不平衡電網電壓條件下的并網逆變器控制方法
【專利摘要】本發(fā)明公開了一種不平衡電網電壓條件下的并網逆變器控制方法，包括獲取電網有功功率和無功功率的期望值、兩相靜止坐標系下的瞬時電網電壓信號、并網逆變器電網側的輸出電流信號和濾波電容電流信號；計算基波控制電流信號和諧波控制電流信號；計算基波控制支路輸出信號和諧波控制支路輸出信號；計算得到最終的并網逆變器的控制量。本發(fā)明方法實現簡單，無需旋轉坐標變換和鎖相環(huán)，在計算電流參考指令時無需電壓/電流分量正負序分離計算，無需任何低通濾波器或者陷波器；不僅可以實現輸出功率無波動或者輸出電流對稱正弦的控制目標，還可以靈活控制不平衡電網電壓下逆變器的輸出功率波動和電流質量，提高并網逆變器在不平衡電網電壓下的控制性能。
【專利說明】
不平衡電網電壓條件下的并網逆變器控制方法
技術領域
[0001] 本發(fā)明具體設及一種不平衡電網電壓條件下的并網逆變器控制方法。
【背景技術】
[0002] 并網逆變器作為分布式發(fā)電系統(tǒng)的關鍵設備，其故障穿越性能的優(yōu)劣直接影響電 力系統(tǒng)及分布式發(fā)電系統(tǒng)自身的安全運行。電網在實際運行過程中，Ξ相電壓不對稱及單 相電壓跌落故障時有發(fā)生，在不對稱電網電壓條件下，并網逆變器受電網狀態(tài)影響，輸送至 電網的電流將是非正弦或是不對稱的。運些電流與不對稱電壓相互作用將產生不可控的有 功功率和無功功率振蕩，進一步污染電網并降低電網運行的可靠性。因此，研究不平衡電網 電壓條件下Ξ相并網逆變器高性能控制策略W減小不平衡電壓的負面影響具有重要意義。
[0003] 如圖1所示為并網逆變器的結構示意圖：圖中：直流母線電壓Ud由儲能裝置維持穩(wěn) 定;Ug表示電網電壓；并網逆變器通過LCL型濾波器連接至電網；采用電流控制使Ξ相并網 逆變器等效為受控電流源向電網傳送有功和無功功率。當電網電壓不平衡時，逆變器的正 常運行狀態(tài)將受到影響，導致并網電流崎變和輸出功率波動。在不平衡電網電壓下，并網逆 變器輸出功率波動水平和電流質量相互對立。在不平衡電網電壓條件下，Ξ相電網電壓Uga、 Ugb和Ug?？杀硎緸橄率?:
[0004]
[0005] 式中，化、ω〇和φρ分別為正序電網電壓的幅值、頻率和初相位;Un和Φν分別表不負 序電網電壓的幅值和初相位。將式1經克拉矩陣變換后得到靜止坐標系下電網電壓表達式 為下式2:
[0006]
[0007] 式中，Κ、巧表示電網電壓靜止坐標系下的正序分量，巧;、嘆表示電網電壓靜 止坐標系下的負序分量。
[000引當W輸出功率無波動作為并網逆變器的控制目標時，靜止坐標系下并網逆變器的 電流參考指令可采用瞬時電網電壓直接計算，表示為下式3:
[0009]
[0010] iapl和iepl為電流參考指令中的瞬時有功分量，iaql和ipq功電流參考指令中的瞬時 無功分量。上式3分母項可表示為下式4:
[0011]
[0012] 易知，式3分母項在兩倍基波頻率處有振蕩，由式3得到的電流參考指令不是正弦 波形，包含了高階諧波分量，注入電網的各相電流也將是崎變的。
[0013] 當W輸出電流對稱正弦作為并網逆變器的控制目標時，需首先提取出電網電壓中 的正序分量，靜止坐標系下并網逆變器的電流參考指令可表示為下式5:
[0014]
[001引同樣，iap2和iep2為電流參考指令中的瞬時有功分量，iaq2和ieq2為電流參考指令中 的瞬時無功分量；由式5得到的電流參考指令為完全對稱的正序正弦波形，但此時傳送至電 網的瞬時有功功率P和無功功率q存在兩倍電網頻率的功率振蕩，振蕩分量是由不同相序電 壓和電流相互作用形成，可表示為下式6和式7:
[0018] 綜上，對上述兩種控制策略進行分析可知，W輸出功率無波動作為控制目標時，電 流參考指令計算過程簡單，不需要正負序分量分離環(huán)節(jié)，但得到電流參考指令卻包含高階 諧波成分，給電網帶來諧波污染。W輸出電流對稱正弦作為控制目標得到的電流參考指令 為完全對稱的正序正弦波形，輸出電流不含諧波成分，電能質量好;缺點是參考指令生成過 程需要采用正負序分量分離環(huán)節(jié)，且并網逆變器輸送至電網的瞬時有功功率和無功功率存 在兩倍電網頻率的功率振蕩。
[0019] 通過傅里葉級數展開可知，當功率參考指令相同時，兩種控制策略的電流參考指 令存在一定內在聯系，即兩種控制策略電流參考指令中的基波分量相等。因此，W輸出功率 無波動作為控制目標時，電流參考指令中的基波分量應為Ξ相對稱的正序分量，與逆變器 輸送至電網的功率大小相關，而電流參考指令中的諧波分量主要為3次、5次和7次諧波頻 率，影響輸出功率的波動水平和電流質量水平。
[0020] 標題為不平衡電網電壓下光伏并網逆變器功率/電流質量協(xié)調控制策略（中國電 機工程學報，2014(34):第346-353頁）的文獻中提出一種靜止坐標系無鎖相環(huán)控制策略，實 現不平衡電網電壓下并網逆變器功率/電流質量協(xié)調控制，該方法采用瞬時功率直接計算 電流參考指令，無需鎖相環(huán)和電壓/電流正負序分離計算，但采用的二階陷波器仍然會增加 控制器的運算量，并且該策略得到的輸出電流包含負序分量，不能實現輸出電流對稱正弦 的控制目標。

【發(fā)明內容】

[0021] 本發(fā)明的目的在于提供一種在不平衡電網電壓條件下能夠綜合協(xié)調功率波動與 電流質量的并網逆變器控制方法。
[0022] 本發(fā)明提供的運種不平衡電網電壓條件下的并網逆變器控制方法，包括如下步 驟：
[0023] S1.獲取并網逆變器傳送至電網的有功功率期望值和無功功率期望值、兩相靜止 坐標系下的瞬時電網電壓信號、并網逆變器電網側的輸出電流信號和并網逆變器的濾波電 容電流信號；
[0024] S2.根據步驟S1獲取的有功功率期望值、無功功率期望值和瞬時電網電壓信號，計 算兩相靜止坐標系下并網逆變器的基波控制電流信號；
[0025] S3.根據步驟S2得到的兩相靜止坐標系下并網逆變器的基波控制電流信號，計算 兩相靜止坐標系下并網逆變器的諧波控制電流信號；
[0026] S4.在兩相靜止坐標系下，根據并網逆變器的基波控制電流信號與并網逆變器電 網側的輸出電流信號，計算并網逆變器的基波控制支路輸出信號；
[0027] S5.在兩相靜止坐標系下，根據并網逆變器的諧波控制電流信號與并網逆變器電 網側的輸出電流信號，計算并網逆變器的諧波控制支路輸出信號；
[0028] S6.在兩相靜止坐標系下，將基波控制支路輸出信號與諧波控制支路輸出信號求 和，減去并網逆變器的濾波電容電流信號，通過比例控制器得到兩相靜止坐標下的調制信 號，再將兩相靜止坐標下的調制信號變換為Ξ相靜止坐標下的調制信號，最終通過高頻PWM 調制得到并網逆變器的控制量。
[0029] 步驟S2計算基波控制電流信號，為采用下式計算兩相靜止坐標系下并網逆變器的 基波控制電流信號：
[0032] 式中，心化和^6祉為并網逆變器的基波控制電流信號Irefl在兩相靜止坐標系下的 值，Pref為并網逆變器傳送至電網的有功功率期望值，Qref為并網逆變器傳送至電網的無功 功率期望值，Ua和化為兩相靜止坐標系下的瞬時電網電壓信號。
[0033] 步驟S3所述的計算諧波控制電流信號，為采用下式計算兩相靜止坐標系下并網逆 變器的諧波控制電流信號：
[0034] Iref2a = k · Irefla
[0035] Iref2P = k · IreflP
[0036] 式中，Iref化和為并網逆變器的諧波控制電流信號Iref2在兩相靜止坐標系下的 值;k為電流指令系數，取值范圍為0~1，k的取值越大，則并網逆變器的入網電流諧波崎變 率越大，且瞬時有功功率和瞬時無功功率波動越小。
[0037] 步驟S4所述的計算并網逆變器的基波控制支路輸出信號，為采用下式計算并網逆 變器的基波控制支路輸出信號：
[00；3 引
[0039] 式中S為復頻域中的復頻率變量;Kpi為比例系數；ωι表示電網電壓的基波角頻率； Κη為基波頻率處的諧振增益；〇。1表示基波頻率處的截止頻率。
[0040] 步驟S5所述的計算并網逆變器的諧波控制支路輸出信號，為采用下式計算并網逆 變器的諧波控制支路輸出信號：
[0041]
[0042] 式中S為復頻域中的復頻率變量;Kph為比例系數;h表示3次、5次和7次諧波；ω h表 示h次諧波的角頻率;Kih為h次諧波頻率處的諧振增益；ω Eh表示h次諧波頻率處的截止頻 率。
[0043] 步驟S6所述的將兩相靜止坐標下的調制信號變換為Ξ相靜止坐標下的調制信號， 為采用兩相至Ξ相的矩陣變換得到。
[0044] 本發(fā)明提供的運種不平衡電網電壓條件下的并網逆變器控制方法，實現簡單，實 現過程無需旋轉坐標變換，無需鎖相環(huán)，在計算電流參考指令時無需電壓/電流分量正負序 分離計算，也無需任何低通濾波器或者陷波器;通過改變指令系數不僅可W實現輸出功率 無波動或者輸出電流對稱正弦的控制目標，還可W靈活控制不平衡電網電壓下逆變器的輸 出功率波動水平和電流質量水平，提高并網逆變器在不平衡電網電壓下的控制表現。
【附圖說明】
[0045] 圖1為并網逆變器結構示意圖。
[0046] 圖2為本發(fā)明方法的流程圖。
[0047] 圖3為本發(fā)明的并網逆變器電流控制框圖。
[0048] 圖4為本發(fā)明的閉環(huán)跟蹤傳遞函數曲(S)的伯德圖。
[0049] 圖5為本發(fā)明的閉環(huán)跟蹤傳遞函數化(S)的伯德圖。
[0050] 圖6為本發(fā)明的閉環(huán)跟蹤傳遞函數Y(s)的伯德圖。
[0051] 圖7為本發(fā)明在不平衡電網條件下k值變化時的仿真結果示意圖。
【具體實施方式】
[0052] 如圖2所示為本發(fā)明的方法流程圖，圖3為本發(fā)明的并網逆變器電流控制框圖：結 合圖2和圖3,可W知道本發(fā)明提供的運種不平衡電網電壓條件下的并網逆變器控制方法， 包括如下步驟：
[0053] S1.獲取并網逆變器傳送至電網的有功功率期望值和無功功率期望值、兩相靜止 坐標系下的瞬時電網電壓信號、并網逆變器電網側的輸出電流信號和并網逆變器的濾波電 容電流信號；
[0054] S2.根據步驟S1獲取的有功功率期望值、無功功率期望值和電網側的瞬時電網電 壓信號，依據下式計算兩相靜止坐標系下的并網逆變器的基波控制電流信號Irefl值：
[0057]式中，心化和^6祉為并網逆變器的基波控制電流信號Irefl在兩相靜止坐標系下的 值，Pref為并網逆變器傳送至電網的有功功率期望值，Qref為并網逆變器傳送至電網的無功 功率期望值，Ua和化為兩相靜止坐標系下的瞬時電網電壓信號；
[005引S3.根據步驟S2得到的并網逆變器的基波控制電流信號kefi在兩相靜止坐標系下 的值，依據下式計算兩相靜止坐標系下的并網逆變器的諧波控制電流信號Iref2值：
[0059] I巧腳=k · Irefla
[0060] Iref2P = k · IreflP
[0061] 式中，Iref化和為并網逆變器的諧波控制電流信號Iref2在兩相靜止坐標系下的 值;k為電流指令系數，取值范圍為0~1，k的取值越大，則并網逆變器的入網電流諧波崎變 率越大，且瞬時有功功率和瞬時無功功率波動越??；
[0062] 當k = 0時，Iref2(s) =0，入網電流中的3次、5次、7次諧波成分被有效抑制，入網電 流僅跟蹤Irefl(S)中的基波分量變化，得到Ξ相對稱的正弦入網電流，獲得輸出電流對稱正 弦的控制效果；當k=l時，Irefl(S) = kef2(S)，靜止坐標系下瞬時電流參考指令Irefl(S)中的 基波分量和諧波分量均被有效跟蹤，得到的并網瞬時有功功率和無功功率恒定無波動，但 此時電流崎變率大。當〇<k<l時，并網功率波動和電流質量將處于中間狀態(tài)，可W根據實 際情況，選擇適當的調節(jié)系數k，滿足不同環(huán)境下并網功率波動和電流質量間的要求；
[0063] S4.在兩相靜止坐標系下，計算并網逆變器的基波控制電流信號與并網逆變器電 網側的輸出電流信號的差值，并將差值通過下式計算得到基波控制支路輸出信號：
[0064]
[0065] 式中S為復頻域中的復頻率變量;Kpi為比例系數；ωι表示電網電壓的基波角頻率； Κη為基波頻率處的諧振增益；ω。1表示基波頻率處的截止頻率；
[0066] S5.在兩相靜止坐標系下，計算并網逆變器的諧波控制電流信號與并網逆變器電 網側的輸出電流信號的差值，并將差值通過下式計算得到諧波控制支路輸出信號：
[0067]
[006引式中S為復頻域中的復頻率變量;Kph為比例系數;h表示3次、5次和7次諧波；ω h表 示h次諧波的角頻率;Kih為h次諧波頻率處的諧振增益；ω Eh表示h次諧波頻率處的截止頻 率.
[0069] S6.在兩相靜止坐標系下，將基波控制支路輸出信號與諧波控制支路輸出信號求 和，減去并網逆變器的濾波電容電流信號，通過比例控制器得到兩相靜止坐標下的調制信 號，采用兩相至Ξ相的矩陣變換將兩相靜止坐標下的調制信號變換為Ξ相靜止坐標下的調 制信號，最終通過高頻PWM調制得到并網逆變器的控制量。
[0070] 由圖3,入網電流閉環(huán)傳遞函數可表示為
[0071] l2(S)=出（S)Irefl(S)+Hh(S)Iref2(S)-Y(S)Ug(S)
[0072] 式中：曲(S)為基波控制電流信號kefl(S)的閉環(huán)跟蹤傳遞函數;化(s)為諧波控制 電流信號^6:2(3)的閉環(huán)跟蹤傳遞函數;Y(S)為并網逆變器對電網電壓的等效并聯導納，可 分別表示為
[0079] 11心和(：為1化型濾波器參數值山刪為逆變器增益。圖4-6分別為出（3)、化(3)和￥ (S)的幅頻和相頻特性曲線。圖4中，閉環(huán)跟蹤傳遞函數出(S)在基波頻率處增益接近于0地， 跟蹤相角差接近于〇°，而在3次、5次、7次諧波頻率處的跟蹤增益幾乎為零(小于-30地），因 此，入網電流可無差跟蹤基波控制電流信號Irefl(S)中的基波成分變化，而對基波控制電流 信號kefi(s)中3次、5次、7次諧波分量的跟蹤能力幾乎為零。相類似，在圖5中，入網電流可 W無差跟蹤諧波控制電流信號Iref2(S)中3次、5次、7次諧波分量變化，而對諧波控制電流信 號心6:2(3)中基波分量的跟蹤能力幾乎為零。電網電壓在式（16)中是一個擾動分量。圖6中， Y(S)在基波頻率和指定諧波頻率處增益均較小，因此電網電壓對入網電流的負面影響被有 效衰減。
[0080] 對幅頻和相頻特性曲線進行分析可知，采用圖3所示電流控制策略后，入網電流中 的基波分量僅與指令信號Irefl(s)中的基波分量有關，而入網電流中的3次、5次、7次諧波分 量僅受指令信號Iref2(s)中的3次、5次、7次諧波成分影響。因此，通過對Irefl(S)和Iref2(S)的 合理設計，可W獨立控制入網電流中基波成分和諧波成分。
[0081 ]由【背景技術】知，W輸出功率無波動作為控制目標時，電流參考指令中的基波分量 應為Ξ相對稱的正序分量，與逆變器輸送至電網的功率大小相關，而電流參考指令中的諧 波分量主要為3次、5次、7次諧波成分，影響輸出功率的波動水平和電流質量水平。若能合理 調節(jié)入網電流中的諧波分量大小，則可W權衡輸出功率的波動和電流質量。為此，可設計 Irefl(S)和Iref2(S)如下
[0086] 圖7為電網電壓不平衡度為16% (不平衡度定義為負序電壓分量與正序電壓分量 的百分比）的仿真結果，其中有功功率指令和無功功率指令分別設定為6kW和化var，0.2s時 刻前調節(jié)系數k = 0,此時并網電流Ξ相正弦對稱，電流質量優(yōu)異，但瞬時有功和無功功率振 蕩較大，功率波動峰峰值約為1000W和lOOOvar。0.2S-0.4s調節(jié)系數k由0逐漸增大至1，逆變 器入網電流諧波崎變率逐漸增大，而瞬時有功功率和無功功率的波動逐漸減小。0.4s后當 調節(jié)系數k= 1，有功功率和無功功率基本停止波動，而并網電流崎變率達到最大，崎變率高 達 16.5%。
[0087] 上述仿真結果證明本專利方法通過改變指令系數不僅可W實現輸出功率的無波 動或者輸出電流對稱正弦的控制目標，還可實現并網逆變器輸出功率和電流質量的權衡協(xié) 調控制，改善逆變器在不平衡電壓環(huán)境下的控制表現，并且本專利方法實現簡單，無需旋轉 坐標變換，無需電壓/電流正負序分離計算參考指令，無需鎖相環(huán)，也無需任何低通濾波器 或者陷波器，易于工程應用。
【主權項】
1. 一種不平衡電網電壓條件下的并網逆變器控制方法，包括如下步驟：51. 獲取并網逆變器傳送至電網的有功功率期望值和無功功率期望值、兩相靜止坐標 系下的瞬時電網電壓信號、并網逆變器電網側的輸出電流信號和并網逆變器的濾波電容電 流ig號；52. 根據步驟S1獲取的有功功率期望值、無功功率期望值和瞬時電網電壓信號，計算兩 相靜止坐標系下并網逆變器的基波控制電流信號；53. 根據步驟S2得到的兩相靜止坐標系下并網逆變器的基波控制電流信號，計算兩相 靜止坐標系下并網逆變器的諧波控制電流信號；54. 在兩相靜止坐標系下，根據并網逆變器的基波控制電流信號與并網逆變器電網側 的輸出電流信號，計算并網逆變器的基波控制支路輸出信號；55. 在兩相靜止坐標系下，根據并網逆變器的諧波控制電流信號與并網逆變器電網側 的輸出電流信號，計算并網逆變器的諧波控制支路輸出信號；56. 在兩相靜止坐標系下，將基波控制支路輸出信號與諧波控制支路輸出信號求和，減 去并網逆變器的濾波電容電流信號，通過比例控制器得到兩相靜止坐標下的調制信號，再 將兩相靜止坐標下的調制信號變換為三相靜止坐標下的調制信號，最終通過高頻PWM調制 得到并網逆變器的控制量。2. 根據權利要求1所述的不平衡電網電壓條件下的并網逆變器控制方法，其特征在于 步驟S2計算基波控制電流信號，為采用下式計算兩相靜止坐標系下并網逆變器的基波控制 電流信號：式中，Irefl4PIreflii為并網逆變器的基波控制電流信號Irefl在兩相靜止坐標系下的值， Pref為并網逆變器傳送至電網的有功功率期望值，Qref為并網逆變器傳送至電網的無功功率 期望值，Ua和Ui!為兩相靜止坐標系下的瞬時電網電壓信號。3. 根據權利要求1所述的不平衡電網電壓條件下的并網逆變器控制方法，其特征在于 步驟S3所述的計算諧波控制電流信號，為采用下式計算兩相靜止坐標系下并網逆變器的諧 波控制電流信號： Iref2α - k * Irefla Iref2β - k * IreflP 式中，Iref24PIref2f!為并網逆變器的諧波控制電流信號Iref2在兩相靜止坐標系下的值;k 為電流指令系數，取值范圍為0~1，k的取值越大，則并網逆變器的入網電流諧波畸變率越 大，且瞬時有功功率和瞬時無功功率波動越小。4. 根據權利要求1所述的不平衡電網電壓條件下的并網逆變器控制方法，其特征在于 步驟S4所述的計算并網逆變器的基波控制支路輸出信號，為采用下式計算并網逆變器的基 波控制支路輸出信號：式中S為復頻域中的復頻準父重;κρ1^3 K例糸數；ω i衣不電剛電壓的基波角頻率;Kid 基波頻率處的諧振增益；《^表示基波頻率處的截止頻率。5. 根據權利要求1所述的不平衡電網電壓條件下的并網逆變器控制方法，其特征在于 步驟S5所述的計算并網逆變器的諧波控制支路輸出信號，為采用下式計算并網逆變器的諧 波控制支路輸出信號：式中s為復頻域中的復頻率變量;Kph為比例系數;h表示3次、5次和7次諧波；ω h表示h次 諧波的角頻率;KIh為h次諧波頻率處的諧振增益；ω&表示h次諧波頻率處的截止頻率。6. 根據權利要求1~5之一所述的不平衡電網電壓條件下的并網逆變器控制方法，其特 征在于步驟S6所述的將兩相靜止坐標下的調制信號變換為三相靜止坐標下的調制信號，為 采用兩相至三相的矩陣變換得到。
【文檔編號】H02J3/38GK105870965SQ201610249029
【公開日】2016年8月17日
【申請日】2016年4月20日
【發(fā)明人】王逸超
【申請人】國家電網公司, 國網湖南省電力公司, 國網湖南省電力公司經濟技術研究院