如如圖1a所示，如當包含一正的直流電壓Edc的正弦波電壓加到變壓器的初級繞組時，鐵芯被磁化偏向正極性，靠一激勵電流來維持所平衡如圖所示。在這種情況下，一直流電壓Eco在變換器輸入電壓ec中產生，維持圖1a所示的極性，結果一負極性的直流電流加到次級繞組，使直流安匝數(shù)相等，從而，抑制了磁場失真。即使當直流電壓Edc加到變壓器的初級繞組維持圖1d所示極性時，也會在變換器輸入電壓ec中產生與圖1a中極性相反的直流電壓Eco，有直流電流加到次級繞組中，使直流安匝數(shù)相等，因此抑制了磁場失真。
如上所述，變壓器的磁場失真可有效消除，因此，由于磁場失真而產生的次級電流的增加、由于激勵電流增加而產生的低次諧波分量以及噪聲都被抑制。
附圖簡略說明圖1是按照本發(fā)明的一實施例的結構圖;
圖2是抑制磁場失真方法的說明圖;
圖3是表示磁場失真和補償電流間的關系圖;
圖4是表示初級電流中的電流分量相對于磁場失真電流的關系圖;
圖4是本發(fā)明用于電力變換系統(tǒng)的一個例子。
圖5是圖1的電路工作的說明圖;
圖6至8是其它實施例的說明圖;
圖9是圖7實施例的工作說明圖;
圖10是具有多個變換器時用于補償磁場失真的結構圖;
現(xiàn)在結合圖4來描述本發(fā)明的一個實施例。
圖4是本發(fā)明用于單相交流電電源的電力變換系統(tǒng)的一個例子。其中，符號ACS表示單相交流電源，ZLIN表示線路中的阻抗元件，TR指變壓器，ACL表示交流電抗器，CON指將交流變換為直流的PWN變換器，F(xiàn)C指平滑直流電流的濾波電容器，LOAD表示負載裝置。
符號AVR表示電壓調節(jié)電路，它形成一個來自直流電壓指令Ed＊和直流電壓Ed間的差值的變換器輸入電流i2(變壓器TR的次級電流)的作用指令電流Ir＊，ACR1是作用電流調節(jié)電路，它產生一個來自作用指令電流Ir＊和由電流檢測電路CDT檢測到的變換器輸入電流i2中的作用分量Ir間的差值的變換器輸入電壓e0的電源正交指令分量Eci＊。符號ACR2是電抗電流調節(jié)電路，它產生一個來自變換器輸入電流i2中的電抗指令分量Ii＊和由電流檢測電路CDT所檢測到的變換器輸入電流i2中的電抗分量Ii間的差值的變換器輸入電壓e0的電源同相指令分量Ecr＊。而符號MWG是調制波產生電路，它產生一個來自變換器輸入電壓e0的電源同相指令分量Ecr＊、電源正交指令分量Eci＊和后面會提到的直流指令分量Eco＊的用于脈沖寬度調制的調制波信號Ym。且符號PWM指脈沖寬度調制電路，它將調制信號Ym與載波信號Yc作比較，并且產生一個門信號用來接通或截止構成PWM變換器的開關元件。
符號DT指由虛線包圍的磁場失真檢測電路，它檢測變壓器TR的磁場失真狀況，它包括檢測變壓器初級電流中的直流分量I1qp的直流檢測電路DCD1、把初級電流i1中的直流分量I1qp轉換為次級電流的增益調整電路GAIN1、和檢測次級電流i2中的直流分量I2qp的直流分量檢測電路DCD2。磁場失真檢測電路DT產生與安匝數(shù)總和相對應的△Idc(I1qp和I2qp的差)。符號DCC1是補償電路，它產生來自△Idc的變換器輸入電壓e0的直流指令分量Eco＊。
現(xiàn)在結合圖4和5a至5d，來描述實施例。
圖4中，電源(變壓器初級電壓e1)經來自電源ACS輸送線的阻抗ZLIN(Lf線電感，Rf線電阻)加到變壓器TR的初級繞組。變壓器TR將電源電壓變換并產生適合于變換器的次級電壓e2，且把e2經交流電抗器ACL加給PWM變換器CON。PWM變換器CON調節(jié)交流側輸入電壓(變換器輸入電壓)e0的相位和幅值，以提供預定的電力保持功率因素為1(unity)。e0的幅值和相位的調節(jié)描述如下。
電壓調節(jié)電路AVR調節(jié)變換器輸入電流i2中的作用指令分量Ir＊，使指令電壓Ed＊和直流電壓Ed間的偏離為零。這一調節(jié)所設置的作用指令分量Ir＊是提供預定的電力所必須的。變換器輸入電壓e0的電流正交指令分量Eci＊由作用電流調節(jié)電路ACR1調節(jié)得使在作用指令分量Ir＊和由電流檢測電路CDT所檢測到的變換器輸入電流i2中的作用分量Ir之間的偏離為零。
電抗指令電流Ii＊與功率因素指令相對應且通常設置Ii＊＝0(零電抗電流)使功率因子(素)通常為1。因此，電抗電流調節(jié)電路ACR2調節(jié)變換器輸入電壓e0的電源同相指令分量Ecr＊。
根據(jù)這些指令值Eci＊和Ecr＊，調制波產生電路MWG產生正弦波形的調制波信號Ym，它具有相對于圖5(a)所示的變壓器次級電壓e2的預定的幅值和相位。相位寬度調制電路PWM把調制波信號Ym與三角波載波信號Yc相比較，并使臂上的開關元件，按照它們的幅值當Ym＞Yc時，上臂接通，下臂切斷，當Ym＜Yc時，上臂切斷，下臂接通，并產生相一致的門信號。于是，PWM變換器工作在預定的電力上維持一直流電壓以及功率因子(素)為1。
現(xiàn)在假設接上負載，并提供直流電流給變壓器TR的初級側。當由于線電阻Rf而電壓下降時，一直流電壓被加到變壓器的初級繞組，之后，當產生磁場失真時，磁場失真量檢測電路DT通過直流分量檢測電路DCD1檢測變壓器初級電流中的直流分量I1qp。然后增益調節(jié)電路GAINI把直流分量I1qp的安培匝轉換為次級電流，且產生一輸出I＊2dc和從直流分量檢測電路DCD2產生的次級電流中的直流分量I2dc之間的差值△Idc(補償電流中的偏離值)。補償電路DCC1包括一積分元件，它調節(jié)變換器輸入電壓的直流指令分量Eco＊，使磁場失真量檢測電路的輸出△Idc變?yōu)榱悖沂馆敵觥鱅dc在它變?yōu)榱阒蟊３衷诹闵?，并輸送指令給調制波產生電路MWG。參看圖5(b)，調制波產生電路MWG響應直流指令分量Eco＊把調制波信號Ym移動Ymc，且把它送到脈沖寬度調制電路PWM，該電路把調制波信號Ym與載波信號Yc相比較，并產生一門信號。結果，PWM變換器產生如圖5(b)所示包含一直流電壓的變換器輸入端電壓，并控制流入變壓器的直流電流，以便消除磁場失真。變換器輸入電壓中的直流分量與交流分量的調節(jié)是彼此分開的(獨立的)，幾乎不影響功率因子為1的運行。
如上所述，磁場失真的補償控制使變壓器消除了磁場失真，由此抑制了變換器輸入電流的增加，同樣也抑制了激勵電流的增加。而且，因為PWM變換器直接補償磁場失真，所以不需要為補償而設置變壓器新繞組或再設置一個變壓器。因此實現(xiàn)了裝置的小型(緊湊)化。
這里，當在變換器輸入電壓e0的直流分量Eco和次級電流中的直流分量I2dc(補償電流)之間的關系很明顯時，圖4的直流分量檢測電路DCD2可以省略，只要檢測初級電流中的直流分量就可消除如圖6所示的磁場失真。在圖6中，磁場失真量檢測電路DT由檢測初級電流中的直流分量的直流分量檢測電路DCD1和用于調節(jié)其輸出增益的增益調節(jié)電路GAIN1組成。DCD2產生變換器輸入電壓e0的直流指令分量Eco＊，它是為響應磁場失真量檢測電路DT的輸出使補償電流I2dc流入而必須的。其它方面的組成和工作與圖4的相同。
按照此實施例，使用結構非常簡單的檢測器電路和補償電路就可消除磁場失真。
另一方面，圖4中所示磁場失真量檢測電路DT也可用檢測包含在初級電流或如圖7中所示的次級電流中的偶次諧波分量(圖7示出了二次諧波分量的情形)來實現(xiàn)。
圖7中，符號BPF是為檢測二次諧波分量的濾波電路，MUL1和MUL2是乘法器，DCD3是直流分量檢測電路，GAIN2是增益調節(jié)電路。圖7所示是圖4中用虛線框起來的磁場失真量檢測電路DT，且其它方面的電路組成和電路工作與圖4部分相同。根據(jù)本實施例的磁場失真量檢測電路的工作現(xiàn)在結合圖9進行描述，圖9表示當磁場失真為正和負(無負載)時的工作波形。圖7的濾波電路BPF檢測如圖9(b)所示的包含在次級電流i2中的二次諧波分量i12。二次諧波分量i12經乘法器MUL2由圖9(c)的信號相乘，該圖9(c)信號通過乘法器MUL1由圖9(a)的變壓器的次級電壓e2(或初級電壓)自乘而獲得，結果產生圖9(d)中所示的信號。其中包含的直流分量(平均值)由直流分量檢測電路DCD3檢測。而且，符號由增益調節(jié)電路GAIN2使其反向以調節(jié)增益，并獲得補償電流中的偏離值△Idc。該偏離值是與圖4的磁場失真檢測電路DT的輸出相對應的信號。
在該實施例中，變壓器的磁場失真狀況是根據(jù)二次諧波分量檢測的，這種諧波分量有比直流分量為大的電平且響應很快。因此磁場失真能保持高精度的檢測。本實施例在變壓器鐵芯設計成具有高磁通密度時特別有效。而且該裝置不受錯誤設置常數(shù)的影響，用次級電流的檢測替代初級電流的檢測。因此不需要在通常有高壓的初級側設置電流檢測器。
圖8表示采用另一種磁場失真檢測裝置的實施例，其中僅磁場失真量檢測電路用圖示闡明。其它部分的電路組成和工作同圖4那些相同。
在本實施例中，包含在次級電流中的二次諧波分量經過濾波電路BPF被檢測，通過絕對值電路ABS取出絕對值后，經直流分量檢測電路DCD4將其平均，以便檢測磁場失真量。另一方面，包含在次級電流中的直流分量用直流分量檢測電路DCD5檢測，且磁場失真的極性用極性鑒定電路PLC檢測。這些輸出通過乘法器MUL3彼此相乘，而增益由增益調節(jié)電路GAIN3來調節(jié)以便獲得補償電流的偏離量△Idc。
按照本實施例，磁場失真量是根據(jù)二次諧波分量測定的，測試速度快、精度高。而且磁場失真的極性是根據(jù)直流分量的極性測定的，這不會受濾波電路BPF的相位特性的影響。因此不需要用電壓信號作為鑒定極性的參考，且可減少乘法器的數(shù)目。
圖10展示了一復雜結構，其中有多個變換器并行連接到一個變壓器TR上。這里所解釋的是負載只有一個的情況。然而，各變換器可以各自帶載。圖10中，與圖4相同的部分以簡化的方式畫出以便簡化附圖。變壓器TR有與n個變換器CON1到CONn相連接的n個次級繞組。符號CTR1到CTRn是電流控制電路，它根據(jù)作用電流指令電路IRA的輸出控制變換器的輸入電流，并且其組成與圖4那些相同。符號DT是磁場失真量檢測電路，它檢測變壓器各繞組的電流，并計算直流安匝數(shù)的總和，它的構成與圖4的相同。
磁場失真量檢測電路DT檢測變壓器TR各繞組電流中的直流分量，計算并產生直流安匝數(shù)總和△Idc。根據(jù)這△Idc的輸出，補償電路DCC1進行補償以使Idc為零，它產生一個變換器輸入電壓的直流指令分量Eco＊，且把它輸入到電流控制電路CTR1至CTRn中。結果，直流補償電流被等分成n份流入變換器CON1到CONn中，消除了磁場失真。
按照本實施例，補償磁場失真的直流電流由各PWM變換器共享。因此被變換器輸入電流的補償電流增加的直流較小，主電路元件電流容量要下降。本實施例進一步有效地抑制了由變換器輸入電流中的直流分量所產生的直流電壓的脈動。
按照本發(fā)明，不僅能消除變壓器側感應的變壓器的磁場失真，而且也能消除電源側所產生的變壓器的磁場失真。換言之，本發(fā)明有效地克服連續(xù)的磁場失真并在事先阻止它發(fā)生，抑制了由磁場失真和變壓器次級電壓的變化引起的電抗下降。因此，變換器的輸入電流(變壓器的次級電流)的局部增加得到抑制，保護了主電路中的開關元件免受過電流的襲擊。而且能排除隨激勵電流增加所產生的低次諧波分量，以及減少了由于磁場失真明顯增加所產生的變壓器的噪聲。由于電力變換器的已有部分可利用，減少了需新增添的部分。
權利要求
1.一種電力變換器，其特征在于包含把交流電源電壓變換為預定的交流電壓的變壓器；連接于變壓器次級側把交流電流變換為直流電流的脈沖寬度調制(PWM)變換器；連接于所述變換器的直流側的負載裝置；接通和切斷組成所述變換器的開關元件的控制裝置；檢測與所述變壓器的磁場失真相關的狀態(tài)量的裝置；和把所檢測的值輸入到所述的控制裝置使在所述脈沖寬度調制變換器的交流側產生與所述檢測的值相對應的直流分量的裝置。
2.如權利要求1所述的電力變換器，其特征在于所述檢測裝置檢測變壓器的總的直流安匝數(shù)。
3.如權利要求1所述的電力變換器，其特征在于所述檢測裝置檢測包含在次級電流或初級電流中的偶次諧波分量。
4.如權利要求1所述的電力變換器，其特征在于所述檢測裝置根據(jù)包含在初級電流或次級電流中的偶次諧波分量的幅值來檢測磁場失真的量值，并且根據(jù)包含在初級電流或次級電流中的直流分量來檢測磁場失真的極性。
5.如權利要求1所述的電力變換器，其特征在于所述檢測裝置檢測包含在初級電流中的直流分量。
6.一種電力變換器，其特征在于包含將交流電源電壓變換為預定的交流電壓并將所變換的交流電壓供給多個次級繞組的變壓器;與所述多個次級繞組相連接將交流電流變換為直流電流的多個脈沖寬度調制(PWM)變換器;連接到所述變換器的直流輸出端的負載裝置;接通或切斷構成所述變換器的開關元件的裝置，檢測與所述變壓器的磁場失真相關的狀態(tài)量的裝置;和將所檢測值輸入到所述控制裝置使在所述多個脈沖寬度調制變換器的交流側產生與補償值相對應的直流分量的裝置。
7.如權利要求6所述的電力變換器，其特征在于所述檢測裝置檢測變壓器的總的直流安匝數(shù)。
8.如權利要求6所述的電力變換器，其特征在于所述檢測裝置檢測包含在初級電流或次級電流中的偶次諧波分量。
9.如權利要求6所述的電力變換器，其特征在于所述檢測裝置根據(jù)包含在初級電流或次級電流中的偶次諧波分量的幅值來檢測磁場失真的大小，并根據(jù)包含在初級電流或次級電流中的直流分量來檢測磁場失真的極性。
10.如權利要求6所述的電力變換器，其特征在于所述檢測裝置檢測包含在初級電流中的直流分量。
11.一種電力變換器，其特征在于包含把交流電源變換為預定的交流電壓的變壓器;連接到變壓器次級把交流電流變換為直流電流的脈沖寬度調制(PWM)變換器;連接到變換器的直流側的負載裝置;產生一個輸入到所述變換器的電流的作用指令電流值的作用指令電流產生裝置;指定所述變換器的功率因子(素)的功率因子(素)指令裝置;檢測與所述變壓器的磁場失真有關的狀態(tài)量的裝置;根據(jù)檢測狀態(tài)量的所述裝置的測得值在所述變換器的交流側產生一指定直流分量的直流指令分量裝置;和接收所述作用電流指令產生裝置的輸出、所述功率因子(素)指令裝置的輸出、和所述直流指令分量裝置的輸出，以便根據(jù)這些輸出接通和切斷構成所述脈沖寬度調制器的開關元件的控制裝置。
全文摘要
一種電力變換裝置包含把交流電源電壓e
文檔編號H02M7/155GK1043049SQ8910882
公開日1990年6月13日 申請日期1989年11月23日 優(yōu)先權日1988年11月24日
發(fā)明者仲田清, 照沼睦弘, 木村彰, 中村清, 石田俊彥 申請人:株式會社日立制作所