電機驅(qū)動方法、電機驅(qū)動裝置以及硬盤裝置的制造方法
【專利摘要】本發(fā)明涉及一種電機驅(qū)動方法、電機驅(qū)動裝置以及硬盤裝置。本發(fā)明用于減小電機的噪聲和振動。第一占空校正電路生成第一校正后占空指示值，其以與占空指示值的增量相同的增量變化，并且在其中作為常數(shù)的偏移值被反映。第二占空校正電路生成第二校正后占空指示值，其以與占空指示值的增量不同的增量變化。選擇器根據(jù)占空指示值和占空參考值之間的大小關(guān)系，輸出第一校正后占空指示值和第二校正后占空指示值中的任一個作為校正后占空指示值。
【專利說明】電機驅(qū)動方法、電機驅(qū)動裝置以及硬盤裝置
[0001]與相關(guān)申請的交叉引用
[0002 ] 在2015年2月16日提交的日本專利申請N0.2015_0 27114的公開以引用的方式被并入本申請，所述公開包括說明書、附圖以及摘要。
技術(shù)領(lǐng)域
[0003]本發(fā)明涉及一種電機驅(qū)動方法、電機驅(qū)動裝置以及硬盤裝置，并且例如涉及一種驅(qū)動使磁盤旋轉(zhuǎn)的主軸電機的方法。
【背景技術(shù)】
[0004]例如，專利文獻I公開了一種通過使用在其中下側(cè)鉤與上側(cè)鉤每60度的電氣角度交替重復(fù)的模式，生成正弦驅(qū)動電壓的方法，其中下側(cè)鉤的電壓最小相被設(shè)置為GND，上側(cè)鉤的電壓最大相被設(shè)置為電源。
[0005]相關(guān)技術(shù)文獻
[0006]專利文獻
[0007]專利文獻I:日本公開特許公報N0.2005-102447

【發(fā)明內(nèi)容】

[0008]近年來，例如，為了實現(xiàn)噪聲和振動的減小，作為驅(qū)動硬盤(以下稱為HDD)的主軸電機的方法，采用一種通過將正弦電流傳遞到電機來減小轉(zhuǎn)矩波動的方法。為了將正弦電流傳遞給電機，有必要在電機上施加高精度的正弦電壓。存在一些用于生成高精度的正弦電壓的方法，諸如使用表(tab I e)的方法。
[0009]在實際中，生成的正弦電壓經(jīng)由驅(qū)動器被施加到電機上。因此，即使在高精度的正弦電壓可以被生成時，由于在驅(qū)動器中可能出現(xiàn)錯誤，因此實際施加到電機的正弦電壓的精度惡化。具體地，例如，在以PWM(脈沖寬度調(diào)制)信號為基礎(chǔ)驅(qū)動電機的情況下，在指示給驅(qū)動器的占空與從驅(qū)動器輸出的占空之間可能會出現(xiàn)誤差。
[0010]鑒于以上內(nèi)容，給出下面所述的實施例，根據(jù)說明書和附圖的描述，其他目的和新穎特征將變得清晰。
[0011]根據(jù)實施例的一種電機驅(qū)動的方法，通過使用具有驅(qū)動晶體管和再生晶體管的電機驅(qū)動裝置來驅(qū)動電機。驅(qū)動晶體管在其被控制為導(dǎo)通時將驅(qū)動電流傳遞給電機，而再生晶體管與驅(qū)動晶體管共同配置成半橋電路，在再生晶體管被控制為導(dǎo)通時，傳遞來自電機的再生電流。電機驅(qū)動裝置執(zhí)行占空指示操作、占空校正操作、PffM信號生成操作、以及驅(qū)動操作。在占空指示操作中，表示導(dǎo)通時間段在PWM周期中所占比例的占空指示值被輸出。在占空校正操作中，占空指示值被校正，并且根據(jù)占空指示值與占空參考值之間的大小關(guān)系，第一校正后占空指示值和第二校正后占空指示值中的任一個被輸出，作為校正后占空指示值。在PWM信號生成操作中，基于校正后占空指示值的PffM信號被生成。在驅(qū)動操作中，驅(qū)動晶體管在PffM信號的導(dǎo)通時間段被控制為導(dǎo)通，再生晶體管在PffM信號的關(guān)斷時間段被控制為導(dǎo)通，響應(yīng)于PffM信號從關(guān)斷時間段到導(dǎo)通時間段的轉(zhuǎn)換，再生晶體管被控制從導(dǎo)通變?yōu)殛P(guān)斷，而驅(qū)動晶體管在檢測到再生晶體管的關(guān)斷后，被控制從關(guān)斷變?yōu)閷?dǎo)通。第一校正后占空指示值是以與占空指示值的增量相同的增量變化、反映作為常數(shù)的偏移值的值，而第二校正后占空指示值是以與占空指示值的增量不同的增量變化的值。
[0012]根據(jù)實施例，可以減小電機的噪聲和振動。
【附圖說明】
[0013]圖1是示出根據(jù)本發(fā)明第一實施例的HDD裝置的示意性配置示例的功能框圖；
[0014]圖2是示出圖1的電機驅(qū)動裝置的主要部分的配置示例的功能框圖；
[0015]圖3是示出圖2的SPM驅(qū)動器的配置示例的電路框圖；
[0016]圖4是示出圖2的正弦波驅(qū)動電壓控制器的操作原理的說明圖；
[0017]圖5是示出圖2的正弦波驅(qū)動電壓控制器的操作原理的說明圖；
[0018]圖6是示出圖2的正弦波驅(qū)動電壓控制器的操作原理的說明圖；
[0019]圖7是示出圖2的正弦波驅(qū)動電壓控制器的操作原理的說明圖；
[0020]圖8是示出圖3的SPM驅(qū)動器的各相的前置驅(qū)動器的配置示例的電路圖；
[0021]圖9A是示出圖3的SPM驅(qū)動器在電流上拉時的操作示例的說明圖，圖9B是說明與圖9A的操作對應(yīng)的前置驅(qū)動器的詳細操作示例的波形圖；
[0022]圖1OA是示出圖3的SPM驅(qū)動器在電流下灌時的操作示例的說明圖，圖1OB是說明與圖1OA的操作對應(yīng)的前置驅(qū)動器的詳細操作示例的波形圖；
[0023I圖1IA是示出圖2的PffM校正器的示意性配置示例的概念圖，圖1lB是示出圖1lA的輸入/輸出特性的圖；
[0024]圖12A和圖12B是示出占空指示值的實際占空的特性示例的圖；圖12A示出在不執(zhí)行占空校正的情況下的特性，而圖12B示出在使用圖1lA的配置執(zhí)行校正的情況下的特性；
[0025]圖13是示出在使用圖1IA的配置的情況下的問題的示例的圖；
[0026]圖14A是示出圖2的PffM校正器的另一個示意性配置示例的概念圖，圖14B是示出圖14A的輸入/輸出特性的不例的圖；
[0027]圖15是示出在使用圖14B的輸入/輸出特性的情況下占空指示值的實際占空的特性不例的圖；
[0028]圖16是示出圖14A的PffMP校正器的詳細配置示例的電路框圖；
[0029]圖17是說明根據(jù)本發(fā)明的第二實施例的電機驅(qū)動裝置中的PWMP校正器的詳細配置示例的電路框圖；
[0030]圖18是說明根據(jù)本發(fā)明的第三實施例的電機驅(qū)動裝置中的PWMP校正器的詳細配置示例的電路框圖；
[0031]圖19是說明根據(jù)本發(fā)明的第三實施例的電機驅(qū)動裝置的前置驅(qū)動器的詳細配置示例的電路圖。
【具體實施方式】
[0032]在下面的實施例中，在必要的便利時，通過將本發(fā)明分為多個部分或?qū)嵤├齺砻枋霰景l(fā)明。除了明確指定的情況以外，所述多個部分或?qū)嵤├嗷ゲ幌嚓P(guān)，但它們具有某種關(guān)系以使得一個可以是對其它中的一部分或全部的修改、細節(jié)、或者補充說明。在以下的實施例中，在提及元件或類似物的數(shù)量(包括個數(shù)、數(shù)值、量和范圍)的情況下，在除了明確指定的情況、在原理上發(fā)明明顯局限于特定的數(shù)量等的情況以外，本發(fā)明不局限于特定的數(shù)量，但可以等于或大于或小于特定的數(shù)量。
[0033]另外，在以下的實施例中，清晰的是，組件(包括元件步驟等)，除了明確指定的情況、組件在原理上被認定為明顯必要的情況等以外，并不總是必要的。類似地，在以下實施例中，在提及形狀、位置關(guān)系或者組件等的類似物的情況下，除了明確指定的情況、在原理上被認為明顯不同的情況等以外，假定與形狀等類似或接近的組件都被包括在內(nèi)。這被類似地應(yīng)用到數(shù)值或范圍。
[0034]配置實施例中的每個功能塊的電路元件，利用已知的CMOS(互補MOS晶體管)等的集成電路技術(shù)在單晶硅的半導(dǎo)體基板上或類似物上形成，但不限于此。
[0035]以下，參考附圖對本發(fā)明的實施例進行具體描述。在用于描述實施例的所有附圖中，作為通用的規(guī)則，相同的引用編號指定相同的部分，將不給出對這部分的重復(fù)描述。
[0036](第一實施例)
[0037]HDD裝置的示意性配置和示意性操作
[0038]圖1是示出根據(jù)本發(fā)明的第一實施例的HDD裝置的示意性配置示例的功能框圖。圖1示出的HDD裝置具有HDD控制器HDDCT、高速緩存存儲器CMEM、讀取/寫入裝置RWIC、電機驅(qū)動裝置MDIC、以及磁盤機構(gòu)DSKMADD控制器HDDCT例如由包含處理器的片上系統(tǒng)(SoC)配置。高速緩存存儲器CMEM、讀取/寫入裝置RWIC以及電機驅(qū)動裝置MDIC由例如不同的半導(dǎo)體芯片配置。
[0039]磁盤機構(gòu)DSKM具有磁盤DSK、主軸電機SPM、磁頭HD、臂機構(gòu)AM、音圈電機VCM、以及斜坡機構(gòu)RMP。主軸電機SPM旋轉(zhuǎn)磁盤DSK。音圈電機VCM經(jīng)由臂機構(gòu)AM控制磁頭HD在磁盤DSK徑向上的位置。磁頭HD在由音圈電機VCM確定的預(yù)定位置處從磁盤DSK讀取數(shù)據(jù)/向磁盤DSK寫入數(shù)據(jù)。斜坡機構(gòu)RMP是在數(shù)據(jù)讀取/寫入不被執(zhí)行的情況下磁頭HD的避退位置。
[0040]電機驅(qū)動裝置MDIC具有數(shù)據(jù)/模擬轉(zhuǎn)換器DAC以及VCM驅(qū)動器VCMDV以驅(qū)動音圈電機VCM。電機驅(qū)動裝置MDIC還具有SPM控制器SPMCT、采樣和保持電路SH、感測放大器電路SA、模擬/數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器ADC、SPM驅(qū)動器SPMDV、以及反電動勢檢測器BEMFD以驅(qū)動主軸電機SPM。另夕卜，電機驅(qū)動裝置MDIC具有串行的IF&寄存器單元SIFREG以設(shè)置主軸電機SPM、音圈電機VCM等的驅(qū)動條件。
[0041 ] 讀取/寫入裝置RWIC驅(qū)動磁頭HD并且使磁頭HD讀取/寫入數(shù)據(jù)。HDD控制器HDDCT控制整個HDD裝置。例如，通過執(zhí)行與串行的IF&寄存器單元SIFREG的通信，HDD控制器HDDCT向電機驅(qū)動裝置MDIC給出主軸電機SPM、音圈電機VCM的驅(qū)動條件等的指示。例如，HDD控制器HDDCT向讀取/寫入裝置RWIC給出讀取/寫入數(shù)據(jù)的指示。在此時，向讀取/寫入裝置RWIC指示的寫入數(shù)據(jù)和經(jīng)由讀取/寫入裝置RWIC來自于磁頭HD的讀取數(shù)據(jù)被保持在高速緩存存儲器CMHM中。
[0042]下面，將簡要描述HDD裝置的一般操作。電機驅(qū)動裝置MDIC從HDD控制器HDDCT接收啟動主軸電機SPM的指示，并且通過使用由SPM控制器SPMCT生成的PffM信號，經(jīng)由SPM驅(qū)動器SPMDV驅(qū)動主軸電機SPM。電流檢測電阻器RNF檢測主軸電機SPM的驅(qū)動電流。
[0043]由采樣和保持電路SH、感測放大器電路SA以及模擬/數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器ADC將電機的驅(qū)動電流轉(zhuǎn)換為數(shù)字值?；隍?qū)動電流的檢測值(數(shù)字值)與作為驅(qū)動電流的目標值的電流指示值，SPM控制器SPMCT生成用于減小誤差的P麗信號。例如由HDD控制器HDDCT指示電流指示值。
[0044]反電動勢檢測器ΒΕΜΠ)通過檢測主軸電機SPM的反電動勢(B-EMF)對主軸電機SPM的旋轉(zhuǎn)位置進行檢測。SPM控制器SPMCT通過根據(jù)電機的旋轉(zhuǎn)位置，在適當?shù)臅r機向SPW驅(qū)動器SPMDV輸出用于使電機的驅(qū)動電流接近于電流指示值的Pmi信號，控制主軸電機SPM(即，磁盤DSK)以額定速度轉(zhuǎn)動。
[0045]在主軸電機SPM達到額定速度的旋轉(zhuǎn)狀態(tài)后，VCM驅(qū)動器VCMDV將磁頭HD移動到磁盤DSK上，并且磁頭HD從磁盤DSK讀取數(shù)據(jù)/向磁盤DSK寫入數(shù)據(jù)。為了提高磁頭HD定位的精度，另外為了提高VCM驅(qū)動器VCMDV控制的精度，減少主軸電機SPM的振動是一個重要的因素。使用根據(jù)將在后面描述的實施例的電機驅(qū)動方法是有益的。
[0046]電機驅(qū)動裝置的主要部分的配置和操作
[0047]圖2是示出圖1的電機驅(qū)動裝置的主要部分的配置示例的功能框圖。圖4到圖7是示出圖2的正弦波驅(qū)動電壓控制器SINCT的操作原理的說明圖。在圖2中，在圖1的電機驅(qū)動裝置MDIC中，SPM控制器SPMCT、SPM驅(qū)動器SPMDV、串行的IF&寄存器單元SIFREG、采樣和保持電路SH、感測放大器電路SA以及模擬/數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器ADC被示出。另外，被提供處于電機驅(qū)動裝置MDIC外部的電流檢測電阻器RNF，以及磁盤機構(gòu)DSKM中的主軸電機SPM被示出。
[0048]如上所述，電流檢測電阻器RNF執(zhí)行對主軸電機SPM的驅(qū)動電流的檢測以及電壓轉(zhuǎn)換，采樣和保持電路SH在預(yù)定時機保持所檢測的電壓。感測放大器電路SA放大保持的檢測電壓，而模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器ADC將放大的電壓轉(zhuǎn)換為數(shù)字值。SPM控制器SPMCT具有PLL控制器PLLCT、電流誤差檢測器ERRDET、進角控制器PHCT、PI補償器PICP、正弦波驅(qū)動電壓控制器SINCT、以及輸出控制器0UTCT。
[0049]基于圖1示出的反電動勢檢測器ΒΕΜΠ)的檢測信號(具體地，具有根據(jù)旋轉(zhuǎn)速度的頻率的時鐘信號)，PLL控制器PLLCT生成與檢測信號同步的定時信號。PLL控制器PLLCT基于定時信號控制輸出控制器OUTCT的通電時機，并且向進角控制器PHCT輸出旋轉(zhuǎn)周期計數(shù)值NCNT ο旋轉(zhuǎn)周期計數(shù)值NCNT是通過由數(shù)字控制的參考時鐘對與反電動勢檢測器ΒΕΜΠ)的檢測信號的一個周期長度成比例的時間進行計數(shù)而得到的值。
[0050]電流誤差檢測器ERRDET通過使用減法器(誤差檢測器)SB1檢測在電流指示值SPNCRNT與模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器ADC輸出的數(shù)字值(S卩，電機的驅(qū)動電流的檢測值)之間的誤差。如上所述，例如由圖1的HDD控制器HDDCT指示電流指示值SPNCRNT。例如，HDD控制器HDDCT接收電機的旋轉(zhuǎn)速度的檢測結(jié)果(未示出)，并且通過預(yù)定的算術(shù)運算生成用于將旋轉(zhuǎn)速度設(shè)置為目標旋轉(zhuǎn)速度的電流指示值SPNCRNT。
[0051]PI補償器PICP使用由電流誤差檢測器ERRDET檢測到的誤差值作為輸入，執(zhí)行比例(P)積分(I)控制，以計算反映電流誤差的PWM占空值PWMD13PI補償器PICP將PffM占空值PWMD乘以預(yù)定的PWM周期計數(shù)值，來計算PWM導(dǎo)通計數(shù)值。PWM周期計數(shù)值是通過將PWM信號的一個周期的長度轉(zhuǎn)換為數(shù)字控制的參考時鐘的計數(shù)值而得到的值，PWM導(dǎo)通計數(shù)值是通過將PWM信號的一個周期中的導(dǎo)通時間段轉(zhuǎn)換為計數(shù)值而得到的值。
[0052]正弦波驅(qū)動電壓控制器(占空指示器)SINCT從PI補償器PICP接收PffM導(dǎo)通計數(shù)值，并且生成針對每個PWM周期的占空指示值，所述占空指示值是將三相(u相、V相和w相)正弦波電壓施加到主軸電機SPM所需要的。占空指示值表示導(dǎo)通時間段在PWM周期中所占的比例。具體地，正弦波驅(qū)動電壓控制器SINCT具有PffM模式發(fā)生器PPG和軟模式發(fā)生器SPG，PWM模式發(fā)生器PPG生成針對PffM模式的占空指示值PWMP，而軟模式發(fā)生器SPG生成針對軟模式(SPl和SP2)的占空指示值PffMP。
[0053]PWM模式發(fā)生器PPG和軟模式發(fā)生器SPG按照圖4到圖7所示的原理生成占空指示值。圖4示出在應(yīng)用所謂的正弦波驅(qū)動方法(S卩，控制電機驅(qū)動電流變?yōu)檎也ㄐ螤畹姆椒?作為針對主軸電機SPM的驅(qū)動方法的情況下，被施加到主軸電機SPM的理想三相正弦電壓Vu、Vv和Vw0
[0054]圖5示出在將圖4所示的三相正弦電壓Vu、Vv和Vw的電壓最小相固定為接地電源電壓GND(在說明書中被稱作GND固定)的情況下，各相的電壓波形。例如，在圖4中，在電氣角度為210度到330度的時間段內(nèi)，u相是電壓的最小相。在圖5中，在此時間段內(nèi)將GND固定施加至IJu相的正弦電壓Vu的情況下，V相和w相的相對電壓波形被示出。在以與圖5的情況類似的方式，將圖4所示的三相正弦電壓Vu、Vv、和Vw的電壓最大相固定為電源電壓VM的情況下，各相的電壓波形在圖6中被示出。
[0055]在每60度的電氣角度交替地施加圖5的GND固定和圖6的VM固定的情況下，得到如圖7所示的電壓波形。如圖7所示，u相(V相與w相也同樣)的電壓波形可以通過SPl模式、PWM模式、SP2模式、這些模式的對稱模式、VM固定以及GND固定而生成。圖7所示的電氣角度由O度到360度的時間段對應(yīng)于例如大約100個PffM周期的時間段。
[0056]例如，在圖7所示的時間段TI的PWM周期中，在GND固定被施加到V相的狀態(tài)中，將PWM模式施加到u相并且將SP2對稱模式施加至IJw相是足夠的。在時間段T2的PffM周期中，在將VM固定施加V相的狀態(tài)中，將PffM對稱模式施加至IJu相并且將SP2模式施加至IJw相是足夠的。類似地，在每一個PffM周期中，將GND固定或VM固定施加到三相中的任一相，將PffM模式或PffM對稱模式施加到另一相，并且將SPl模式、SP2模式或這些模式中任一個的對稱模式施加到剩下一相是足夠的。
[0057]例如，基于這樣的原理，PffM模式發(fā)生器PPG將針對每一個PffM周期的占空指示值預(yù)先保持在表中等，以實現(xiàn)圖7所示的PWM模式的電壓波動，并且基于所述表生成占空指示值PffMP ο占空指示值PffMP實際上由基于數(shù)字控制的參考時鐘的計數(shù)值表示，但并不限于此。
[0058]例如，在表中，標準化的占空指示值(例如，計數(shù)值)被保持。PWM模式發(fā)生器PPG通過基于來自PI補償器PICP的PWM導(dǎo)通計數(shù)數(shù)量執(zhí)行對標準化的占空指示值的加權(quán)，生成占空指示值PWMP。因此，PWM模式發(fā)生器PPG可以生成用于執(zhí)行正弦波驅(qū)動主軸電機SPM的占空指示值PWMP，其中電流誤差被反映。
[0059]類似地，軟模式發(fā)生器SPG將針對每一個PWM周期的占空指示值預(yù)先保持在表中，例如用以實現(xiàn)圖7所示的軟模式(SPl模式和SP2模式)下的電壓波動，并且基于所述表生成占空指示值(例如，計數(shù)值)S0FTP。軟模式發(fā)生器SPG還以與PWM模式發(fā)生器PPG類似的方式執(zhí)行加權(quán)，因此可以生成用于執(zhí)行正弦波驅(qū)動主軸電機SPM的占空指示值S0FTP，在其中電流誤差被反映。
[0060]輸出控制器OUTCT具有PffM校正器PffMCP和PffM信號發(fā)生器PffMG C3PffM校正器PWMCP具有PffMP校正器PPCP和SOFTP校正器，后面將詳細描述，并且校正來自正弦波驅(qū)動電壓控制器(占空指示單元)SINCT的占空指示值P麗P和SOFTP，并且輸出校正后的占空指示值P麗R和SOFTR0
[0061 ] 基于校正后的占空指示值PffMR和SOFTR，PWM信號發(fā)生器PffMG針對u相生成PffM信號PWM0N_M0Du，針對V相生成FffM信號FffM0N_M0Dv，針對w相生成FffM信號FffM0N_M0Dw。具體地，PWM信號發(fā)生器PWMG基于圖7的驅(qū)動方法，將三相PffM信號中的任一相固定到每個PffM周期中的導(dǎo)通時間段或關(guān)斷時間段(即，執(zhí)行VM固定或GND固定)JWM信號發(fā)生器PWMG根據(jù)校正后的占空指示值PffMR和SOFTR中的一個確定另一相的PffM信號的導(dǎo)通時間段，并且根據(jù)校正后的占空指示值PffMR和SOFTR中的另一個確定剩下一相的PWM信號的導(dǎo)通時間段。
[0062]在此時，PWM信號發(fā)生器PffMG有必要每60度地交替切換GND固定和VM固定，如圖7所示。P麗信號發(fā)生器PWMG基于來自PLL控制器PLLCT的通電時機執(zhí)行每60度的切換。如上所述，從正弦波驅(qū)動電壓控制器SINCT輸出與PWM模式和軟模式對應(yīng)的占空指示值PWMP和S0FTP。但是在實際上，如圖7所示，P麗模式和軟模式的對稱模式也是有必要的。P麗信號發(fā)生器PffMG在內(nèi)部通過數(shù)字計算計算與對稱模式對應(yīng)的占空指示值，還生成反映這些指示值的PffM信號。
[0063]如上所述，通過使用圖7的驅(qū)動方法，針對PffM信號發(fā)生器PffMG足夠的是，具有2個，而非3個，基于校正后的占空指示值(計數(shù)值)生成PWM信號的實際電路，從而可以減小電路面積。由于通過使用圖7的驅(qū)動方法，用來自VM固定或GND固定的幅值執(zhí)行控制，因此針對電源電壓裕度是有利的，這樣可以增大電機轉(zhuǎn)矩常數(shù)，并且可以減小電力消耗。
[0064]圖3是示出圖2的SPM驅(qū)動器SPMDV的配置示例的電路框圖。SPM驅(qū)動器SPMDV具有前置驅(qū)動器單元I3DVBK和換流器INVBK。換流器單元INVBK具有針對u相的半橋電路HBu，具有針對V相的半橋電路HBv，具有針對w相的半橋電路HBw。
[0065]針對u相的半橋電路HBu具有高壓側(cè)晶體管Mlu和低壓側(cè)晶體管M2u。類似地，針對V相的半橋電路HBv具有高壓側(cè)晶體管Ml V和低壓側(cè)晶體管M2v，針對w相的半橋電路HBw具有高壓側(cè)晶體管Mlw和低壓側(cè)晶體管M2w。在這種情況下，高壓側(cè)晶體管Mlu、Mlv和Mlw與低側(cè)晶體管M2u、M2 V、和M2w是nMOS晶體管。
[0066]高壓側(cè)晶體管(nMOS晶體管)Mlu、Mlv、Mlw的漏極共同與電源電壓VM相耦接，而低壓側(cè)晶體管(nMOS晶體管)M2u、M2v、M2w的源極共同與電機的接地端MGND相耦接。高壓側(cè)晶體管Mlu的源極與低壓側(cè)晶體管M2u的漏極耦接到u相的驅(qū)動輸出端(OUTu)。類似地，高壓側(cè)晶體管Ml V與低壓側(cè)晶體管M2v耦接到V相的驅(qū)動輸出端(OUTv)，而高壓側(cè)晶體管Mlw與低壓偵帳體管M2w耦接到w相的驅(qū)動輸出端(OUTw)。電機的接地端MGND經(jīng)由電流檢測電阻器RNF與接地電源電壓GND耦接。
[0067]u相的驅(qū)動輸出端(OUTu)、V相的驅(qū)動輸出端(OUTv)、以及w相的驅(qū)動輸出端(OUTw)分別與主軸電機SPM中u相的驅(qū)動輸入端PINu、V相的驅(qū)動輸入端PINv、以及w相的驅(qū)動輸入端P INw相親接。主軸電機SPM包括均等親接成Y形的u相線圈Lu、V相線圈Lv、以及w相線圈Lw。
[0068]前置驅(qū)動器單元roVBK具有u相的前置驅(qū)動器PDVu、v相的前置驅(qū)動器PDVv、以及w相的前置驅(qū)動器PDVw13U相的前置驅(qū)動器PDVu基于來自P麗信號發(fā)生器PffMG的u相的P麗0N_MODu信號，驅(qū)動u相的半橋電路HBu。類似地，V相的前置驅(qū)動器I3DVv和w相的前置驅(qū)動器H) Vw分別基于V相的PffM信號PWM0N_M0Dv和w相的PffM信號PWM0N_M0Dw，驅(qū)動v相的半橋電路HBv和w相的半橋電路HBw。
[0069]再回到圖2，如上所述，在P麗信號發(fā)生器PWMG每60度地執(zhí)行切換時，向SPM驅(qū)動器SPMDV輸出PffM信號。由于電機驅(qū)動電流具有正弦波的形狀，因此作為由電流檢測電阻器RNF檢測到的電流，檢測到如下電流即，多個波以60度的周期重復(fù)，其中每個波具有頂點。電流誤差檢測器ERRDET具有指示電流校正器CRNTCP，它生成通過復(fù)制正弦波的波形得到的數(shù)字模式。電流誤差檢測器ERRDET將電流指示值SPNCRNT與來自指示電流校正器CRNTCP的數(shù)字模式相乘，并且將相乘結(jié)果輸出到減法器SBl以代替電流指示值SPNCRNT。
[0070]進角控制器PHCT具有驅(qū)動電壓相位發(fā)生器PHG和峰值存儲器PKHD。驅(qū)動電壓相位發(fā)生器PHG向正弦波驅(qū)動電壓控制器SINCT輸出相位信息0drv，以執(zhí)行所謂的進角控制。正弦波驅(qū)動電壓控制器SINCT基于相位信息0drv變換PffM模式和軟模式，并且通過使用變換后的模式生成占空指示值PWMP和SOFTP。
[0071 ]更具體地，主軸電機SPM由等效電路表示，等效電路除了圖3所示的線圈Lv、Lu和Lw，還包括生成反向電動勢(B-EMF)的交流電壓源和電阻器。為了最大化電機的轉(zhuǎn)矩，等效電路中流過的電流的相位有必要與交流電壓源(反向電動勢(B-EMF))的相位相匹配。因此，正弦波驅(qū)動電壓控制器SINCT有必要對電機施加一個相位超前于交流電壓源(反向電動勢(B-EMF))相位的正弦電壓。相位信息0drv表示超前相位的幅值。
[0072]具體地，驅(qū)動電壓相位發(fā)生器PHG通過執(zhí)行預(yù)定的算術(shù)運算計算相位信息Qdrv，在預(yù)定的算術(shù)運算中，使用電機驅(qū)動電流的幅值ISPNOUT和旋轉(zhuǎn)周期計數(shù)值NCNT (S卩，電機的旋轉(zhuǎn)速度)作為變量，并且使用在上述等效電路中的電阻器的電阻值、線圈的電感值等作為常數(shù)。峰值存儲器PKHD根據(jù)來自指示電流校正器CRNTCP的觸發(fā)信號UPADC，存儲來自模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器ADC的數(shù)字值，從而確定在驅(qū)動電壓相位發(fā)生器PHG中使用的幅值ISPNOUTt^U如，指示電流校正器CRNTCP在生成的數(shù)字模式的最大幅值的位置處輸出觸發(fā)信號UPADC。
[0073]IF&寄存器單元SIFREG具有串行端口 SIF和經(jīng)由串行端口 SIF訪問的參數(shù)設(shè)置寄存器REG。參數(shù)設(shè)置寄存器REG保持，例如由圖1的HDD控制器HDDCT設(shè)置的相位設(shè)置參數(shù)Kl和K2、和電流控制參數(shù)Kcp和Kci。在驅(qū)動電壓相位發(fā)生器PHG中使用相位設(shè)置參數(shù)Kl和K2，這些參數(shù)表示電阻值、電感值等的常數(shù)。電流控制參數(shù)Kcp和Kci被PI補償器器PICP使用。另外，如下面將描述的細節(jié)，參數(shù)設(shè)置寄存器REG保持在HVM補償器PWMCP中使用的HVM校正參數(shù)KREVxx0
[0074]前置驅(qū)動器的配置和示意性操作
[0075]圖8是示出圖3的SPM驅(qū)動器SPMDV的每一相的前置驅(qū)動器的配置示例的電路圖。在圖3中，U相的前置驅(qū)動器rovu，v相的前置驅(qū)動器PDVv，以及W相的前置驅(qū)動器rovw中的每一個具有如圖8所示的配置。圖8的前置驅(qū)動器PDV具有用于驅(qū)動高壓側(cè)晶體管(nMOS晶體管)Ml的電流鏡像電路CMR10、CMR11和CMR12以及電阻器R1，用于驅(qū)動低壓側(cè)晶體管(nMOS晶體管)M2的電流鏡像電路CMR20、CMR21和CMR22以及電阻器R2。高壓側(cè)晶體管Ml和低壓側(cè)晶體管M2向驅(qū)動輸出端輸出驅(qū)動輸出信號OUT。
[0076]前置驅(qū)動器PDV還具有用于控制高壓側(cè)晶體管Ml的導(dǎo)通/關(guān)斷的開關(guān)SWlO和SWll以及兩個參考電流源(Ib)，用于控制低壓側(cè)晶體管M2的導(dǎo)通/關(guān)斷的開關(guān)SW20和SW21以及兩個參考電流源(lb)。另外，前置驅(qū)動器rov具有用于控制SW10、SW11、SW20和SW20的導(dǎo)通/關(guān)斷的控制邏輯電路LGCl以及三個比較器電路CMP1、CMP10和CMP20。
[0077]在高壓側(cè)，電流鏡像電路CMRlO由pMOS晶體管MPlO和MPl I配置，電流鏡像電路〇1?11由口]?05晶體管10312和]\0313配置，而電流鏡像電路01?12由11]\105晶體管麗10和麗11配置。類似地，在低壓側(cè)，電流鏡像電路CMR20由pMOS晶體管MP20和MP21配置，電流鏡像電路CMR21由pMOS晶體管MP22和MP23配置，而電流鏡像電路CMP22由nMOS晶體管MN20和MN21配置。
[0078]與高壓側(cè)相對應(yīng)的兩個開關(guān)SWlO和SWl I被互補地控制為導(dǎo)通/關(guān)斷。在開關(guān)SWlO導(dǎo)通的情況下(SW11關(guān)斷)，電流鏡像電路CMRlO被激活，而電流鏡像電路CMRlI和CMR12被禁用。具體地，響應(yīng)于開關(guān)SWlO變?yōu)閷?dǎo)通，參考電流Ib被輸入到電流鏡像電路CMRlO中pMOS晶體管MPlO，而根據(jù)電流鏡像電路CMRlO的電流比(晶體管的尺寸比)的電流被傳遞到pMOS晶體管MP11。因此，高壓側(cè)晶體管Ml的柵極和源極之間的電容被充電，并且高壓側(cè)晶體管Ml被控制處于導(dǎo)通狀態(tài)。
[0079]另一方面，在開關(guān)SWlI導(dǎo)通的情況下(SWlO關(guān)斷)，電流鏡像電路CMR10禁用，而電流鏡像電路CMRl I和CMR12被激活。具體地，響應(yīng)于開關(guān)SWl I變?yōu)閷?dǎo)通，參考電流Ib被輸入到電流鏡像電路CMR11的pMOS晶體管MP12，而根據(jù)電流鏡像電路CMR11的電流比的電流被傳遞至丨JpMOS晶體管MP13。電流鏡像電路CMR12通過nMOS晶體管麗10接收電流，并且將此電流傳遞到nMOS晶體管MNl I。因此，在高壓側(cè)晶體管Ml的柵極和源極之間的電容放電，而高壓側(cè)晶體管Ml被控制處于關(guān)斷狀態(tài)。另外，放電操作在經(jīng)由具有較大電阻值的電阻器Rl的路徑中執(zhí)行。
[0080]同樣在低壓側(cè)中，用與高壓側(cè)的情況的配置類似的配置執(zhí)行類似的操作。簡要地說明，首先，與低壓側(cè)對應(yīng)的兩個開關(guān)SW20和SW21被互補地控制為導(dǎo)通/關(guān)斷。在開關(guān)SW20導(dǎo)通的情況下(SW21關(guān)斷)，電流鏡像電路CMR20被激活，而電流鏡像電路CMR21和CMR22被禁用。具體地，響應(yīng)于開關(guān)SW20變?yōu)閷?dǎo)通，電流鏡像電路CMR20以預(yù)定的電流比輸出輸入?yún)⒖茧娏鱨b。因此，在低壓側(cè)晶體管M2的柵極和源極之間的電容充電，低壓側(cè)晶體管M2被控制處于導(dǎo)通狀態(tài)。
[0081 ]另一方面，在開關(guān)SW21導(dǎo)通的情況下(SW20關(guān)斷)，電流鏡像電路CMR20被禁用，而電流鏡像電路C M R 21和C M R 2 2被激活。具體地，響應(yīng)于開關(guān)S W 21變?yōu)閷?dǎo)通，電流鏡像電路CMR21以預(yù)定的電流比輸出輸入?yún)⒖茧娏鱨b。電流鏡像電路CMR22接收電流，并且以預(yù)定的電流比將電流送回。因此，在低壓側(cè)晶體管M2的柵極和源極之間的電容放電，低壓側(cè)晶體管M2被控制處于關(guān)斷狀態(tài)。另外，放電操作在包括具有較大的電阻值的電阻器R2的路徑中執(zhí)行。
[0082 ]高壓側(cè)晶體管Ml和低壓側(cè)晶體管M2的柵極和源極之間的電容的充電時間和放電時間可以根據(jù)參考電流Ib的幅值進行適當?shù)卣{(diào)節(jié)。高壓側(cè)晶體管Ml的電源電壓VM是5V等，而低壓側(cè)的電流鏡像電路CMR20和CMR21的電源電壓VAL也是5V等，但不限于此。另一方面，高壓側(cè)的電流鏡像電路CMRl O和CMRl I的電源電壓VAH是1V等。
[0083]比較器電路CMP10對高壓側(cè)晶體管Ml的柵-源極間電壓與預(yù)定的閾值電壓Vth進行比車父，從而檢測尚壓側(cè)晶體管Ml的關(guān)斷狀態(tài)。在檢測到尚壓側(cè)晶體管Ml的關(guān)斷狀態(tài)的時間段期間，比較器電路CMP1將高壓側(cè)的關(guān)斷檢測信號U0FFDET置位為“H”位。類似地，在檢測到低壓側(cè)晶體管M2的關(guān)斷狀態(tài)的時間段期間，比較器電路CMP20將低壓側(cè)的關(guān)斷檢測信號L0FFDET置位為“H”位。
[0084]比較器電路CMPI對驅(qū)動輸出信號OUT與中間電壓Vm進行比較，并且輸出輸出檢測信號0UTDET。中間電壓Vm被確定為驅(qū)動輸出信號OUT的最大電壓和最小電壓的中間值。因此，輸出檢測信號OUTDET的占空表示驅(qū)動輸出信號OUT的占空?？刂七壿嬰娐稬GCl接收PWM信號PWM0N_M0D、高壓側(cè)關(guān)斷檢測信號U0FFDET以及低壓側(cè)關(guān)斷檢測信號L0FFDET，并且輸出低壓側(cè)導(dǎo)通信號LON和高壓側(cè)導(dǎo)通信號U0N。
[0085]具體地，控制邏輯電路LGCl僅僅在PffM信號PWM0N_M0D處在“H”位、并且低壓側(cè)關(guān)斷檢測信號L0FFDET處在“H”位(置位)的時間段中，將高壓側(cè)導(dǎo)通信號UON置位為“H”位。響應(yīng)于對高壓側(cè)導(dǎo)通信號UON的置位，開關(guān)SWlO被控制為導(dǎo)通(開關(guān)SWll被控制為關(guān)斷)。控制邏輯電路LGCl僅僅在P麗信號P麗0N_M0D處在“L”位，并且高壓側(cè)關(guān)斷檢測信號U0FFDET處在“H”位(置位)時，將低壓側(cè)導(dǎo)通信號LON置位為“H”位。響應(yīng)于對低壓側(cè)導(dǎo)通信號LON的置位，開關(guān)SW20被控制為導(dǎo)通(開關(guān)SW21被控制為關(guān)斷)。
[0086]因此，作為示意性操作，在P麗信號PWM0N_M0D處在“H”位的時間段中，高壓側(cè)晶體管Ml被控制為導(dǎo)通(低壓側(cè)晶體管M2被控制為關(guān)斷)，驅(qū)動輸出信號OUT變?yōu)椤癏”位(幾乎達到電源電壓VM的電平)。另一方面，在PWM信號PWM0N_M0D處在“L”位的時間段中，低壓側(cè)晶體管M2被控制為導(dǎo)通(高壓側(cè)晶體管Ml被控制為關(guān)斷)，驅(qū)動輸出信號OUT變?yōu)椤癓”位(幾乎達到接地電源電壓GND的電平)。
[0087]伴隨著這樣的操作，理想的是，驅(qū)動輸出信號OUT的占空變?yōu)榕cHVM信號PWM0N_M0D的占空相等。如上所述，當使用PWM信號的占空PWM0N_M0D時，可以高精度地正弦波驅(qū)動主軸電機SPM。因此，如果驅(qū)動輸出信號OUT的占空與PffM信號PWM0N_M0D的占空相等，則通過提高正弦波驅(qū)動的精度，主軸電機SPM的振動和噪聲可以被減小。但是實際上，在這兩個占空之間可能存在誤差，如將在下面描述的那樣。
[0088]前置驅(qū)動器的詳細操作
[0089]圖9A是示出圖3的SPM驅(qū)動器SPMDV在電流上拉時的操作示例的說明圖，而圖9B是示出與圖9A的操作對應(yīng)的前置驅(qū)動器的詳細操作示例的波形圖。圖9A示出在圖3的SPM驅(qū)動器SPMDV中u相的高壓側(cè)晶體管Mlu和低壓側(cè)晶體管M2u，v相的高壓側(cè)晶體管Mlv和低壓側(cè)晶體管M2v的引出部分。電流上拉的時間表示，例如，在其中三相的驅(qū)動輸出信號OUT中的一相(此種情況下，V相)被確定為GND固定，而其它兩相(此種情況下，u相和w相)的高壓側(cè)晶體管被PWM信號控制的狀態(tài)。
[0090]在圖9Α的示例中，V相的低壓側(cè)晶體管M2V被固定處于導(dǎo)通狀態(tài)，因此V相的驅(qū)動輸出信號OUTv被確定為GND固定，在這種狀態(tài)下u相的高壓側(cè)晶體管Mlu被PffM信號控制。在PWM信號的導(dǎo)通時間段中，u相的高壓側(cè)晶體管Mlu被控制處于導(dǎo)通狀態(tài)，低壓側(cè)晶體管M2u被控制處于關(guān)斷狀態(tài)。在導(dǎo)通的時間段中，高壓側(cè)晶體管Mlu變?yōu)轵?qū)動晶體管。通過配置將電流供應(yīng)給固定在導(dǎo)通狀態(tài)的低壓側(cè)晶體管Μ2ν的路徑，驅(qū)動電流(上拉電流)Id被傳遞到主軸電機SPM。
[0091]另一方面，在PWM信號的關(guān)斷時間段中，u相的高壓側(cè)晶體管Mlu被控制為關(guān)斷，而低壓側(cè)晶體管M2u被控制為導(dǎo)通。在關(guān)斷的時間段中，低壓側(cè)晶體管M2u變?yōu)樵偕w管，并且與被固定為導(dǎo)通狀態(tài)的低壓側(cè)晶體管Μ2ν共同傳遞來自主軸電機的再生電流Ir。低壓側(cè)晶體管M2u實際上具有體二極管D2u，并且還可以經(jīng)由體二極管D2u傳遞再生電流Ir。
[0092]圖9B示出在導(dǎo)通狀態(tài)(對應(yīng)于時間段Tla)的u相的高壓側(cè)晶體管Mlu被控制為關(guān)斷狀態(tài)(對應(yīng)于時間段Tlb)，并且再次被控制為導(dǎo)通狀態(tài)(對應(yīng)于時間段Tlc)的情況下，u相的前置驅(qū)動器PDVu的操作波形示例。為了方便起見，圖9B的時間段Tla、Tlb和Tlc中的每一個被表示為穩(wěn)定狀態(tài)的時間段。在圖9B中，特別地示出了在兩個穩(wěn)定狀態(tài)之間的轉(zhuǎn)換時間段的狀態(tài)。
[0093]如時間段Tla所示，在P麗信號PWM0N_M0Du的導(dǎo)通狀態(tài)(在這種情況下對應(yīng)于“H”位)中，驅(qū)動輸出信號OUTu的電壓電平變?yōu)椤癡M-1d X Ronl”(Ronl表示Mlu的導(dǎo)通阻值)。在這種狀態(tài)下，當HVM信號PWM0N_M0Du從導(dǎo)通時間段變換為關(guān)斷時間段(對應(yīng)于“L”位)時，高壓側(cè)的導(dǎo)通信號UON被反向置為“L”位。作為響應(yīng)，高壓側(cè)晶體管Mlu的柵-源極間的電容放電，柵-源級間的電壓Vgs降低。
[0094]當可以由高壓側(cè)晶體管Mlu提供的電流減小到驅(qū)動電流Id時，驅(qū)動輸出信號OUTu減小并且變?yōu)樨撾妷?，因此來自電機的再生電流Ir開始在包括體二極管D2u的路徑中流動。因此，驅(qū)動輸出信號OUTu變?yōu)椤癎ND-Vf2”(Vf2表示體二極管D2u的正向電壓)。在下降的時間段中，高壓側(cè)晶體管Mlu的源-漏極間電壓波動(升高)，因此柵-源極間電壓Vgs在晶體管寄生電容的充電/放電等的影響下，保持基本恒定。當驅(qū)動輸出信號OUTu的下降停止時，高壓側(cè)晶體管Mlu的柵-源極間電壓Vgs再次降低到0V。
[0095]在圖9B中，從P麗信號PWM0N_M0Du由導(dǎo)通時間段(“H”位)變換到關(guān)斷時間段(“L”位)的時間點，到驅(qū)動輸出信號OUTu開始下降的時間點之間的延遲時間被表示為tdUl。從驅(qū)動輸出信號OUTu開始下降的時間點，直到驅(qū)動輸出信號OUTu下降到中間電壓Vm的時間點之間的延遲時間被表示為tdOl。在這種情況下，在PffM信號PWM0N_M0Du由導(dǎo)通時間段變換為關(guān)斷時間段時開始經(jīng)過延遲時間tdAl ( = tdUl+tdOl)之后，驅(qū)動輸出信號OUTu下降。
[0096]在這之后，當高壓側(cè)晶體管Mlu的柵-源極間電壓Vgs降低到閾值電壓Vth以下時，高壓側(cè)的關(guān)斷檢測信號U0FFDET被置位為“H”位，作為對此的響應(yīng)，低壓側(cè)的導(dǎo)通信號LON被置位為“H”位。因此，在低壓側(cè)晶體管M2u中，柵-源極間電容充電，柵-源極間電壓Ygs升高到最大電壓水平(=VAL)。當?shù)蛪簜?cè)晶體管M2u變?yōu)閷?dǎo)通時，再生電流Ir流經(jīng)低壓側(cè)晶體管M2u。因此，如時間段Tlb所示，驅(qū)動輸出信號OUTu的電壓水平變?yōu)椤癎ND-1r X Ron2”(Ron2表示M2u的導(dǎo)通阻值)。
[0097]當PWM信號PWM0N_M0Du由關(guān)斷時間段變換為導(dǎo)通時間段時，低壓側(cè)的導(dǎo)通信號LON被反向置為“L”位。作為對此的響應(yīng)，在低壓側(cè)晶體管M2u中，柵-源極間電壓Vgs降低到0V。當?shù)蛪簜?cè)晶體管M2u的柵-源極間電壓降低到閾值電壓Vth以下時，低壓側(cè)關(guān)斷檢測信號L0FFDET被置位為“H”位，并且作為響應(yīng)，高壓側(cè)導(dǎo)通信號UON被置位為“H”位。
[0098]因此，在高壓側(cè)晶體管Mlu中，柵-源極間電壓Vgs升高，高壓側(cè)晶體管Mlu可以供應(yīng)的電流增大。當高壓側(cè)晶體管Mlu可以供應(yīng)的電流增大到驅(qū)動電流可以被傳遞到電機的水平時，通過使用高壓側(cè)晶體管Mlu，電機再生操作變換為電機驅(qū)動操作。
[0099]當電機再生操作變換為電機驅(qū)動操作時，驅(qū)動輸出信號OUTu升高到“VM-1dXRonl”，伴隨著高壓側(cè)晶體管Mlu的驅(qū)動電流Id。在上升時間段中，在高壓側(cè)晶體管Mlu中，源-漏極間電壓波動(降低)，因此柵-源極間電壓Vgs保持基本恒定。當驅(qū)動輸出信號OUTu的上升停止時，高壓側(cè)晶體管Mlu的柵-源極間電壓Vgs再次升高到最大電壓水平(幾乎等于VAH-VM)，并達到穩(wěn)定狀態(tài)的時間段Tic。
[0100]在圖9B中，從P麗信號PWM0N_M0Du由關(guān)斷時間段(“L”位)變換到導(dǎo)通時間段(“H”位)的時間點，到低壓側(cè)晶體管M2u由導(dǎo)通狀態(tài)變換到關(guān)斷狀態(tài)(S卩:L0FFDET被置位)的時間點之間的延遲時間被表示為tdL2。從低壓側(cè)晶體管M2u變換到關(guān)斷的時間點，直到響應(yīng)于高壓側(cè)晶體管Mlu由關(guān)斷到導(dǎo)通的變換，驅(qū)動輸出信號OUTu開始上升的時間點之間的延遲時間被表示為tdU2。
[0101]另外，從驅(qū)動輸出信號OUTu開始上升的時間點到驅(qū)動輸出信號OUTu上升到中間電壓Vm的時間點之間的延遲時間被表示為td02 ο在這種情況下，從PffM信號PWM0N_M0Du由關(guān)斷時間段變換到導(dǎo)通時間段開始經(jīng)過延遲時間tdA2(=tdL2+tdU2+td02)之后，驅(qū)動輸出信號OUTu上升。
[0102]如上所述，在高壓側(cè)晶體管Mlu執(zhí)行電流上拉操作的情況下，在驅(qū)動輸出信號OUTu中，在PffM信號PWM0N_M0Du從導(dǎo)通時間段到關(guān)斷時間段的變換時間點處，延遲時間tdAl的下降延遲出現(xiàn)，并且在從關(guān)斷時間段到導(dǎo)通時間段的變換時間點處，延遲時間tdA2的上升延遲出現(xiàn)。根據(jù)圖9B理解到，延遲時間tdA2長于延遲時間tdAl。
[0103]原因在于，在控制驅(qū)動晶體管(在這種情況下，高壓側(cè)晶體管Mlu)從關(guān)斷狀態(tài)變?yōu)閷?dǎo)通狀態(tài)的情況下，作為預(yù)處理，對再生晶體管(在這種情況下，低壓側(cè)晶體管M2u)從導(dǎo)通狀態(tài)變?yōu)殛P(guān)斷狀態(tài)的控制(即，延遲時間tdL2)變得有必要。因此，在P麗信號P麗0N_M0Du的占空和驅(qū)動輸出信號OUTu的占空之間出現(xiàn)誤差。具體地，驅(qū)動輸出信號OUTu的實際導(dǎo)通時間段(在這種情況下，“H”脈沖寬度)與P麗信號PWM0N_M0Du的導(dǎo)通時間段(“H”位)相比較短。換句話說，驅(qū)動輸出信號OUTu的占空變得小于PffM信號PWM0N_M0Du的占空。
[0104]圖1OA是示出圖3的SPM驅(qū)動器SPMDV在電流下灌時的操作示例的說明圖，圖1OB是示出與圖1OA的操作相對應(yīng)的前置驅(qū)動器的詳細操作示例的波形圖。圖1OA以與圖9A的情況類似的方式，示出了u相的高壓側(cè)晶體管Mlu和低壓側(cè)晶體管M2u，V相的高壓側(cè)晶體管Mlv和低壓側(cè)晶體管M2v的部分。電流下灌的時間表示，例如，與圖7的時間段T2中的PffM周期(第二PWM周期)類似，在其中三相驅(qū)動輸出信號OUT中的一相(這種情況下，V相)被確定為VM固定，而其它兩相(這種情況下，u相和w相)的低壓側(cè)晶體管被PffM信號控制的狀態(tài)。
[0105]在圖1OA的示例中，V相的高壓側(cè)晶體管Mlv被固定為導(dǎo)通狀態(tài)，因此V相的驅(qū)動輸出信號OUTv被確定為VM固定，在這種狀態(tài)下，u相的低壓側(cè)晶體管M2u被PffM信號控制。在PWM信號的導(dǎo)通時間段中，u相的低壓側(cè)晶體管M2u被控制為導(dǎo)通狀態(tài)，而高壓側(cè)晶體管Mlu被控制為關(guān)斷狀態(tài)。在關(guān)斷時間段中，低壓側(cè)晶體管M2u變?yōu)轵?qū)動晶體管。通過配置從固定為導(dǎo)通狀態(tài)的高壓側(cè)晶體管Mlv中牽引電流的路徑，驅(qū)動電流(下灌電流)Id被傳遞到主軸電機SPM0
[0106]另一方面，在PWM信號的關(guān)斷時間段中，u相的低壓側(cè)晶體管M2u被控制為關(guān)斷，而高壓側(cè)晶體管Mlu被控制為導(dǎo)通。在關(guān)斷時間段中，高壓側(cè)晶體管Mlu變?yōu)樵偕w管，并且與被固定為導(dǎo)通的高壓側(cè)晶體管Mlv共同傳遞來自主軸電機SPM的再生電流Ir。高壓側(cè)晶體管Mlu實際上具有體二極管Dlu，并且還可以經(jīng)由體二極管Dlu傳遞再生電流Ir。
[0107]圖1OB以與圖9B類似的方式，示出在其中處于導(dǎo)通狀態(tài)(對應(yīng)于時間段T2a)的u相的高壓側(cè)晶體管Mlu被控制為關(guān)斷狀態(tài)(對應(yīng)于時間段T2b)，并且再次被控制為導(dǎo)通狀態(tài)(對應(yīng)于時間段T2c)的情況下，u相的前置驅(qū)動器PDVu的操作波形示例。為了方便起見，圖1OB的時間段T2a、T2b和T2c中的每個時間段被表示為穩(wěn)定狀態(tài)的時間段。在圖1OB中，特別地示出了穩(wěn)定狀態(tài)之間的轉(zhuǎn)換時間段的狀態(tài)。
[0108]在圖9B中，驅(qū)動晶體管是高壓側(cè)晶體管Mlu。相反，在圖1OB中，驅(qū)動晶體管是低壓側(cè)晶體管M2u。因此，在圖1OB的操作中，與圖9B的操作相比，執(zhí)行電機驅(qū)動操作的時間段和執(zhí)行電機再生操作的時間段被替代。雖然電機驅(qū)動操作在圖9B的時間段Tla和Tlc中被執(zhí)行，但在圖1OB的時間段T2a和T2c中電機再生操作被執(zhí)行。類似地，雖然電機再生操作在圖9B的時間段TI b中被執(zhí)行，但電機驅(qū)動操作在圖1OB的時間段T2b中被執(zhí)行。
[0109]如時間段T 2a所示，在PWM信號P麗0N_M0Du的關(guān)斷時間段(在這種情況下，對應(yīng)于“H”位)，驅(qū)動輸出信號OUTu的電壓水平變?yōu)椤癡M-1d X Ronl”。在這種狀態(tài)下，當PWM信號PWM0N_M0Du從關(guān)斷時間段變換為導(dǎo)通時間段(在這種情況下，對應(yīng)于“L”位)時，高壓側(cè)導(dǎo)通信號UON被反向置為“L”位。作為響應(yīng)，高壓側(cè)晶體管Mlu的柵-源極間的電容放電，而柵-源級間的電壓Vgs降低。
[0110]當高壓側(cè)晶體管Mlu的柵-源級間電壓Vg降低到某特定程度時，來自電機的再生電流Ir開始在包括體二極管Dlu的路徑中流動，對應(yīng)地，驅(qū)動輸出信號OUTu的電壓水平變?yōu)椤癡M+Vfl”(Vfl表示體二極管Dlu的正向電壓)。當高壓側(cè)晶體管的柵-源級間電壓Vgs降低到閾值電壓Vth以下時，高壓側(cè)關(guān)斷檢測信號U0FFDEF被置位為“H”位，而作為響應(yīng)低壓側(cè)導(dǎo)通信號LON被置位為“H”位。
[0111]因此，在低壓側(cè)晶體管M2u中，柵-源極間電容充電，因此柵-源極間電壓Ygs升高，并且在低壓側(cè)晶體管M2u中可以牽引的電流增大。當?shù)蛪簜?cè)晶體管M2u可以牽引的電流增大到驅(qū)動電流可以被傳遞到電機的水平時，通過使用低壓側(cè)晶體管M2u，電機再生操作變換為電機驅(qū)動操作。因此，驅(qū)動輸出信號OUTu下降到“GND-1d XRon2”。
[0112]在下降時間段中，低壓側(cè)晶體管M2u的源-漏極間電壓波動(降低)，因此柵-源極間電壓Vgs保持恒定。當驅(qū)動輸出信號OUTu的下降停止時，低壓側(cè)晶體管M2u的柵-源極間電壓Vgs再次升高到最大電壓水平(=VAL)，并且達到穩(wěn)定狀態(tài)的時間段T2b。
[0113]在圖1OB中，從HVM信號PWM0N_M0Du由關(guān)斷時間段(“H”位)變換到導(dǎo)通時間段(“L”位)的時間點，到高壓側(cè)晶體管Mlu由導(dǎo)通到關(guān)斷(S卩，U0FFDET被置位)的時間點之間的延遲時間被表示為tdUl。從高壓側(cè)晶體管Mlu變換為關(guān)斷的時間點，直到響應(yīng)于低壓側(cè)晶體管M2u從關(guān)斷到導(dǎo)通的轉(zhuǎn)換，驅(qū)動輸出信號OUTu開始下降的時間點之間的延遲時間被表示為tdLl ο
[0114]此外，從驅(qū)動輸出信號OUTu開始下降的時間點到驅(qū)動輸出信號OUTu降低到中間電壓Vm的時間點之間的延遲時間被表示為tdO I。在這種情況下，Pmi信號PWM0N_M0Du從導(dǎo)通時間段變換到關(guān)斷時間段，然后在經(jīng)過延遲時間tdAl(=tdUl+tdLl+td01)之后驅(qū)動輸出信號OUTu下降。
[0115]當P麗信號PWM0N_M0Du從導(dǎo)通時間段(“L”位)變換為關(guān)斷時間段(“H”位)時，低壓側(cè)的導(dǎo)通信號LON被反向置為“L”位。作為響應(yīng)，在低壓側(cè)晶體管M2u中，柵-源級間電容放電，柵-源極間電壓Vgs降低。當?shù)蛪簜?cè)晶體管M2u可以供給的電流降低到驅(qū)動電流Id時，驅(qū)動輸出信號OUTu升高并且變得高于電源電壓，因此來自電機的再生電流Ir開始在使用體二極管Dlu的路徑中流動。因此，驅(qū)動輸出信號OUTu的電壓水平變?yōu)椤癡M+Vfl”。
[0116]在上升時間段中，由于低壓側(cè)晶體管M2u的源-漏極間電壓波動(增大)，柵-源極間電壓Vgs基本保持恒定。當驅(qū)動輸出信號OUTu的上升停止時，低壓側(cè)晶體管M2u的柵-源極間電壓Vgs再次降低到0V。
[0117]當?shù)蛪簜?cè)晶體管M2u的柵-源極間電壓Vgs降低到閾值電壓Vth以下時，低壓側(cè)關(guān)斷檢測信號L0FFDET被置位為“H”位，而高壓側(cè)導(dǎo)通信號UON被置位為“H”位。因此，高壓側(cè)晶體管Mlu柵-源極間電壓Vgs升高到最高電壓水平(幾乎等于VAH-VM)。當高壓側(cè)晶體管Mlu變?yōu)閷?dǎo)通時，再生電流Ir經(jīng)由高壓側(cè)晶體管Mlu流動。因此，如時間段T2c所示，驅(qū)動輸出信號OUTu的電壓水平變?yōu)椤癡M+Ir XRonl”。
[0118]在圖1OB中，從HVM信號PWM0N_M0Du由導(dǎo)通時間段(“L”位)變換為關(guān)斷時間段(“H”位)的時間點，到驅(qū)動輸出信號OUTu開始上升的時間點之間的延遲時間被表示為tdL2。從驅(qū)動輸出信號OUTu開始上升的時間點到驅(qū)動輸出信號OUTu上升至中間電壓Vm的時間點之間的延遲時間被表示為td02。在這種情況下，驅(qū)動輸出信號OUTu在PffM信號PWM0N_M0Du從導(dǎo)通時間段變換為關(guān)斷時間段時開始的延遲時間tdA2(=tdL2+td02)之后上升。
[0119]如上所述，在低壓側(cè)晶體管M2u執(zhí)行電流下灌操作的情況下，在驅(qū)動輸出信號OUTu中，在P麗信號PWM0N_M0Du由關(guān)斷時間段到導(dǎo)通時間段的轉(zhuǎn)換的時間點處延遲時間tdAI的下降延遲出現(xiàn)，在從導(dǎo)通時間段到關(guān)斷時間段的轉(zhuǎn)換的時間點處延遲時間tdA2的上升延遲出現(xiàn)。從圖1OB中理解的是，延遲時間tdAl長于延遲時間tdA2。
[0120]與圖9B的情況類似，原因在于，在控制驅(qū)動晶體管(在這種情況下，低壓側(cè)晶體管M2u)從關(guān)斷狀態(tài)變?yōu)閷?dǎo)通狀態(tài)的情況下，作為預(yù)處理，對再生晶體管(在這種情況下，高壓側(cè)晶體管Mlu)從導(dǎo)通狀態(tài)變?yōu)殛P(guān)斷狀態(tài)的控制(S卩，圖1OB中的延遲時間tdUl)變得有必要。因此，與圖9B的情況類似，驅(qū)動輸出信號OUTu的實際導(dǎo)通時間段(在這種情況下，“H”脈沖寬度)與P麗信號P麗0N_M0Du的導(dǎo)通時間段(在這種情況下，“L”位)相比更短。換句話說，驅(qū)動輸出信號OUTu的占空變得小于PffM信號PWM0N_M0Du的占空。PWM校正器的示意性配置和示意性操作[I]
[0121 ] 如圖9B和1B所示，在PffM信號PWM0N_M0Du的占空和驅(qū)動輸出信號的占空之間出現(xiàn)誤差。作為占空之間的誤差的原因，上升/下降延遲時間之間的差異(即，I tdA2-tdAl I)通常恒定。因此，通過向Pmi信號PWM0N_M0Du的占空添加基于此差異的校正，占空之間的誤差可以減小。
[0122]圖11A是示出圖2的PWM校正器PWMCP的示意性配置示例的概念圖，圖11B是示出圖1IA的輸入/輸出特性的示例的圖。圖1lA示出的P麗校正器P麗CP具有P麗P校正器PPCPl和SOFTP校正器SPCPl C3PmiP校正器PPCPl具有第一占空校正電路[I ]DTCPAp，而SOFTP校正器SPCPl也具有第一占空校正電路[2]DTCPAs。
[0123]第一占空校正電路[I ]DTCPAp接收P麗模式的占空指示值PWMP，并且生成P麗模式的校正后占空指示值(第一校正后占空指示值)PWMR，其中以與占空指示值PWMP的增量相同的增量變化、并且變?yōu)槌?shù)的偏移值OF被反映。類似地，第一占空校正電路[2]DTCPAs接收到軟模式的占空指示值SOFTP，并且生成軟模式的校正后占空指示值(第一校正后占空指示值)SOFTR，其中以與占空指示值SOFTP的增量相同的增量變化、并且變?yōu)槌?shù)的偏移值OF被反映。
[0124]在圖1IB的示例中，第一占空校正電路[I]DTCPAp通過從輸入的占空指示值PffMP中減去-2%的偏移值0F，輸出校正后占空指示值PWMR。類似地，第一占空校正電路[2]DTCPAs，也通過從輸入的占空指示值SOFTR中減去-2 %的偏移值OF，輸出校正占空指示值S0FTR。如上所述，占空指示值PWMP和SOFTP，以及校正后占空指示值PWMR和SOFTR是指示PWM信號PWM0N_M0D的導(dǎo)通時間段長度(S卩，占空)的值。
[0125]圖12A和圖12B是示出占空指示值的實際占空的特性示例的圖。圖12A示出占空校正不被執(zhí)行的情況下的特性，而圖12B示出通過使用圖1lA的第一占空校正電路執(zhí)行校正的情況下的特性。換句話說，圖12A表示SPM驅(qū)動器SPMDV (具體地，圖8的電路)的輸入/輸出特性。雖然PWM模式的占空指示值將在下面作為示例描述，但軟模式的占空指示值也是類似的。
[0126]在圖12A中，當占空指示值PWMP這樣被使用時，實際的占空變得小于被示出處于PffMP < 90 %的范圍內(nèi)的占空指示值PffMP，如圖9B和1B所述。在從實際占空中減去占空指示值PffMP的情況下，如圖12A所述，-2 %的偏移值OF出現(xiàn)。實際占空表示驅(qū)動輸出信號OUT的占空，并且例如與圖8示出的輸出檢測信號OUTDET的占空相對應(yīng)。
[0127]因此，圖1IB示出的校正后占空指示值PWMR被使用。通過這個值，占空指示值PWMP被設(shè)置在圖12B所示的占空指示值PWMP < 88 %的范圍中，因此實際的占空和占空指示值PWMP可以相同。作為具體的示例，首先，第一占空校正電路[I ]DTCPAp通過從占空指示值PWMP = 88%中減去一2%的偏移值OF，生成校正后占空指示值PffMR = 90%。
[0128]PffM信號發(fā)生器PWMG基于校正后占空指示值PffMR = 90%生成PffM信號PWM0N_M0D。另一方面，如圖12A所示，SPM驅(qū)動器SPMDV接收PffM信號PWM0N_M0D并且生成占空為88 %的驅(qū)動輸出信號OUT。因此，實際占空(88 % )變得與占空指示值PffMP(88 % )相等。
[0129]PffM校正器的示意性配置和示意性操作[I ]中的問題
[0130]如圖12B所示，在PWMP>88 %的范圍中，S卩使使用圖1IB的校正后占空指示值P麗R時，在實際占空和占空指示值PWMP之間可能出現(xiàn)誤差。將參考圖13描述誤差的原因。圖13是示出在使用圖1IA的PWM校正器的情況下的問題示例的圖，圖13是示出在圖9中占空指示值增大的情況下的狀況的波形圖。
[0131]圖13示出的狀況A涉及例如圖11B中PffMP = 88%( PffMR = 90 % )的情況，并且示出僅僅通過第一占空校正電路[l]DTCPAp進行的校正的限制。在狀況A中，下降延遲時間tdAl和上升延遲時間tdA2 ( = tdL2+tdU2+td02)是與圖9B的情況相同的長度。因此，可以僅通過第一占空校正電路[l]DTCPAp進行校正。
[0132]圖13所示的狀況B涉及占空指示值PffMP增大并且變?yōu)槔?0%(PWMR = 92%)的情況，狀況C涉及占空指示值PWMP進一步增大并且變?yōu)槔?2 % (PffMR = 94 % )的情況。首先，在狀況B中，當占空指示值PffMP增大時，與狀況A(即，圖9B中的情況)不同，再生晶體管(在這種情況下，低壓側(cè)晶體管M2u)的柵-源極間電壓Vgs不會達到最大電壓水平(=VAL)。
[0133]從Pmi信號PffM0N_M0Du由關(guān)斷時間段變換為導(dǎo)通時間段的時間點到低壓側(cè)晶體管M2u由導(dǎo)通變?yōu)殛P(guān)斷的時間點之間的延遲時間tdL3，短于狀況A中的延遲時間tdL2。因此，上升延遲時間tdA3 ( = tdL3+tdU2+td02)與狀況A中的上升延遲時間相比僅僅短“tdL2_tdL3”。
[0134]假設(shè)占空指示值P麗P僅增大了APWMP的情況。首先，在占空指示值PWMP等于或小于狀況A對應(yīng)的占空指示值(例如88% )的情況下，當占空指示值僅增大△ PWMP時，驅(qū)動輸出信號OUT的占空(在這種情況下，“H”時間段)相應(yīng)地僅僅增大Δ PffMP。
[0135]另一方面，在占空指示值PWMP在狀況B對應(yīng)的占空指示值(例如90% )周圍的情況下，當占空指示值PWMP僅增大Δ PffMP時，驅(qū)動輸出信號OUT的占空也僅僅增大Δ PffMP，此外，上升延遲時間tdA3變短的量僅僅是△ P麗P對應(yīng)的時間。當上升延遲時間tdA3變短時，驅(qū)動輸出信號OUT的占空變換到增大方向。因此如圖12B所示，當占空指示值PWMP僅增大Δ PffMP時，驅(qū)動輸出信號OUT的占空增大的增量大于Δ PffMP。
[0136]在狀況C中，與狀況B不同的是，在占空指示值PWMP進一步增大時，驅(qū)動晶體管(在這種情況下，Mlu)的柵-源極間電壓Vgs不降低到閾值電壓Vth。因此，在狀況C中，小于狀況B中的延遲時間tdU2的延遲時間tdU4出現(xiàn)。另外，由于驅(qū)動晶體管的柵-源極間電壓Vgs不降低到閾值電壓Vth，與狀況B不同的是，再生晶體管(在這種情況下，M2u)的導(dǎo)通-關(guān)斷操作(即，延遲時間tdL3)自身不被執(zhí)行。
[0137]因此，狀況C中的上升時間延遲tdA4( = tdU4+td02)比狀況B中的上升時間延遲(=tdL3+tdU2+td02)短。當上升延遲時間tdA4變短時，與狀況B類似，由于占空指示值PffMP僅增大Δ PffMP，因此驅(qū)動輸出信號OUT的占空增大的增量大于Δ PWMP。
[0138]在從狀況A變?yōu)闋顩rB的過程中，隨著占空指示值PWMP的增大，再生晶體管(M2u)的柵-源極間電容的放電時間(tdL2)變短。在從狀況B變?yōu)闋顩rC的過程中，隨著占空指示值PffMP的增大，再生晶體管(M2u)的柵-源極間電容的放電時間(tdL3)變短，并且在這之后，驅(qū)動晶體管(Ml u)的柵-源極間電容的充電時間(t dU2)變短。
[0139]因此，例如，在對圖8的前置驅(qū)動器PDV進行配置以使得所有驅(qū)動晶體管和再生晶體管的充電/放電時間均變得相等的情況下，驅(qū)動輸出信號OUT的占空隨占空指示值的變化而線性地變化。在圖12B的示例中，當占空指示值PffMP僅增大Δ PffMP時，驅(qū)動輸出信號OUT的占空增大的增量是“2 X Δ PffMP"。
[0140]如上所述，在狀況B和狀況C中，由于驅(qū)動輸出信號OUT的占空增大的增量大于占空指示值PWMP的增量，因此僅僅通過第一占空校正電路[l]DTCPAp進行高精度的校正是困難的。圖9B中的電流上拉時的操作已經(jīng)在圖13中描述，而圖1OB中電流下灌時的操作與上述內(nèi)容類似。即，伴隨著再生晶體管(在這種情況下，Mlu)的導(dǎo)通/關(guān)斷變得不足，延遲時間tdAl變短。因此，驅(qū)動輸出信號OUT的占空以比占空指示值PffMP的增量大的增量增大。
[0141 ] PffM校正器的示意性配置和示意性操作[2]
[0142]圖14A是示出圖2的PWM校正器PWMCP的示意性配置示例的概念圖，圖14B是示出圖14A中的輸入/輸出特性的示例的圖。圖14A所示的PffM校正器PffMCP具有PffMP校正器PPCP2和SOFTP校正器SPCP2 JWMP校正器PPCP2除了具有圖11A示出的第一占空校正電路[I ]DTCPAp之外，還具有第二占空校正電路[I ] DTCPBp和選擇器SELp。類似地，SOFTP校正器SPCP2除了具有圖1lA示出的第一占空校正電路[2]DTCPAs之外，還具有第二占空校正電路[2]DTCPBs和選擇器SELs。
[0143]第一占空電路[l]DTCPAp基于圖1lB示出的輸入/輸出特性，生成第一校正后占空指示值PWMRA。第二占空參考電路[I ]DTCPBp接收PffM模式的占空指示值PWMP，并且生成校正后的占空指示值(第二校正后占空指示值)PWMRB，PWMRB以與占空指示值PffMP的增量不同的增量變化。選擇器SELp根據(jù)占空指示值PWMP和占空參考值KREV之間的幅值關(guān)系，輸出第一校正后占空指示值PWMRA和第二校正后占空指示值P麗RB中的任一個，作為P麗模式的校正后占空指示值PWMR。
[0144]具體地，選擇器SELp在占空指示值PWMP小于占空參考值KREV時輸出第一校正后占空指示值PWMRA，在占空指示值PWMP大于占空參考值KREV時輸出第二校正后占空指示值P麗RB。此時，例如，第二占空校正電路[l]DTCPBp使用靈敏度系數(shù)S(0〈S〈1)計算“(PP麗P-KREV) XS”，從而生成以比占空指示值PWMP的增量小的增量變化的第二校正后占空指示值PffMRB。如圖13的狀況A所示，占空參考值KREV表示占空指示值PWMP的上限值，可以由第一占空校正電路[l]DTCPAp對此上限值進行校正。
[0145]第一占空校正電路[2]DTCPAs基于圖1lB示出的輸入/輸出特性生成第一校正后占空指示值S0FTRA。第二占空校正電路[2]DT(PBS接收軟模式的占空指示值S0FTP，并且生成校正后占空指示值(第二校正后占空指示值)S0FTRB，S0FTRB以與占空指示值SOFTP的增量不同的增量變化。選擇器SELs根據(jù)占空指示值SOFTP和占空參考值KREV之間的幅值關(guān)系，輸出第一校正后占空指示值SOFTRA和第二校正后占空指示值SOFTRB中的任一個，作為軟模式的校正后占空指示值SOFTR。
[0146]PffMP校正器PPCP2和SOFTP校正器SPCP2除了作為輸入和輸出的占空指示值和校正后占空指示值是針對PWM模式或軟模式這一點不同之外，使用類似的配置執(zhí)行類似的操作。因此，在下面，使用PWMP校正器PPCP2作為代表進行詳細描述。
[0147]圖14B示出以占空參考值KREV是88%的情況作為示例，使用占空指示值PWMP作為輸入，使用校正后占空指示值PWMR作為輸出的輸入/輸出特性的示例。在占空指示值PWMP小于占空參考值KREV( 88 % )的情況下，如圖1IB所示，PWMP校正器PPCP2輸出通過從占空指示值PffMP中減去偏移值OF(這種情況下為2 % )得到的第一校正后占空指示值PffMRA，作為校正后占空指示值PWMR。
[0148]另一方面，當占空指示值PffMP大于占空參考值KREV(88 % )時，PffMP校正器PPCP2輸出以占空指示值PWMP的增量“PWMP-KREV”的SI (0〈S〈1)倍(在這種情況下，1/2倍)的增量變化的第二校正后占空指示值PWMRB，作為校正后占空指示值P麗R。例如，在圖12B的示例中，在PffMP 2 88%的范圍內(nèi)，驅(qū)動輸出信號OUT的占空以占空指示值PffMP的增量“PWMP-KREV”的J倍(在這種情況下，2倍)的增量變化。
[0149]作為響應(yīng)，在圖14B的示例中，在PWMP 2 88%的范圍內(nèi)，校正后占空指示值PWMR以占空指示值PWMP的增量“PWMP-KREV”的Sl( = 1/J)倍(在這種情況下，1/2倍)的增量變化。在這種情況下，輸入的增量“PWMP-KREV”被校正到(I / J)倍的增量，J倍變?yōu)檩敵龅脑隽?。因此，輸?即占空指示值PWMP)的增量和輸出(S卩，驅(qū)動輸出信號OUT)的增量變得彼此相等。同樣在PffMP 2 88 %的范圍中，驅(qū)動輸出信號OUT的占空與占空指示值PWMP變得相等。
[0150]更具體地，圖14B的輸入/輸出特性是基于圖12A的輸入/輸出特性的反函數(shù)(x= y對稱的函數(shù))的特性。例如，當80 %到100 %的輸入占空被輸入到SPM驅(qū)動器SPMDV時，以表示圖12A的特性的預(yù)定傳遞函數(shù)為基礎(chǔ)確定實際占空。另一方面，當使用反函數(shù)時，將實際占空確定為80 %到100 %所需要的的輸入占空可以被計算。因此，當針對80 %到100 %的占空指示值PWMP而生成的校正后占空指示值PWMR被確定為通過反函數(shù)計算得到的輸入占空時，針對80 %到100 %的占空指示值PffMP，實際占空也類似地變?yōu)?0 %到100 %。
[0151]為了實現(xiàn)如圖14B所示的輸入/輸出特性，具體地，第二占空校正電路[I] DTCPBp通過使用“(PWMP-KREV) X S”(0〈S〈1)的值和偏移值OF的計算生成第二校正后占空指示值。存在一些更特定的計算方法。根據(jù)圖14B的理解，代表性的計算方法包括，通過使用敏感系數(shù)SI計算uPffMR = KREV-OF+(PWMP-KREV) X SI”的方法，以及通過使用敏感系數(shù)S2計算“PWMR =PffMP-OF-(PffMP-KREV) X S2” 的方法。
[0152]PffM校正器的示意性配置和示意性操作[2]的主要影響
[0153]圖15是示出在使用圖14B的輸入/輸出特性的情況下，占空指示值的實際占空(驅(qū)動輸出信號的占空)的特性示例的圖。通過使用圖14B的輸入/輸出特性，如圖15所示，除了占空指示值PWMP <88%的范圍以外，還在占空指示值PWMP>88%的范圍中，實際占空可以與占空指示值PWMP相等。
[0154]例如，在圖14B中，在占空指示值PWMP = 92 %的情況下，校正后占空指示值PWMR等于92 %。當用校正后占空指示值PWMR = 92 %的PffM信號PWM0N_M0D控制SPM驅(qū)動器SPMDV時，如圖12A所示，實際占空(驅(qū)動輸出信號OUT的占空)變?yōu)?2%，與占空指示值PffMP相同。在圖14B中，在占空指示值PWMP = 96%的情況下，校正后占空指示值PWMP變?yōu)?4%。當用校正后占空指示值PWMR = 94%的PffM信號PWM0N_M0D控制SPM驅(qū)動器SPMDV時，如圖12A所示，實際占空變?yōu)?6%，與占空指示值PffMP相同。
[0155]通過上面的描述，可以通過使用反映占空指示值PWMP的占空，高精度地真實地驅(qū)動電機，幾乎不具有畸變的驅(qū)動電流(正弦電流)可以被傳遞到電機，因此轉(zhuǎn)矩波動可以被減小。因此，電機的噪聲和振動可以被減小。另外，如參考圖1所述，磁頭HD的定位精度可以被提尚。
[0156]PffM校正器的詳細配置和操作
[0157]圖16是示出圖14A的PWMP校正器PPCP2的詳細配置示例的電路框圖。P麗P校正器PPCP2將作為示例被描述，但SOFTP校正器SPCP2是類似的。圖16示出的PffMP校正器PPCP2具有占空偏移檢測器OFDET、靈敏度調(diào)節(jié)器SSCT1、比較器CMPRp 1、選擇器SELp I以及減法器(誤差校正器)SBSOt3PffMP校正器PPCP2a可以由提供專用硬件的方法、使處理器執(zhí)行軟件進程的方法以及組合專用硬件和軟件進程的方法進行配置。
[0158]占空偏移檢測器OFDET是圖14A的第一占空校正電路[I]DTCPAp的主要部分，而靈敏度調(diào)節(jié)器SSCTl是第二占空校正電路[2]DTCPBp的主要部分。比較器CMPRpl和選擇器SELpl對應(yīng)于圖14A的比較器SELp。由于在這種情況下占空偏移檢測器OFDET和靈敏度調(diào)節(jié)器SSCTl經(jīng)由共同的減法器(誤差校正器)進行校正，因此嚴格來講，此配置與圖14A中的配置略有不同。但是，在概念上此配置與圖14A中的配置相同。
[0159]占空偏移檢測器OFDET具有計數(shù)器CUNT20、選擇器SEL20到SEL22、鎖存電路LT20和LT21、減法器SB20以及控制邏輯電路LGC20。選擇器SEL21在驅(qū)動方向指示信號DRVDIR處于“H”位(對應(yīng)于電流上拉)時，輸出用于上拉的偏移值0F_U，作為偏移值OF，而在驅(qū)動方向指示信號DRVDIR處于‘ L”位(對應(yīng)于電流下灌)時，輸出用于下灌的偏移值0F_L，作為偏移值OF。如圖2所示，驅(qū)動方向指示信號DRVDIR從PffM信號發(fā)生器PffMG中輸出，確定電流上拉和電流下灌。
[0160]PffM信號發(fā)生器PffMG還輸出用于確定用于上拉的偏移值0F_U和用于下灌的偏移值0F_L的觸發(fā)信號TRG0FF。具體地，減法器20通過從實際占空中減去校正后占空指示值PWMR而計算誤差。通過對圖8所示的輸出檢測信號OUTDET的脈沖寬度進行計數(shù)測量得到實際占空，其中通過圖16中的計數(shù)器CUNT20使用數(shù)字控制的參考時鐘進行計數(shù)。
[0161 ]在觸發(fā)信號TRGOFF處在“H”位，而驅(qū)動方向指示信號DRVDIR處在“H”位(電流上拉)的情況下，經(jīng)由控制邏輯電路LGC20，選擇獲取路徑側(cè)(‘ I，側(cè))。在這種情況下，由減法器SB20檢測到的誤差經(jīng)由選擇器SEL21被鎖存電路LT21獲取，而用于上拉的偏移值0F_U由鎖存電路LT21的輸出確定。當觸發(fā)信號TRGOFF和驅(qū)動方向指示信號DRVDIR中的每一個都不在“H”位時，選擇器SEL21的鎖存路徑側(cè)(‘0’側(cè))經(jīng)由控制邏輯電路LGC20被選擇。在這種情況下，鎖存電路LT21的輸出經(jīng)由選擇器SEL21維持。
[0162]另一方面，在觸發(fā)信號TRGOFF處在“H”位，而驅(qū)動方向指示信號DRVDIR處在“L”位(電流下灌)的情況下，經(jīng)由控制邏輯電路LGC20選擇選擇器SEL20的獲取路徑側(cè)(‘I’側(cè))。在這種情況下，由減法器SB20檢測到的誤差經(jīng)由選擇器SEL20被鎖存電路LT20獲取，而用于下灌的偏移值0F_L由鎖存電路LT20的輸出確定。當觸發(fā)信號TRGOFF和驅(qū)動方向指示信號DRVDIR分別不在“H”位和“L”位時，選擇器SEL20的鎖存路徑側(cè)(‘ O ’側(cè))經(jīng)由控制邏輯電路LGC20被選擇。在這種情況下，鎖存電路LT20的輸出經(jīng)由選擇器SEL20維持。
[0163]靈敏度調(diào)節(jié)器SSCTl具有選擇器L10、減法器SB10、乘法器MULlO以及加法器ADD10。當驅(qū)動方向指示信號SRVDIR處于“H”位(電流上拉)時，選擇器SELlO輸出用于上拉的占空參考值(第一占空參考值)KREu，作為占空參考值KREV。另一方面，當驅(qū)動方向指示信號DRVDIR處于“L”位(電流下灌)時，針對下灌的占空參考值(第二占空參考值)KREVl被輸出作為占空參考值KREV。每一個占空參考值(KREVu和KREVl)，例如，通過提前執(zhí)行模擬被任意地確定，并且在圖2的參數(shù)設(shè)置寄存器REG中被預(yù)先設(shè)置為PffM校正參數(shù)KREVxx。
[0164]減法器SBlO從占空指示值PWMP中減去占空參考值KREV，而乘法器MULlO將減法結(jié)果“PWMP-KREV”乘以S2 (例如，S2 = I/2)。加法器ADDlO將來自占空偏移檢測器OFDET的偏移值OF與乘法結(jié)果“(PWMP-KREV) X S2”相加。
[0165]比較器CMPRpI比較占空指示值PffMP與占空參考值KRE V之間的大小關(guān)系。根據(jù)這個大小關(guān)系，在PWMP SKREV的情況下，選擇器SELpl輸出來自占空偏移檢測器OFDET的偏移信號OF，并且在PWMP>KREV的情況下，選擇器SELpl輸出來自靈敏度調(diào)節(jié)器SSCTl的加法器ADDlO的 “(PWMP-KREV)XS2+0F"。
[0166]減法器(誤差校正器)SB30從占空指示值PWMP中減去選擇器SELp I的輸出結(jié)果，從而輸出校正后占空指示值PWMR。因此，在校正后占空指示值PWMR滿足PWMP < KREV的情況下，“PffMP-OF”作為結(jié)果被輸出。在PWMP>KREV的情況下，如參考圖14B所述，“PWMP-0F_(PWMP-KREV) X S2”作為結(jié)果被輸出。
[0167]如上所述，在圖16的配置中，提供了用于上拉的偏移值0F_U，用于下灌的偏移值0F_L，用于上拉的占空參考值KREVu，以及用于下灌的占空參考值KREVI。在執(zhí)行圖9A和圖9B所示操作的情況下，用于上拉的偏移值0F_U和用于上拉的占空參考值KREVu被使用，而在執(zhí)行圖1OA和圖1OB所示操作的情況下，用于下灌的偏移值0F_L和用于下灌的占空參考值KREVl被使用。
[0168]如圖9B和圖1OB所示，在電流上拉時的操作和電流下灌時的操作彼此略有不同。因此，偏移值和占空參考值也略有不同。因此，在圖16中，提供了兩種類型的偏移值(OFJ^P0F_U)以及兩種類型的占空參考值(KREVu和KREVl)。在這種配置下，占空指示值PWMP和實際占空(驅(qū)動輸出信號OUT的占空)可以以更高的精度匹配。
[0169]由于以實際的測量結(jié)果為基礎(chǔ)確定偏移值，因此通過上述配置，占空指示值PWMP和實際占空可以以更高的精度被匹配。HVM信號發(fā)生器PWMG在例如HDD裝置被啟動時等，控制觸發(fā)信號TRGOFF為“H”位，而在啟動后的正常操作中，控制觸發(fā)信號TRGOFF為“L”位。在這種情況下，占空偏移檢測器OFDET在啟動時等確定偏移值，而在正常操作中，維持確定的偏移值。
[0170]圖16所示的減法器和加法器的極性不限于圖16中的那樣，而可以被適當?shù)馗淖?。例如，在減法器SB20從校正后占空參考值PWMR中減去計數(shù)器⑶NT20的輸出的情況下，減法器和加法器中每一個的極性可以被適當?shù)馗淖?。在圖16中，采用執(zhí)行計算“PWMR = PffMP-OF-(PWMP-KREV) X S2”的配置。如參考圖14B等所述，可以采用執(zhí)行計算“PWMR = KREV-OF+(PWMP-KREV) X SI”的配置。另外，可以根據(jù)SPM驅(qū)動器SPMDV的配置(S卩，圖12B中的特性)適當?shù)卮_定乘法器MUL的靈敏度系數(shù)S2，并且在一些情況下，可以由圖2的參數(shù)設(shè)置寄存器REG任意地設(shè)置乘法器MUL的靈敏度系數(shù)S2。
[0171]基于以上描述，通過代表性地使用第一實施例的方法，電機的噪聲和振動可以被減小。
[0172](第二實施例)
[0173]PffM校正器的詳細配置和操作(修改[I ])
[0174]圖17是示出根據(jù)本發(fā)明的第二實施例的電機驅(qū)動裝置中的PWMP校正器的詳細配置示例的電路框圖。對于圖17所示的PWMP校正器PPCP2b與圖16的PWMP校正器PPCP2a，除了靈敏度調(diào)節(jié)器SSCT2的配置不同這一點以及比較器CMPRp2的輸入不同這一點之外，圖17所示的PffMP校正器PPCP2b與圖16的PWMP校正器PPCP2a類似。圖17的靈敏度調(diào)節(jié)器SSCT2，除了具有圖16所示的減法器SBlO、乘法器MULlO和加法器ADDlO之外，還具有選擇器SELl I和SELl 2、計數(shù)器CUNT1和鎖存電路LT1。
[0175]圖17所示的PWMP校正器PPCP2b具有在其中圖14A所示的PWMP校正器PPCP2的占空參考值KREV是基于實際測量結(jié)果而確定的概念性配置。下面描述概要。通過監(jiān)測再生晶體管的導(dǎo)通時間段確定占空參考值KREV，并且占空參考值KREV被確定為在導(dǎo)通時間段變得短于預(yù)定時間段的時間點的占空指示值PWMP。
[0176]具體地，首先，選擇器SEL12在驅(qū)動方向指示信號DRVDIR處于“H”位(電流上拉)時，輸出如圖9B所示的低壓側(cè)導(dǎo)通信號LON等，而在驅(qū)動方向信號DRVDIR處于“L”位(電流下灌)時，輸出如圖1OB所示的高壓側(cè)導(dǎo)通信號UON等。計數(shù)器CUNTl O通過數(shù)字控制的參考時鐘對從選擇器SELl 2輸出的信號的“H”位時間段(置位時間段)進行計數(shù)。
[0177]另一方面，選擇器SELll輸出針對來自計數(shù)器CUNTlO的計數(shù)值的確定參考值RREV。選擇器SELll在驅(qū)動方向指示信號DRVDIR處于“H”位(電流上拉)時，輸出用于上拉的確定參考值RREVu，作為確定參考值RREV，而在驅(qū)動方向信號DRVDIR處于“L”位(電流下灌)時，輸出用于下灌的占空參考值RREVl，作為確定參考值RREV。確定參考值(RREVu和RREVl)中的每一個，例如由圖2中的參數(shù)設(shè)置寄存器REG任意確定。
[0178]當來自計數(shù)器CUNTlO的計數(shù)值變得小于確定參考值RREV時，比較器CMPRp2使得檢測信號PWMDET由“L”位變換為“H”位。鎖存電路LTlO使用檢測信號PWMDET到“H”位的變換作為觸發(fā)，鎖存占空指示值PWMP，并且輸出占空參考值KREV。占空參考值KREV被確定為基于低壓側(cè)導(dǎo)通信號LON和在電流上拉時的確定參考值RREVu之間的比較結(jié)果的值(第一占空參考值)，并且被確定為基于高壓側(cè)導(dǎo)通信號UON和在電流下灌時的用于下灌的確定參考值RREVl之間的比較結(jié)果的值(第二占空參考值)。
[0179]減法器SB1從占空指示值PffMP中減去來自鎖存電路LT1的占空參考值KREV。在比較器CMPRp2的輸出處于“H”位的情況下，選擇器SELpl選擇靈敏度調(diào)節(jié)器SSCT2中的加法器ADD1的輸出。在比較器CMPRp2的輸出處于“L”位的情況下，選擇器SELp I選擇來自占空偏移檢測器OFDET的偏移值0F。
[0180]如圖13中所理解的那樣，可以通過再生晶體管的導(dǎo)通時間段是否變得比預(yù)定時間段短而確定進行第一占空校正電路[l]DTCPAp和第二占空校正電路[l]DTCPBp之間的切換的必要性。再生晶體管的導(dǎo)通時間段在電流上拉時變?yōu)榈蛪簜?cè)導(dǎo)通信號LON的置位時間段，在電流下灌時變?yōu)楦邏簜?cè)導(dǎo)通信號UON的置位時間段。
[0181]比較器CMPRp2監(jiān)測再生晶體管的導(dǎo)通時間段(S卩，計數(shù)器⑶NTlO的輸出)，并且保持在導(dǎo)通時間段變得短于鎖存電路LT10中的確定參考值RREV的時間段的時間點處的占空指示值PWMP，作為占空參考值KREVο例如，在假設(shè)占空指示值PWMP增大的情況下，在某時間點處，再生晶體管的導(dǎo)通時間段變得短于確定參考值RREV的時間段，在此時間點處的占空指示值PWMP被保持作為鎖存電路LTlO的占空參考值KREV。
[0182]比較器CMPRp2使選擇器SELpl在與占空參考值KREV被保持的時機相同的時機處選擇第二占空校正電路DTCPBp側(cè)。隨著占空指示值PWMP的進一步增大，只要再生晶體管的導(dǎo)通時間段短于確定參考值RREV的時間段，則比較器CMPRp2使選擇器SELp I選擇第二占空校正電路DTCPBp側(cè)。在這種情況下，換句話說，在PWMP>KREV的情況下，選擇器SELpl選擇第二占空校正電路DTCPBp側(cè)。
[0183]另一方面，例如，當占空指示值PffMP處在減小方向，并且再生晶體管的導(dǎo)通時間段變得長于確定參考值RREV的時間段時，比較器CMPRp2使選擇器SELpl選擇第一占空校正電路DTCPAp側(cè)。在再生晶體管的導(dǎo)通時間段變得長于確定參考值RREV的時間段的時間點處的占空指示值PWMP變得等于在鎖存電路LTlO中保持的占空參考值KREV。因此，在這種狀態(tài)下，換句話說，當PWMP SKREV時，選擇器SELpl選擇第一占空校正電路DTCPAp側(cè)。
[0184]通過使用第二實施例中的方法，在一些情況下，電機的噪聲和振動相對于第一實施例的方法可以被進一步減小。具體地，在第一實施例的方法中，占空參考值KREV是預(yù)定的常數(shù)。因此，當晶體管的特性受溫度、制造流程等影響發(fā)生變化時，校正精度可能惡化。另一方面，在第二實施例的方法中，占空參考值KREV是通過對再生晶體管的導(dǎo)通時間段進行實際測量而確定的變量，因此相對于第一實施例的方法，第二實施例的方法中的校正精度可以被提高。從電路面積等的角度來看，第一實施例的方法更有利。
[0185](第三實施例)
[0186]PffM校正器的詳細配置和操作(修改[2 ])
[0187]圖18是示出根據(jù)本發(fā)明的第三實施例的電機驅(qū)動裝置的PWMP校正器的詳細配置示例的電路框圖。圖19是示出根據(jù)本發(fā)明的第三實施例的電機驅(qū)動裝置的前置驅(qū)動器的詳細配置示例的電路圖。圖19示出的前置驅(qū)動器PDVl不同于圖8示出的前置驅(qū)動器rov，不同之處在于增加了比較器電路CMP2和CMP3這一點。
[0188]比較器電路CMP2對高壓側(cè)晶體管Ml的柵極電壓與“VAH_Vth2”進行比較，在柵極電壓達到電源電壓VAH的情況下，將高壓側(cè)完全導(dǎo)通檢測信號UONDET置位為“H”位。閾值電壓Vth2被確定為在考慮比較器電路CMP2的偏移等的情況下確定柵極電壓是否達到電源電壓VAH所需要的小的電壓值。類似地，比較器電路CMP3對低壓側(cè)晶體管M2的柵極電壓與“VAH-Vth2”進行比較，在柵極電壓達到電源電壓VAH的情況下，將低壓側(cè)完全導(dǎo)通檢測信號LONDET置位為“H”位。
[0189]圖18示出的PffMP校正器PPCP2c與圖17中的PffMP校正器PPCP2b類似，除了靈敏度調(diào)節(jié)器SSCT3的配置不同這一點以及比較器CMPRp3的輸入不同這一點。圖18中的靈敏度調(diào)節(jié)器SSCT3除了具有圖17示出的減法器SBl O、乘法器MULl O、加法器ADD 10以及鎖存電路LT1之外，還具有選擇器SELl 3和計數(shù)器CUNTl I。
[0190]圖18示出的PffMP校正器PPCP2c具有以類似于圖17的情況的方式，以實際測量結(jié)果為基礎(chǔ)確定圖14A所示的PWMP校正器PPCP2c的占空參考值KREV的概念性配置。下面描述概要。占空參考值KREV，通過監(jiān)測在控制再生晶體管為導(dǎo)通時所施加的電壓而被確定，并且被確定為電壓沒有達到預(yù)定電壓的時間點處的占空指示值PWMP。
[0191 ]具體地，首先，選擇器SEL13在驅(qū)動方向指示信號DRVDIR處于“H”位(電流上拉)時，輸出圖19所示的低壓側(cè)完全導(dǎo)通檢測信號L0NDET，并且在驅(qū)動方向信號DRVDIR處于“L”位(電流下灌)時，輸出高壓側(cè)完全導(dǎo)通信號UONDET。計數(shù)器CUNTlO通過數(shù)字控制的參考時鐘對選擇器SELl 3輸出的信號的“H”位時間段(置位時間段)進行計數(shù)。
[0192]當來自計數(shù)器⑶NTll的計數(shù)值變?yōu)榱銜r，比較器CMPRp3使檢測信號PWMDET由“L”位變換為“H”位。鎖存電路LTlO使用檢測信號PWMDET到“H”位的轉(zhuǎn)換作為觸發(fā)信號，鎖存占空指示值PWMP，并且輸出占空參考值KREV。占空參考值KREV被確定為基于在電流上拉時的低壓側(cè)完全導(dǎo)通檢測信號LONDET的確定結(jié)果的值(第一占空參考值)，被確定為基于在電流下灌時高壓側(cè)完全導(dǎo)通檢測信號UONDET的確定結(jié)果的值(第二占空參考值)。
[0193]如圖13中理解的那樣，可以通過再生晶體管的柵極電壓是否達到最大電壓水平確定進行第一占空校正電路[l]DTCPAp和第二占空校正電路[l]DTCPBp之間的切換的必要性。在再生晶體管達到最大電壓水平的情況下，在電流上拉時生成低壓側(cè)完全導(dǎo)通檢測信號LONDET的置位時間段，在電流下灌時生成高壓側(cè)完全導(dǎo)通檢測信號UONDET的置位時間段。
[0194]比較器CMPRp3監(jiān)測在完全導(dǎo)通檢測信號(L0NDET和U0NDET)的每一個信號中置位時間段的存在/不存在，并且將不存在置位時間段的時間點處的占空指示值PWMP作為占空參考值KREV而保持在鎖存電路LTlO中。例如，當假設(shè)占空指示值PWMP增大的情況時，在某個時間點上，完全導(dǎo)通檢測信號的置位時間段不存在，而此時間點處的占空指示值PWMP作為占空參考值KREV被保持在鎖存電路LTlO中。
[0195]比較器CMPRp3使選擇器SELpl在與占空參考值KREV被保持的時機相同的時機處選擇第二占空校正電路DTCPBp側(cè)。隨著占空指示值PWMP的進一步增大，只要完全導(dǎo)通檢測信號的置位時間段不被生成，則比較器CMPRp2使選擇器SELpl選擇第二占空校正電路DTCPBp偵U。在這種狀態(tài)下，換句話說，在P麗P>KREV的情況下，選擇器SELpl選擇第二占空校正電路DTCPBp 側(cè)。
[0196]另一方面，例如，當占空指示值PffMP變?yōu)樘幱跍p小方向，并且完全導(dǎo)通檢測信號的置位時間段被生成時，比較器CMPRp3使選擇器SELpl選擇第一占空校正電路DTCPAp側(cè)。在完全導(dǎo)通檢測信號的置位時間段被生成的時間點處的占空指示值PWMP變得與保持在鎖存電路LTlO中的占空參考值相等。因此，在這種狀態(tài)下，換句話說，當PWMP < KREV時，選擇器SELp I選擇第一占空校正電路DTCPAp側(cè)。
[0197]通過以與第二實施例的情況類似的方式使用第三實施例中的方法，在一些情況下，與第一實施例的方法相比較，電機的噪聲和振動可以被進一步減小。具體地，在第三實施例的方法中，占空參考值KREV是通過實際測量再生晶體管的柵極電壓是否達到最大電壓水平而確定的變量，因此與第一實施例的方法對應(yīng)的情況相比較，存在校正精度可以提高的情況。
[0198]另外，由于使用與第二實施例的方法相比更直接的測量結(jié)果，因此存在與第二實施例的方法相比校正精度可以進一步提高的情況。具體地，如參考圖13所述，第一占空校正電路DTCPAp的限制點直接由是否達到再生晶體管的最大電壓水平確定，作為間接的因素，依賴于再生晶體管的導(dǎo)通時間段。另一方面，從電路面積的角度來看，由于比較器電路CMP2和CMP3是不必要的，因此第二實施例中的方法更有利。
[0199]雖然本文以實施例為基礎(chǔ)具體地描述了發(fā)明人實現(xiàn)的發(fā)明，但本發(fā)明不局限于上述實施例，而可以在不背離范圍的情況下做出各種改變。例如，上述實施例被具體地描述以使得本發(fā)明容易理解，并且本發(fā)明不總是局限于具有上述配置的全部的實施例。實施例的配置的一部分可以被另一個實施例的配置替代，并且實施例的配置可以被添加到另一個實施例的配置中。針對每個實施例的配置的一部分，可以執(zhí)行對另一個配置的添加、刪除和替代。
[0200]例如，實施例中的方法不限于HDD裝置，而是可以作為一種驅(qū)動包括DVD復(fù)制/記錄裝置和藍光(Blu-ray)復(fù)制/記錄裝置的各種電機的方法被應(yīng)用。特別地，將本發(fā)明應(yīng)用到使用高頻PWM的情況是有利的。即，PWM頻率變得越高，相對地占空的誤差可以變得更大。因此，可以得到更有益的效果。在HDD裝置中，PffM頻率是例如大約10kHz。
[0201]作為電機驅(qū)動方法，除了上述的正弦波驅(qū)動方法之外，還存在矩形波驅(qū)動方法。在連續(xù)的PWM周期中，矩形波驅(qū)動方法中的占空通常為常數(shù)。在正弦波驅(qū)動方法中，占空可變地被控制。與矩形波驅(qū)動方法相比，通過正弦波驅(qū)動方法，通?？梢詫崿F(xiàn)更高的效率、更少的振動和更低的噪聲。因此，雖然實施例的方法也可以適用于矩形波驅(qū)動方法，但應(yīng)用到正弦波驅(qū)動方法是更有益的。
【主權(quán)項】
1.一種通過使用電機驅(qū)動裝置驅(qū)動電機的電機驅(qū)動方法， 其中所述電機驅(qū)動裝置包括: 驅(qū)動晶體管，當所述驅(qū)動晶體管被控制為導(dǎo)通時將驅(qū)動電流傳遞到電機；以及再生晶體管，其與所述驅(qū)動晶體管共同配置成半橋電路，并且當所述再生晶體管被控制為導(dǎo)通時，傳遞來自電機的再生電流， 其中所述電機驅(qū)動裝置執(zhí)行: 占空指示操作，其輸出表示導(dǎo)通時間段在PWM周期中所占比例的占空指示值； 占空校正操作，其校正所述占空指示值，并且根據(jù)所述占空指示值和占空參考值之間的大小關(guān)系，輸出第一校正后占空指示值和第二校正后占空指示值中的任一個作為校正后占空指不值； PWM信號生成操作，其基于所述校正后占空指示值，生成PWM信號；以及驅(qū)動操作，其在所述PWM信號的所述導(dǎo)通時間段控制所述驅(qū)動晶體管為導(dǎo)通，在所述PWM信號的關(guān)斷時間段控制所述再生晶體管為導(dǎo)通，響應(yīng)于所述PWM信號從所述關(guān)斷時間段到所述導(dǎo)通時間段的轉(zhuǎn)換，控制所述再生晶體管從導(dǎo)通變?yōu)殛P(guān)斷，以及在所述再生晶體管的關(guān)斷被檢測到以后，控制所述驅(qū)動晶體管從關(guān)斷變?yōu)閷?dǎo)通， 其中所述第一校正后占空指示值是以與所述占空指示值的增量相同的增量變化的值，并且在其中作為常數(shù)的偏移值被反映，以及 其中所述第二校正后占空指示值是以與所述占空指示值的增量不同的增量變化的值。2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的電機驅(qū)動方法， 其中在所述占空校正操作中，當所述占空指示值小于所述占空參考值時，所述第一校正后占空指示值被輸出，當所述占空指示值大于所述占空參考值時，所述第二校正后占空指示值被輸出，以及 其中所述第二校正后占空指示值以比所述占空指示值的增量小的增量變化。3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的電機驅(qū)動方法， 其中所述第一校正后占空指示值通過將所述占空指示值與所述偏移值相加/相減而生成，以及 其中所述第二校正后占空指示值通過使用所述偏移值和“(PWMP-KREV)XS”值進行的算術(shù)運算而生成，其中“PWMP”表示所述占空指示值，“KREV”表示所述占空參考值，“S”(0〈S〈I)表示靈敏度系數(shù)。4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的電機驅(qū)動方法，其中所述占空參考值通過設(shè)置被確定為任意值。5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的電機驅(qū)動方法，其中所述占空參考值通過監(jiān)測所述再生晶體管的導(dǎo)通時間段而被確定，并且被確定為在所述導(dǎo)通時間段變得比預(yù)定時間段短的時間點處的占空指示值。6.根據(jù)權(quán)利要求1所述的電機驅(qū)動方法，其中所述占空參考值通過監(jiān)測在控制所述再生晶體管為導(dǎo)通的時間點處施加的電壓而被確定，并且被確定為在此電壓未達到預(yù)定電壓的時間點處的占空指不值。7.根據(jù)權(quán)利要求1所述的電機驅(qū)動方法，其中在所述占空指示操作中，針對每個HVM周期的占空指示值被輸出，以便將電機的驅(qū)動電流控制為正弦波形狀。8.根據(jù)權(quán)利要求1所述的電機驅(qū)動方法， 其中所述電機驅(qū)動裝置具有: 被施加電源電壓的高壓側(cè)晶體管；以及 被施加接地電源電壓的低壓側(cè)晶體管， 其中在第一PWM周期中，所述高壓側(cè)晶體管和所述低壓側(cè)晶體管分別變?yōu)轵?qū)動晶體管和再生晶體管， 其中在第二PWM周期中，所述高壓側(cè)晶體管和所述低壓側(cè)晶體管分別變?yōu)樵偕w管和驅(qū)動晶體管，以及 其中所述占空參考值由所述第一 PWM周期中使用的第一占空參考值和所述第二 PWM周期中使用的第二占空參考值配置。9.一種驅(qū)動外部設(shè)置的電機的電機驅(qū)動裝置，包括: 驅(qū)動晶體管，當所述驅(qū)動晶體管被控制為導(dǎo)通時將驅(qū)動電流傳遞到電機； 再生晶體管，其與所述驅(qū)動晶體管共同配置成半橋電路，并且當所述再生晶體管被控制為導(dǎo)通時，傳遞來自電機的再生電流； 占空指示單元，其輸出表示導(dǎo)通時間段在PWM周期中所占比例的占空指示值； 占空校正單元，其校正所述占空指示值，并且輸出校正后占空指示值； PWM信號生成單元，其基于所述校正后占空指示值，生成PWM信號； 驅(qū)動單元，其在所述PWM信號的所述導(dǎo)通時間段控制所述驅(qū)動晶體管為導(dǎo)通，在所述PWM信號的關(guān)斷時間段控制所述再生晶體管為導(dǎo)通， 其中所述驅(qū)動單元響應(yīng)于所述PWM信號從所述關(guān)斷時間段到所述導(dǎo)通時間段的轉(zhuǎn)換，控制所述再生晶體管從導(dǎo)通變?yōu)殛P(guān)斷，以及在所述再生晶體管的關(guān)斷被檢測到以后，控制所述驅(qū)動晶體管從關(guān)斷變?yōu)閷?dǎo)通，以及其中所述占空校正單元包括: 第一占空校正電路，其生成第一校正后占空指示值，所述第一校正后占空指示值以與所述占空指示值的增量相同的增量變化，并且在其中作為常數(shù)的偏移值被反映； 第二占空校正電路，其生成第二校正后占空指示值，所述第二校正后占空指示值以與所述占空指示值的增量不同的增量變化;以及 選擇單元，所述選擇單元根據(jù)所述占空指示值和所述占空參考值之間的大小關(guān)系，輸出所述第一校正后占空指示值和所述第二校正后占空指示值中的任一個作為所述校正后占空指不值。10.根據(jù)權(quán)利要求9所述的電機驅(qū)動裝置，其中所述選擇單元在所述占空指示值小于所述占空參考值時，輸出所述第一校正后占空指示值，在所述占空指示值大于所述占空參考值時，輸出所述第二校正后占空指示值，以及 其中所述第二校正后占空指示值以比所述占空指示值的增量小的增量變化。11.根據(jù)權(quán)利要求10所述的電機驅(qū)動裝置， 其中所述第一占空校正電路通過將所述占空指示值與所述偏移值相加/相減而生成所述第一校正后占空指示值，以及 其中所述第二占空校正電路通過使用所述偏移值和“(PWMP-KREV)XS”值進行的算術(shù)運算而生成所述第二校正后占空指示值，其中“PWMP”表示所述占空指示值，“KREV”表示所述占空參考值，“s”(0〈S〈1)表示靈敏度系數(shù)。12.根據(jù)權(quán)利要求9所述的電機驅(qū)動裝置，其中所述占空參考值通過設(shè)置被確定為任意值。13.根據(jù)權(quán)利要求9所述的電機驅(qū)動裝置，其中所述占空參考值通過監(jiān)測所述再生晶體管的導(dǎo)通時間段而被確定，并且被確定為在所述導(dǎo)通時間段變得比預(yù)定時間段短的時間點處的占空指示值。14.根據(jù)權(quán)利要求9所述的電機驅(qū)動裝置，其中所述占空參考值通過監(jiān)測在控制所述再生晶體管為導(dǎo)通的時間點處施加的電壓而被確定，并且被確定為在此電壓未達到預(yù)定電壓的時間點處的占空指不值。15.根據(jù)權(quán)利要求9所述的電機驅(qū)動裝置，其中所述占空指示單元輸出針對每個PWM周期的占空指示值，以便將電機的驅(qū)動電流控制為正弦波形狀。16.根據(jù)權(quán)利要求9所述的電機驅(qū)動裝置， 其中所述電機驅(qū)動裝置具有: 被施加電源電壓的高壓側(cè)晶體管；以及 被施加接地電源電壓的低壓側(cè)晶體管， 其中在第一PWM周期中，所述高壓側(cè)晶體管和所述低壓側(cè)晶體管分別變?yōu)轵?qū)動晶體管和再生晶體管， 其中在第二PWM周期中，所述高壓側(cè)晶體管和所述低壓側(cè)晶體管分別變?yōu)樵偕w管和驅(qū)動晶體管，以及 其中所述占空參考值由所述第一 PWM周期中使用的第一占空參考值和所述第二 PWM周期中使用的第二占空參考值配置。17.一種硬盤裝置，包括: 存儲數(shù)據(jù)的磁盤； 旋轉(zhuǎn)所述磁盤的電機；以及 以三相正弦波驅(qū)動電機的電機驅(qū)動裝置， 其中所述電機驅(qū)動裝置包括: 驅(qū)動晶體管，當所述驅(qū)動晶體管被控制為導(dǎo)通時將驅(qū)動電流傳遞到電機； 再生晶體管，其與所述驅(qū)動晶體管共同配置成半橋電路，并且當所述再生晶體管被控制為導(dǎo)通時，傳遞來自電機的再生電流； 占空指示單元，其輸出表示導(dǎo)通時間段在PWM周期中所占比例的占空指示值； 占空校正單元，其校正所述占空指示值，并且輸出校正后占空指示值； PWM信號生成單元，其基于所述校正后占空指示值，生成PWM信號；以及驅(qū)動單元，其在所述PWM信號的所述導(dǎo)通時間段控制所述驅(qū)動晶體管為導(dǎo)通，在所述PWM信號的關(guān)斷時間段控制所述再生晶體管為導(dǎo)通， 其中所述驅(qū)動單元響應(yīng)于所述PWM信號從所述關(guān)斷時間段到所述導(dǎo)通時間段的轉(zhuǎn)換，控制所述再生晶體管從導(dǎo)通變?yōu)殛P(guān)斷，以及在所述再生晶體管的關(guān)斷被檢測到以后，控制所述驅(qū)動晶體管從關(guān)斷變?yōu)閷?dǎo)通，以及其中所述占空校正單元包括: 第一占空校正電路，其生成第一校正后占空指示值，所述第一校正后占空指示值以與所述占空指示值的增量相同的增量變化，并且其中作為常數(shù)的偏移值被反映； 第二占空校正電路，其生成第二校正后占空指示值，所述第二校正后占空指示值以與所述占空指示值的增量不同的增量變化;以及 選擇單元，所述選擇單元根據(jù)所述占空指示值和所述占空參考值之間的大小關(guān)系，輸出所述第一校正后占空指示值和所述第二校正后占空指示值中的任一個作為所述校正后占空指示值。18.根據(jù)權(quán)利要求17所述的硬盤裝置， 其中所述選擇單元在所述占空指示值小于所述占空參考值時，輸出所述第一校正后占空指示值，在所述占空指示值大于所述占空參考值時，輸出所述第二校正后占空指示值，以及 其中所述第二校正后占空指示值以比所述占空指示值的增量小的增量變化。19.根據(jù)權(quán)利要求18所述的硬盤裝置，其中所述第一占空校正電路通過將所述占空指示值與所述偏移值相加/相減而生成所述第一校正后占空指示值，以及 其中所述第二占空校正電路通過使用所述偏移值和“(PWMP-KREV)XS”值進行的算術(shù)運算而生成所述第二校正后占空指示值，其中“PWMP”表示所述占空指示值，“KREV”表示所述占空參考值，“S”(0〈S〈1)表示靈敏度系數(shù)。20.根據(jù)權(quán)利要求17所述的硬盤裝置， 其中所述電機驅(qū)動裝置具有: 被施加電源電壓的高壓側(cè)晶體管；以及 被施加接地電源電壓的低壓側(cè)晶體管， 其中在第一PWM周期中，所述高壓側(cè)晶體管和所述低壓側(cè)晶體管分別變?yōu)轵?qū)動晶體管和再生晶體管， 其中在第二PWM周期中，所述高壓側(cè)晶體管和所述低壓側(cè)晶體管分別變?yōu)樵偕w管和驅(qū)動晶體管，以及 其中所述占空參考值由所述第一 PWM周期中使用的第一占空參考值和所述第二 PWM周期中使用的第二占空參考值配置。
【文檔編號】H02P6/10GK105897075SQ201511004478
【公開日】2016年8月24日
【申請日】2015年12月29日
【發(fā)明人】黑澤稔, 板垣吉彌, 石地正義
【申請人】瑞薩電子株式會社