專利名稱：半導(dǎo)體器件及功率放大器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種例如在無(wú)線通信設(shè)備的高頻電路等中使用的適合的半導(dǎo)體器件及使用該半導(dǎo)體器件構(gòu)成的功率放大器。
背景技術(shù)：
通常，作為現(xiàn)有技術(shù)的半導(dǎo)體器件，在輸入端子和輸出端子之間并聯(lián)連接多個(gè)執(zhí)行高頻信號(hào)的功率放大的放大電路的半導(dǎo)體器件是公知的(例如，參照專利文獻(xiàn)1～4)。在這種現(xiàn)有技術(shù)中，例如，使用雙極晶體管構(gòu)成放大電路。此時(shí)，該雙極晶體管結(jié)構(gòu)為其集電極連接到輸出端子，且發(fā)射極連接到地端子，對(duì)輸入到基極的高頻信號(hào)進(jìn)行功率放大。此外，在現(xiàn)有的技術(shù)中，為了抑制雙極晶體管的熱失控，對(duì)基極連接鎮(zhèn)流電阻。
此時(shí)，專利文獻(xiàn)1、2中，公開有將高頻信號(hào)和偏置電壓分別輸入雙極晶體管的基極，同時(shí)在偏置電壓側(cè)的路徑的途中連接鎮(zhèn)流電阻的結(jié)構(gòu)。此情況下，由于鎮(zhèn)流電阻對(duì)于高頻信號(hào)的路徑并聯(lián)地連接，就不會(huì)減少高頻信號(hào)的增益。
另一方面，在專利文獻(xiàn)3中，公開有通過(guò)鎮(zhèn)流電阻一起供給高頻信號(hào)和偏置電壓，同時(shí)在鎮(zhèn)流電阻上并聯(lián)連接電容器的結(jié)構(gòu)。由此，在專利文獻(xiàn)3的現(xiàn)有的例子中，對(duì)于使用頻帶的高頻信號(hào)緩和了增益的下降。
此外，在專利文獻(xiàn)4中，公開有除將高頻信號(hào)和偏置電壓分別輸入到雙極晶體管的基極，在偏置電壓側(cè)的路徑的中途連接鎮(zhèn)流電阻外，還在輸入端子和偏置端子(偏置電壓用端子)之間連接旁路用電容器的結(jié)構(gòu)。此情況下，使用旁路用電容器，使基極電流的交流成分的一部分相對(duì)于鎮(zhèn)流電阻旁路，減少高頻信號(hào)的失真。
專利文獻(xiàn)1美國(guó)專利第5629648號(hào)說(shuō)明書專利文獻(xiàn)2特開2001-196865號(hào)公報(bào)專利文獻(xiàn)3美國(guó)專利第5321279號(hào)說(shuō)明書專利文獻(xiàn)4特開2003-324325號(hào)公報(bào)同時(shí)，在現(xiàn)有技術(shù)中，通過(guò)加載鎮(zhèn)流電阻就能夠確保雙極晶體管的熱穩(wěn)定性，但沒(méi)有考慮對(duì)于振蕩的穩(wěn)定性。另一方面，雙極晶體管等的半導(dǎo)體元件靠其自身不能獲取穩(wěn)定性，在寬的頻率區(qū)域內(nèi)處于不穩(wěn)定狀態(tài)。此外，由于半導(dǎo)體元件的增益越在低頻時(shí)而變高，就存在在低頻區(qū)域易產(chǎn)生異常振蕩的趨勢(shì)。
相對(duì)于此，在專利文獻(xiàn)1中所述的半導(dǎo)體器件中，相對(duì)于高頻信號(hào)的路徑并聯(lián)連接鎮(zhèn)流電阻。由此，鎮(zhèn)流電阻本身并不有助于振蕩的穩(wěn)定性，在低頻側(cè)的寬的頻帶內(nèi)，雙極晶體管為不穩(wěn)定狀態(tài)。
此外，在專利文獻(xiàn)2中所述的半導(dǎo)體器件中，在高頻信號(hào)的路徑的中途連接第1電阻，且在偏置電壓的路徑的中途與第1電阻串聯(lián)地連接第2電阻的結(jié)構(gòu)。此情況下，在第1、第2電阻作為鎮(zhèn)流電阻起作用的同時(shí)，能夠由第1電阻抑制雙極晶體管的異常振蕩，提高穩(wěn)定性。但是，在專利文獻(xiàn)2中，雖然考慮在使用頻率(高頻)下的穩(wěn)定性，而沒(méi)有對(duì)相對(duì)于使用頻率低頻側(cè)的頻帶進(jìn)行研討，第1電阻的電阻值例如相對(duì)于第2電阻的電阻值變成1/10左右的值。由此，例如，在高頻信號(hào)的使用頻率為5GHz時(shí)，在1GHz以下的低頻區(qū)域，雙極晶體管變得不穩(wěn)定。
另一方面，增加第1電阻的電阻值時(shí)，由于基極電流使得電壓下降變大，抑制了電流增加。此時(shí)，例如在功率放大器中使用半導(dǎo)體器件時(shí)，通過(guò)隨著輸入功率的增加而使電流增加，得到所需的輸出功率。相對(duì)于此，第1電阻的電阻值增加得過(guò)大時(shí)，存在因電流增加的抑制而使得輸出功率的增加也被抑制這樣的問(wèn)題。這種輸出功率增加的抑制在第1電阻與電容器并聯(lián)連接時(shí)也同樣會(huì)產(chǎn)生。
并且，在專利文獻(xiàn)3中的半導(dǎo)體器件中，構(gòu)成在鎮(zhèn)流電阻上并聯(lián)連接電容器，一起供給高頻信號(hào)和偏置電壓的結(jié)構(gòu)。但是，由于為實(shí)現(xiàn)熱的穩(wěn)定化而設(shè)置鎮(zhèn)流電阻，所以靠熱穩(wěn)定化所需的鎮(zhèn)流電阻的電阻值不能充分的獲取相對(duì)于低頻區(qū)域下的振蕩的穩(wěn)定性。另一方面，在鎮(zhèn)流電阻的電阻值增大的情況下，與專利文獻(xiàn)2的情況相同，存在所謂因基極電流導(dǎo)致電壓下降過(guò)大，從而抑制輸出功率的增加的問(wèn)題。
此外，在專利文獻(xiàn)4中所述的半導(dǎo)體器件中，構(gòu)成在輸入端子和偏置端子之間連接電容器，減少高頻信號(hào)的失真的結(jié)構(gòu)。但是，由于電容器的阻抗具有頻率依賴性，所以存在所謂在寬頻帶中不能減少失真的問(wèn)題。此外，即使專利文獻(xiàn)4所述的半導(dǎo)體器件，也與專利文獻(xiàn)1的情況相同，相對(duì)于高頻信號(hào)的路徑并聯(lián)連接鎮(zhèn)流電阻。因此，存在在低頻側(cè)的寬的頻帶下雙極晶體管處于不穩(wěn)定狀態(tài)這樣的問(wèn)題。

發(fā)明內(nèi)容
鑒于上述現(xiàn)有技術(shù)的問(wèn)題而進(jìn)行本發(fā)明，本發(fā)明的目的在于，提供一種能夠防止雙極晶體管的熱失控并且能夠提高對(duì)于包含低頻區(qū)域的振蕩的穩(wěn)定性的半導(dǎo)體器件及功率放大器。
(1).為了解決上述問(wèn)題，本發(fā)明的特征在于，在輸入端子和輸出端子之間并聯(lián)連接多個(gè)執(zhí)行高頻信號(hào)的功率放大的放大電路的半導(dǎo)體器件中，上述放大電路包括集電極連接到上述輸出端子的雙極晶體管；連接在上述輸入端子和該雙極晶體管的基極之間，對(duì)于低頻信號(hào)成為電阻狀態(tài)，對(duì)于高頻信號(hào)成為短路狀態(tài)的振蕩穩(wěn)定電路；和一端側(cè)連接到偏置端子且另一端側(cè)連接在該振蕩穩(wěn)定電路和上述雙極晶體管的基極之間，能夠防止上述雙極晶體管的熱失控的鎮(zhèn)流電路。
根據(jù)本發(fā)明，由于在輸入端子和雙極晶體管的基極之間設(shè)置振蕩穩(wěn)定電路，所以振蕩穩(wěn)定電路對(duì)于從輸入端子輸入的低頻信號(hào)成為電阻狀態(tài)，對(duì)于高頻信號(hào)成為短路狀態(tài)。因此，由于振蕩穩(wěn)定電路相對(duì)于與使用頻率相比低頻側(cè)的信號(hào)作為電阻起作用，就能夠抑制低頻信號(hào)的振蕩，能夠提高穩(wěn)定性。另一方面，由于振蕩電路相對(duì)于與使用頻率相比高頻側(cè)的信號(hào)成為短路狀態(tài)，就能夠在沒(méi)有損失的狀態(tài)下，將高頻信號(hào)輸入到雙極晶體管的基極，能夠進(jìn)行功率放大。
此外，由于在雙極晶體管的偏置端子和雙極晶體管的基極之間設(shè)置鎮(zhèn)流電路，所以即使通過(guò)雙極晶體管等的加熱而對(duì)基極流過(guò)過(guò)電流時(shí)，也能夠使用鎮(zhèn)流電路產(chǎn)生對(duì)應(yīng)于過(guò)電流的電壓下降，能夠防止雙極晶體管的熱失控。
并且，由于構(gòu)成并聯(lián)地設(shè)置振蕩穩(wěn)定電路和鎮(zhèn)流電路，相對(duì)于雙極晶體管的基極，分別獨(dú)立地連接振蕩穩(wěn)定電路和鎮(zhèn)流電路的結(jié)構(gòu)，所以能夠使振蕩穩(wěn)定電路和鎮(zhèn)流電路互不影響，分別獨(dú)立地設(shè)置振蕩穩(wěn)定電路和鎮(zhèn)流電路。由此，即使在確保防止熱失控和振蕩穩(wěn)定化時(shí)，如現(xiàn)有技術(shù)那樣，也能夠不因鎮(zhèn)流電路而產(chǎn)生過(guò)大的電壓下降，產(chǎn)生防止熱失控所需的最低限度的電壓下降。其結(jié)果，能夠杜絕不需要的電壓下降，能夠獲得高輸出的輸出功率。
(2).此時(shí)，在本發(fā)明中，由并聯(lián)連接電阻和電容器的RC并聯(lián)電路構(gòu)成上述振蕩穩(wěn)定電路。
按照這樣的結(jié)構(gòu)，對(duì)于低頻信號(hào)，RC并聯(lián)電路的電容器成為遮斷狀態(tài)，對(duì)于高頻信號(hào)，RC并聯(lián)電路的電容器成為短路狀態(tài)。由此，由于低頻信號(hào)通過(guò)電阻，高頻信號(hào)通過(guò)電容器，所以RC并聯(lián)電路對(duì)于低頻信號(hào)成為電阻狀態(tài)，對(duì)于高頻信號(hào)成為短路狀態(tài)。其結(jié)果，RC并聯(lián)電路相對(duì)于與使用頻率相比低頻率側(cè)的信號(hào)成為電阻狀態(tài)，能夠抑制低頻信號(hào)的振蕩，提高穩(wěn)定性。另一方面，RC并聯(lián)電路對(duì)于與使用頻率相比高頻率側(cè)的信號(hào)成為短路狀態(tài)，在不損失高頻信號(hào)的狀態(tài)下，能夠輸入到雙極晶體管的基極。此外，在RC并聯(lián)電路中，由于低頻信號(hào)通過(guò)電阻，高頻信號(hào)通過(guò)電容器，所以就能夠例如根據(jù)電阻的電阻值調(diào)整振蕩的穩(wěn)定性，能夠根據(jù)電容器的容量調(diào)整成為短路狀態(tài)的信號(hào)的頻率。
(3).在本發(fā)明中，優(yōu)選上述鎮(zhèn)流電路由連接在上述偏置端子和上述雙極晶體管的基極之間的鎮(zhèn)流電阻構(gòu)成。
由此，即使由于雙極晶體管等的加熱而對(duì)基極流過(guò)過(guò)電流時(shí)，也能夠使用鎮(zhèn)流電阻產(chǎn)生對(duì)應(yīng)于過(guò)電流的電壓下降，能夠防止雙極晶體管的熱失控。
(4).在本發(fā)明中，上述雙極晶體管也可以由異質(zhì)結(jié)雙極晶體管構(gòu)成。
由此，實(shí)現(xiàn)高速化、低消耗功率化等，能夠執(zhí)行高頻信號(hào)的功率放大，例如能夠適用于無(wú)線通信裝置中。
(5).在本發(fā)明中，在上述輸入端子和偏置端子之間連接用于減少上述輸出端子側(cè)的高頻信號(hào)的失真的低失真化電阻。
此時(shí)，低失真化電阻允許基極電流的交流成分的一部分旁路鎮(zhèn)流電阻而在雙極晶體管的基極和偏置端子間流過(guò)。由此，能夠按照輸入信號(hào)的功率增加來(lái)使集電極電流增加，能夠減少高頻信號(hào)的失真。此外，由于低失真化電阻基本上沒(méi)有阻抗的頻率依賴性，所以，基極電流的交流成分的一部分能夠在寬頻帶被旁路。由此，能夠在寬頻帶減少高頻信號(hào)的失真。
(6).在本發(fā)明中，優(yōu)選上述多個(gè)放大電路在彼此并聯(lián)連接的狀態(tài)下，在半導(dǎo)體基板上整體式(monolithic)形成。
由此，使用在半導(dǎo)體基板上形成的功率晶體管、電容器、電阻就能夠構(gòu)成放大電路，能夠形成用于功率放大高頻信號(hào)的MMIC(單片微波集成電路，Monolithic Microwave Integrated Circuit)。
(7).也可以使用根據(jù)本發(fā)明的半導(dǎo)體器件構(gòu)成功率放大器。
由此，除了在整個(gè)頻率實(shí)現(xiàn)振蕩的穩(wěn)定化、防止熱失控之外，還能夠獲得高輸出的輸出功率。


圖1是表示第1實(shí)施方式的半導(dǎo)體器件的電路圖。
圖2是表示將圖1中的半導(dǎo)體器件連接到信號(hào)源和負(fù)載的狀態(tài)的電路圖。
圖3是表示圖2中的半導(dǎo)體器件的穩(wěn)定系數(shù)、最大穩(wěn)定功率增益、最大有效功率增益的頻率特性的特性曲線圖。
圖4是表示相對(duì)于圖2中的半導(dǎo)體器件輸入功率的輸出功率及消耗電流的特性曲線圖。
圖5是表示相對(duì)于圖2中的半導(dǎo)體器件輸入功率的功率增益及消耗電流的特性曲線圖。
圖6是表示將第1比較例的半導(dǎo)體器件連接到信號(hào)源和負(fù)載的狀態(tài)的電路圖。
圖7是表示圖6中的半導(dǎo)體器件的穩(wěn)定系數(shù)、最大穩(wěn)定功率增益、最大有效功率增益的頻率特性的特性曲線圖。
圖8是表示將第2比較例的半導(dǎo)體器件連接到信號(hào)源和負(fù)載的狀態(tài)的電路圖。
圖9是表示圖8中的半導(dǎo)體器件的穩(wěn)定系數(shù)、最大穩(wěn)定功率增益、最大有效功率增益的頻率特性的特性曲線圖。
圖10是表示將第3比較例的半導(dǎo)體器件連接到信號(hào)源和負(fù)載的狀態(tài)的電路圖。
圖11是表示在圖10中的半導(dǎo)體器件中將鎮(zhèn)流電阻設(shè)定為300Ω時(shí)的穩(wěn)定系數(shù)、最大穩(wěn)定功率增益、最大有效功率增益的頻率特性的特性曲線圖。
圖12是表示在圖10中的半導(dǎo)體器件中將鎮(zhèn)流電阻設(shè)定為1500時(shí)的穩(wěn)定系數(shù)、最大穩(wěn)定功率增益、最大有效功率增益的頻率特性的特性曲線圖。
圖13是表示在圖10中的半導(dǎo)體器件中相對(duì)于將鎮(zhèn)流電阻設(shè)定為300Ω、1500Ω時(shí)的輸入功率的輸出功率及消耗電流的特性曲線圖。
圖14是表示在圖10中的半導(dǎo)體器件中相對(duì)于將鎮(zhèn)流電阻設(shè)定為300Ω、1500Ω時(shí)的輸入功率的功率增益及消耗電流的特性曲線圖。
圖15是表示第2實(shí)施方式的半導(dǎo)體器件的電路圖。
圖16是表示圖15中的半導(dǎo)體器件的AM-PM特性的特性曲線圖。
圖17是表示第4比較例的半導(dǎo)體器件的電路圖。
圖18是表示圖17中的半導(dǎo)體器件的AM-PM特性的特性曲線圖。
圖19是表示使用第3實(shí)施方式的半導(dǎo)體器件的功率放大器的平面圖。
圖中1 半導(dǎo)體器件 2 放大電路3 異質(zhì)結(jié)雙極晶體管(HBT) 4 振蕩穩(wěn)定電路5 鎮(zhèn)流電阻 6 電阻7 電容器 21 低失真電阻41 半導(dǎo)體基板RFin 輸入端子RFout 輸出端子 Bin 偏置端子GND 地端子具體實(shí)施方式
下面，參照附圖，詳細(xì)地說(shuō)明本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施方式的半導(dǎo)體器件。
首先，圖1表示第1實(shí)施方式的半導(dǎo)體器件。在圖中，通過(guò)在輸入端子RFin和輸出端子RFout之間并聯(lián)連接多個(gè)后述的放大電路2(單位單元)以構(gòu)成半導(dǎo)體器件1。
執(zhí)行高頻信號(hào)RF的功率放大的放大電路2由異質(zhì)結(jié)雙極晶體管3(以下稱為HBT3)、連接在輸入端子RFin和HBT3的基極B之間的振蕩穩(wěn)定電路4、一端側(cè)連接到偏置端子Bin且另一端側(cè)連接在振蕩穩(wěn)定電路4和HBT3的基極B之間的作為鎮(zhèn)流電路的鎮(zhèn)流電阻5構(gòu)成。
并且，多個(gè)放大電路2的HBT3的集電極C彼此連接，同時(shí)發(fā)射極E彼此連接。而且，集電極C連接到輸出端子RFout，發(fā)射極E連接到地端子GND。此外，多個(gè)放大電路2的振蕩穩(wěn)定電路4的輸入側(cè)都連接到輸入端子RFin，同時(shí)鎮(zhèn)流電阻5的輸入側(cè)都連接到偏置端子Bin。由此，多個(gè)放大電路2并聯(lián)連接在輸入端子RFin和輸出端子RFout之間。
此外，鎮(zhèn)流電阻5連接在用于施加偏置電壓的的偏置端子Bin和HBT3的基極B之間。由此，即使因HBT3的加熱從偏置端子Bin向基極B流過(guò)過(guò)電流時(shí)，也能夠使用鎮(zhèn)流電阻5生成對(duì)應(yīng)于過(guò)電流的電壓下降，能夠防止HBT3的熱失控。此時(shí)，將鎮(zhèn)流電阻5的電阻值設(shè)定為產(chǎn)生防止熱失控所需要的最低限度的電壓下降的值。
此外，振蕩穩(wěn)定電路4由構(gòu)成并聯(lián)連接電阻6和電容器7的高通濾波器的RC并聯(lián)電路構(gòu)成，電容器7相對(duì)于低頻信號(hào)成為遮斷狀態(tài)，相對(duì)于高頻信號(hào)成為短路狀態(tài)。由此，低頻信號(hào)通過(guò)電阻6，高頻信號(hào)通過(guò)電容器7。因此，振蕩穩(wěn)定電路4，相對(duì)于低頻信號(hào)成為電阻狀態(tài)，相對(duì)于高頻信號(hào)成為短路狀態(tài)。并且，電容器7的容量，被設(shè)定為所希望的高頻信號(hào)的使用頻率成為通過(guò)頻帶這樣的值。另一方面，電阻6的電阻值，被設(shè)定為在振蕩穩(wěn)定電路4的遮斷頻率下能夠防止HBT3的振蕩的值。
本實(shí)施方式的半導(dǎo)體器件1具有如上所述的結(jié)構(gòu)，接著說(shuō)明其工作。
首先，將地端子GND連接到地，同時(shí)對(duì)偏置端子Bin施加規(guī)定的偏置電壓。由此，偏置電壓通過(guò)鎮(zhèn)流電阻5被施加在HBT3的基極B上，HBT3成為驅(qū)動(dòng)狀態(tài)。在此狀態(tài)下，對(duì)輸入端子RFin例如輸入大約幾GHz～幾十GHz程度的使用頻率的高頻信號(hào)。由此，并聯(lián)連接到輸入端子RFin的多個(gè)HBT3，根據(jù)供給到基極B的功率，分別將高頻信號(hào)加以功率放大，并從輸出端子RFout輸出。其結(jié)果，輸出端子RFout合計(jì)輸出由多個(gè)放大電路2進(jìn)行了功率放大的高頻信號(hào)。由此，按照放大電路2的個(gè)數(shù)能夠獲得高輸出的高頻信號(hào)。
此外，即使因HBT3的加熱對(duì)于基極B流過(guò)過(guò)電流時(shí)，也通過(guò)連接在偏置端子Bin和HBT3的基極B之間的鎮(zhèn)流電阻5產(chǎn)生對(duì)應(yīng)于過(guò)電流的電壓下降。其結(jié)果，由于基極B的電壓下降，就能夠降低HBT3的電流，能夠防止HBT3的熱失控。
接著，參照?qǐng)D2至圖14，研討對(duì)于半導(dǎo)體器件1的振蕩的穩(wěn)定性。
首先，在圖6所示的第1比較例中，構(gòu)成在放大電路2的HBT3的基極B和輸入端子RFin之間連接耦合用的電容器11，在基極B和偏置端子Bin之間連接鎮(zhèn)流電阻12的結(jié)構(gòu)。此時(shí)，針對(duì)第1比較例的半導(dǎo)體器件1，利用模擬來(lái)調(diào)查表示對(duì)于電路的振蕩穩(wěn)定性指標(biāo)即穩(wěn)定系數(shù)K的頻率特性及最大穩(wěn)定功率增益MSG、最大有效功率增益MAG的頻率特性。其結(jié)果在圖7中示出。
再有，在此模擬中，半導(dǎo)體器件1具有10個(gè)放大電路2，電容器11的容量為可通過(guò)所希望的高頻信號(hào)的值例如0.5pF，鎮(zhèn)流電阻12的電阻值為可防止熱失控的值例如300Ω。此外，成為驅(qū)動(dòng)電壓的集電極電壓Vc為3V，集電極電流Ic為50.24mA。并且，在信號(hào)源S側(cè)(輸入側(cè))和負(fù)載L側(cè)(輸出側(cè))分別具備信號(hào)源阻抗Zs、負(fù)載阻抗ZL，同時(shí)，在信號(hào)源S側(cè)連接有用于遮斷直流成分的電容器CO，在負(fù)載L側(cè)除該電容器C0外，還連接有RF扼流用電感器L0。
根據(jù)圖7的結(jié)果，在第1比較例中，在例如從直流到13GHz的低頻側(cè)的寬的頻帶內(nèi)穩(wěn)定系數(shù)K比1小(K＜1)，HBT3成為不穩(wěn)定狀態(tài)。其理由是由于相對(duì)于高頻信號(hào)的路徑并聯(lián)連接鎮(zhèn)流電阻12，所以鎮(zhèn)流電阻12本身就不有助于振蕩的穩(wěn)定性。另一方面，最大穩(wěn)定功率增益MSG，越是低頻區(qū)域，增益變得就越大。為此，在第1比較例中，即使輸入極少的低頻信號(hào)時(shí)，HBT3也容易振蕩，HBT3存在非常不穩(wěn)定的傾向。其結(jié)果，存在僅相對(duì)于13GHz以上的高頻信號(hào)能獲得最大有效功率增益MAG這樣的問(wèn)題。
接著，在圖8的比較例中，構(gòu)成在高頻信號(hào)的路徑的中途串聯(lián)連接電容器13和第1電阻14，同時(shí)在偏置電壓的路徑的中途與第1電阻14串聯(lián)地連接第2電阻15的結(jié)構(gòu)。此時(shí)，針對(duì)第2比較例的半導(dǎo)體器件1使用模擬調(diào)查穩(wěn)定系數(shù)K、最大穩(wěn)定功率增益MSG及最大有效功率增益MAG的頻率特性。其結(jié)果在圖9中示出。
再有，即使在此模擬中，也與第1比較例相同，半導(dǎo)體器件1具有10個(gè)放大電路2，電容器13的容量例如為0.5pF，第1電阻14的電阻值例如為300Ω。第2電阻15的電阻值例如為10Ω。此外，驅(qū)動(dòng)電壓(集電極電壓Vc)為3V，集電極電流Ic為50.06mA。并且，在信號(hào)源S側(cè)(輸入側(cè))和負(fù)載L側(cè)(輸出側(cè))也分別與第1比較例相同，連接有信號(hào)源阻抗Zs、負(fù)載阻抗ZL，電容器CO，電感器L0。
根據(jù)圖9的結(jié)果，在第2比較例中，由于通過(guò)第1電阻14抑制雙極晶體管的異常振蕩，所以能夠比第1比較例更提高穩(wěn)定性。但是，依然，在從直流到4GHz左右的低頻頻帶內(nèi)穩(wěn)定系數(shù)K比1小(K＜1)，HBT3成為不穩(wěn)定狀態(tài)。為此，僅相對(duì)于4GHz以上的高頻信號(hào)能獲得最大有效功率增益MAG。
另一方面，在第1電阻14的電阻值變大的情況下，基極電流引起的電壓下降變大，抑制了電流增加。此時(shí)，由于第1電阻14被設(shè)置在高頻信號(hào)的路徑的中途，所以存在高頻信號(hào)引起的電流增加也會(huì)被抑制，輸出功率的增加也會(huì)被抑制這樣的問(wèn)題。
接著，在圖10的比較例3中，構(gòu)成在鎮(zhèn)流電阻16上并聯(lián)連接電容器17，通過(guò)共同的路徑供給高頻信號(hào)和偏置電壓的結(jié)構(gòu)。此時(shí)，針對(duì)第3比較例的半導(dǎo)體器件1使用模擬調(diào)查穩(wěn)定系數(shù)K、最大穩(wěn)定功率增益MSG及最大有效功率增益MAG的頻率特性。其結(jié)果在圖11中示出。
再有，即使在此模擬中，也與第1比較例相同，半導(dǎo)體器件1具有10個(gè)放大電路2，鎮(zhèn)流電阻16的電阻值例如為300Ω，電容器17的容量例如為0.55pF。此外，驅(qū)動(dòng)電壓(集電極電壓Vc)為3V，集電極電流Ic為50.24mA。并且，在信號(hào)源S側(cè)(輸入側(cè))和負(fù)載L側(cè)(輸出側(cè))也分別與第1比較例相同，連接有信號(hào)源阻抗Zs、負(fù)載阻抗ZL，電容器CO，電感器L0。
根據(jù)圖11的結(jié)果，在第3比較例中，由于在與電容器17并聯(lián)連接的狀態(tài)下在高頻信號(hào)的路徑的中途設(shè)置鎮(zhèn)流電阻16，所以能夠通過(guò)鎮(zhèn)流電阻16抑制HBT3的低頻側(cè)的異常振蕩，比第1比較例更提高穩(wěn)定性。但是，即使第3比較例，由于將鎮(zhèn)流電阻16設(shè)定為能夠防止熱失控的程度的值(例如300Ω)，所以低頻側(cè)的穩(wěn)定性的確保就不充分。由此，在與幾百M(fèi)Hz相比的低頻側(cè)，穩(wěn)定系數(shù)K比1小(K＜1)，HBT3成為不穩(wěn)定狀態(tài)。因此，僅相對(duì)于幾百M(fèi)Hz以上的高頻信號(hào)能獲得最大有效功率增益MAG。
另一方面，相對(duì)于比較例3的半導(dǎo)體器件1，針對(duì)鎮(zhèn)流電阻16的電阻值為例如1500Ω的情況下，使用模擬調(diào)查穩(wěn)定系數(shù)K、最大穩(wěn)定功率增益MSG及最大有效功率增益MAG的頻率特性。其結(jié)果在圖12中示出。再有，在此模擬中，電容器17的容量例如為0.25pF，驅(qū)動(dòng)電壓(集電極電壓Vc)為3V，集電極電流Ic為50.61mA，其它條件，鎮(zhèn)流電阻16的電阻值與例如為300Ω時(shí)相同。
根據(jù)圖12的結(jié)果可知，在鎮(zhèn)流電阻16的電阻值例如為1500Ω的情況下，即使幾百M(fèi)Hz以下的低頻側(cè)，穩(wěn)定系數(shù)K也比1大(K＞1)，在幾乎所有的頻帶都改善振蕩的穩(wěn)定性。
但是，在功率放大器中使用半導(dǎo)體器件1的情況下，除確保振蕩的穩(wěn)定性外，還需要增大相對(duì)于輸入功率的輸出功率及功率增益。因此，接著，針對(duì)第3比較例的半導(dǎo)體器件1中鎮(zhèn)流電阻16的電阻值為300Ω及1500Ω的情況，使用模擬研討相對(duì)于輸入功率的輸出功率、功率增益及消耗電流。其結(jié)果在圖13及圖14中示出。
再有，在此模擬中，高頻信號(hào)的頻率為5GHz，負(fù)載阻抗ZL為(9.73+j7.24)Ω。此外，信號(hào)源阻抗Zs為成為與包含鎮(zhèn)流電阻16和電容器17的HBT3的輸入阻抗共軛(conjugate)這樣的值。由此，鎮(zhèn)流電阻16為300Ω時(shí)，信號(hào)源阻抗Zs為(1.13+j7.5)Ω，鎮(zhèn)流電阻16為1500Ω時(shí)，信號(hào)源阻抗Zs為(1.25+j14.27)Ω。
根據(jù)圖13及圖14的結(jié)果，在第3比較例的半導(dǎo)體器件1中，鎮(zhèn)流電阻16的電阻值從300Ω變更為1500Ω時(shí)，伴隨輸入功率而增加電流被抑制，降低輸出功率及功率增益的任意一個(gè)。其結(jié)果表明，在將鎮(zhèn)流電阻16的電阻值設(shè)定為1500Ω時(shí)，提高了對(duì)于低頻側(cè)的振蕩的穩(wěn)定性，但降低了輸出功率、功率增益，沒(méi)有得到所希望的輸出。
為了與這些第1～第3比較例對(duì)比，對(duì)于本實(shí)施方式的半導(dǎo)體器件1，使用模擬來(lái)調(diào)查穩(wěn)定系數(shù)K、最大穩(wěn)定功率增益MSG及最大有效功率增益MAG的頻率特性。其結(jié)果在圖3中示出。
再有，即使在此模擬中，半導(dǎo)體器件1具有10個(gè)放大電路2。此外，鎮(zhèn)流電阻5的電阻值例如為300Ω，振蕩穩(wěn)定電路4的電阻6的電阻值為1500Ω，電容器7的容量例如為0.25pF。此外，驅(qū)動(dòng)電壓(集電極電壓Vc)為3V，集電極電流Ic為50.24mA。并且，在信號(hào)源S側(cè)(輸入側(cè))和負(fù)載L側(cè)(輸出側(cè))分別與第1比較例相同，連接有信號(hào)源阻抗Zs、負(fù)載阻抗ZL、電容器C0，電感器L0。
根據(jù)圖3的結(jié)果可知，本實(shí)施方式的半導(dǎo)體器件1中，即使在幾百M(fèi)Hz以下的低頻側(cè)，穩(wěn)定系數(shù)K也比1大(K＞1)，可在幾乎所有的頻帶改善振蕩的穩(wěn)定性。其理由是由于在高頻信號(hào)的路徑的中途連接振蕩穩(wěn)定電路4，該振蕩穩(wěn)定電路4并聯(lián)連接了電阻6和電容器7，所以低頻信號(hào)通過(guò)電阻6，電壓下降。此時(shí)，電阻6的電阻值，比鎮(zhèn)流電阻5的電阻值大，即使在最大的穩(wěn)定功率增益MSG大的低頻側(cè)，也設(shè)定為產(chǎn)生足夠電壓下降的值。由此可知，例如即使針對(duì)幾百M(fèi)Hz以下的低頻信號(hào)也能夠抑制振蕩。
此外，針對(duì)本實(shí)施方式的半導(dǎo)體裝置1，使用模擬研討相對(duì)于輸入功率的輸出功率，功率增益及消耗電流。其結(jié)果在圖4及圖5中示出。
再有，在此模擬中，高頻信號(hào)的頻率為5GHz，負(fù)載阻抗ZL為(9.73+j7.24)Ω。此外，信號(hào)源阻抗Zs成為與包含鎮(zhèn)流電阻16和電容器17的HBT3的輸入阻抗共軛這樣的值，為(1.13+j14.55)Ω。
根據(jù)圖4及圖5的結(jié)果可知，在本實(shí)施方式的半導(dǎo)體器件1中，能夠獲得與第3比較例中將鎮(zhèn)流電阻16的電阻值設(shè)定為300Ω時(shí)幾乎相同的輸出功率及功率增益。
而且，在本實(shí)施方式中，由于在輸入端子RFin和HBT3的基極B之間設(shè)置了振蕩穩(wěn)定電路4，所以振蕩穩(wěn)定電路4相對(duì)于從輸入端子RFin輸入的低頻信號(hào)成為電阻狀態(tài)，相對(duì)于高頻信號(hào)成為短路狀態(tài)。為此，由于振蕩穩(wěn)定電路4相對(duì)于與使用頻率(例如幾GHz)相比的低頻側(cè)的信號(hào)起電阻作用，所以能夠抑制低頻信號(hào)的振蕩，能夠提高穩(wěn)定性。另一方面，由于振蕩穩(wěn)定電路4對(duì)于與使用頻率相比的高頻側(cè)的信號(hào)成為短路狀態(tài)，就能夠在沒(méi)有損失的狀態(tài)下將高頻輸入到HBT3的基極B，能夠進(jìn)行功率放大。
此外，在偏置端子Bin和HBT3的基極B之間設(shè)置了鎮(zhèn)流電阻5。由此，即使因HBT3的加熱而對(duì)基極B流過(guò)過(guò)電流時(shí)，也能夠使用鎮(zhèn)流電阻5產(chǎn)生對(duì)應(yīng)于過(guò)電流的電壓下降，能夠防止HBT3的熱失控。
并且，構(gòu)成并聯(lián)設(shè)置振蕩穩(wěn)定電路4和鎮(zhèn)流電阻5，相對(duì)于HBT3的基極B分別獨(dú)立地連接振蕩穩(wěn)定電路4和鎮(zhèn)流電阻5的結(jié)構(gòu)。由此，振蕩穩(wěn)定電路4和鎮(zhèn)流電阻5能夠互不影響，分別獨(dú)立地設(shè)置。因此，即使確保防止熱失控和振蕩穩(wěn)定化這兩方面時(shí)，也能夠靠鎮(zhèn)流電阻5不產(chǎn)生過(guò)大的電壓下降，產(chǎn)生防止熱失控所需的最低限度的電壓下降。其結(jié)果，能夠杜絕不需要的電壓下降，得到高輸出的輸出功率。
特別地，由于在本實(shí)施方式中，由并聯(lián)連接電阻6和電容器7的RC并聯(lián)電路構(gòu)成了振蕩穩(wěn)定電路4，所以電容器7對(duì)于低頻信號(hào)為遮斷狀態(tài)，對(duì)于高頻信號(hào)電容器7成為短路狀態(tài)。由此，由于低頻信號(hào)通過(guò)電阻6，高頻信號(hào)通過(guò)電容器7，所以能夠使振蕩穩(wěn)定電路4相對(duì)于低頻信號(hào)為電阻狀態(tài)，相對(duì)于高頻信號(hào)為短路狀態(tài)。其結(jié)果，振蕩穩(wěn)定電路4，相對(duì)于與使用頻率相比的低頻側(cè)的信號(hào)，成為電阻狀態(tài)，能夠抑制低頻信號(hào)的振蕩，提高穩(wěn)定性。另一方面，振蕩穩(wěn)定電路4，相對(duì)于與使用頻率相比的高頻側(cè)的信號(hào)，成為短路狀態(tài)，能夠在沒(méi)有損失狀態(tài)下，將高頻信號(hào)輸入到HBT3的基極B。此外，由于在振蕩穩(wěn)定電路4中，低頻信號(hào)通過(guò)電阻6，高頻信號(hào)通過(guò)電容器7，所以能夠按照電阻6的電阻值調(diào)整振蕩的穩(wěn)定性，能夠按照電容器7的容量調(diào)整成為短路狀態(tài)的信號(hào)的頻率。
并且，由于使用HBT3構(gòu)成半導(dǎo)體器件1，所以在實(shí)現(xiàn)高速化、低消耗功率化等的同時(shí)能夠執(zhí)行高頻信號(hào)的功率放大，例如能夠適用于無(wú)線通信裝置中。
接著，圖15示出了使用本發(fā)明的第2實(shí)施方式的半導(dǎo)體器件的功率放大器(功率放大組件)。而且，本實(shí)施方式的特點(diǎn)在于，在輸入端子和偏置端子之間連接低失真化電阻。再有，在本實(shí)施方式中，對(duì)于與上述第1實(shí)施方式相同的結(jié)構(gòu)要素，賦予相同的符號(hào)，并省略其說(shuō)明。
在圖15所示的功率放大器中，在輸入端子RFin和偏置端子Bin之間連接有低失真化電阻21。使用幾乎沒(méi)有阻抗頻率依賴性的電阻元件構(gòu)成該低失真化電阻21。而且，低失真化電阻21的電阻值，被設(shè)定為基極電流的交流成分的一部分旁路鎮(zhèn)流電阻5，允許其在HBT3的基極B和偏置端子Bin之間流過(guò)的值。
再有，低失真化電阻21被設(shè)定為相比于鎮(zhèn)流電阻5(例如300Ω)較小的值(例如50Ω)。此時(shí)，振蕩穩(wěn)定電路4的電阻6比鎮(zhèn)流電阻5還大幾倍(例如2倍以上)，被設(shè)定為相比于鎮(zhèn)流電阻5足夠大的值(例如1000Ω)。由此，通過(guò)低失真化電阻21基極電流的直流成分流過(guò)的量少，偏置條件基本上沒(méi)有改變。此外，由于振蕩穩(wěn)定電路4的電阻6引起的電壓下降變大，所以沒(méi)有因通過(guò)低失真電阻21的基極電流而產(chǎn)生熱失控。
本實(shí)施方式的半導(dǎo)體器件1具有如上所述的結(jié)構(gòu)，相對(duì)于高頻信號(hào)RF的功率放大的動(dòng)作與第1實(shí)施方式相同。
另一方面，在第2實(shí)施方式中，與第1實(shí)施方式不同，在輸入端子RFin和偏置端子Bin之間連接有低失真化電阻21。因此，接著，參照?qǐng)D16至圖18研討靠低失真化電阻21降低高頻信號(hào)RF的失真的效果。
首先，在圖17所示的第4比較例中，構(gòu)成在放大電路2的HBT3的基極B和輸入端子RFin之間連接耦合用電容器31，在基極B和偏置端子Bin之間連接鎮(zhèn)流電阻32的結(jié)構(gòu)。此外，在輸入端子RFin和偏置端子Bin之間連接有用于旁路基極電流的交流成分的旁路用電容器33。此時(shí)，針對(duì)第4比較例的半導(dǎo)體器件1使用模擬調(diào)查表示高頻信號(hào)RF的輸入功率(Amplitude)和輸出信號(hào)的相位(Phase)的關(guān)系的AM-PM特性。其結(jié)果在圖18中示出。
再有，在圖18中的AM-PM特性中，在輸入最低電平(例如-20dBm)的輸入信號(hào)(輸入端子RFin側(cè)的高頻信號(hào)RF)時(shí)，以輸出的輸出信號(hào)(輸出端子RFout側(cè)的高頻信號(hào)RF)的相位為基準(zhǔn)(相位0°)。而且，圖18中的AM-PM特性，在未改變輸入信號(hào)的相位，僅電平(輸入功率)上升的情況下，示出了輸出信號(hào)的相位相對(duì)于基準(zhǔn)相位是如何變化的。
此外，在此模擬中，耦合用電容器31的容量例如為0.44pF，鎮(zhèn)流電阻32的電阻值例如為300，旁路用的電容器33的電容例如為0.17pF。并且，高頻信號(hào)RF，具有例如以5.4GHz為中心±0.5GHz的信號(hào)頻帶。
根據(jù)圖18的結(jié)果，在第4比較例中，輸入5dBm的輸入信號(hào)時(shí)，通過(guò)旁路用電容器33，將信號(hào)頻帶的中心頻率f2(f2＝5.4GHz)的輸出信號(hào)維持在相位0°附近。
但是，在第4比較例中，例如，信號(hào)頻帶的下限頻率f1(f1＝4.9GHz)的輸出信號(hào)，相位為0.8°左右，并且信號(hào)頻帶的上限頻率f3(f3＝5.9GHz)的輸出信號(hào)，相位為-0.4°左右。即，在下限頻率f1的輸出信號(hào)和上限頻率f3的輸出信號(hào)的任意一個(gè)信號(hào)中都產(chǎn)生失真。其理由是因?yàn)榕月酚秒娙萜?3隨著頻率的變高阻抗變小，在通過(guò)電容器33的旁路路徑中存在頻率依賴性。由此，在第4比較例中，在信號(hào)頻帶的下限頻率f1和上限頻率f3之間，產(chǎn)生1.2°左右的相位差，存在所謂不能在整個(gè)信號(hào)頻帶減少失真的問(wèn)題。
再有，在圖18中的AM-PM特性中，輸入功率在約10dBm以上相位變大。這是HBT3飽和的區(qū)域，成為在需要良好的AM-PM特性的用途中沒(méi)有被利用的區(qū)域。這點(diǎn)即使在后述的圖16中的AM-PM特性中也是同樣的。
為了與第4比較例對(duì)比，針對(duì)第2實(shí)施方式的半導(dǎo)體器件1使用模擬調(diào)查AM-PM特性。其結(jié)果在圖16中示出。
再有，即使圖16中的AM-PM特性，也與圖18中的AM-PM特性也相同，在輸入最低電平(例如-20dBm)的輸入信號(hào)時(shí)，以輸出的輸出信號(hào)的相位為基準(zhǔn)(相位0°)。此外，在此模擬中，鎮(zhèn)流電阻5的電阻值例如為300Ω，振蕩穩(wěn)定電路4的電阻6的電阻值為1000Ω，電容器7的容量例如為0.44pF。此外，低失真電阻21的電阻值例如為50Ω。
根據(jù)圖16的結(jié)果，在第2實(shí)施方式的半導(dǎo)體器件1中，輸入5dBm的輸入信號(hào)時(shí)，信號(hào)頻帶的中心頻率f2(f2＝5.4GHz)的輸出信號(hào)其相位變?yōu)?.3°左右的小的值。其理由，與第4比較例的電容器33相同，是由于低失真電阻21使基極電流的交流成分的一部分相對(duì)于鎮(zhèn)流電阻5旁路。
另一方面，下限頻率f1(f1＝4.9GHz)的輸出信號(hào)，相位為0.7°左右，同時(shí)信號(hào)頻帶的上限頻率f3(f3＝5.9GHz)的輸出信號(hào)，相位為0°左右。即，在信號(hào)頻帶的下限頻率f1和上限頻率f3之間，相位差變小到0.7°左右，表明與第4比較例相比，例如減小到一半左右。其理由為，由于與第4比較例的電容器33不同，低失真電阻21幾乎沒(méi)有阻抗的頻率的依賴性，能夠在寬頻帶旁路掉基極電流的交流成分的一部分，能夠減少集電極電流的抑制。
而且，即使本實(shí)施方式也能夠獲得與第1實(shí)施方式相同的作用效果。特別地，在本實(shí)施方式中，由于在輸入端子RFin和偏置端子Bin之間連接了低失真化電阻21，所以能夠在寬頻帶減少高頻信號(hào)RF的失真。由此，能夠在失真少的狀態(tài)下，在整個(gè)信號(hào)頻帶放大高頻信號(hào)RF。
接著，圖19示出了使用本發(fā)明的第3實(shí)施方式的半導(dǎo)體器件的功率放大器(功率放大組件)。并且，本實(shí)施方式的特點(diǎn)在于，在彼此并聯(lián)連接的狀態(tài)下，在半導(dǎo)體基板上整體式形成多個(gè)放大電路。再有，在本實(shí)施方式中，對(duì)于與上述第1實(shí)施方式相同的結(jié)構(gòu)要素，賦予相同的符號(hào)，并省略其說(shuō)明。
使用砷化鎵(GaAs)等半導(dǎo)體材料形成構(gòu)成半導(dǎo)體器件1的半導(dǎo)體基板41。在其表面，例如在4個(gè)并聯(lián)連接的狀態(tài)下，形成由HBT3、振蕩穩(wěn)定電路4及鎮(zhèn)流電阻5組成的放大電路2。
此時(shí)，在半導(dǎo)體基板41上由NiCr等電阻體形成鎮(zhèn)流電阻5及振蕩穩(wěn)定電路4的電阻6。此外，例如用在金屬導(dǎo)電膜之間插入了絕緣膜的MIM(Metal-Insulator-Metal)的電容器構(gòu)成電容器7，將電容器7并聯(lián)連接到電阻6。并且，在半導(dǎo)體基板41上形成HBT3，在其基極B上分別連接有鎮(zhèn)流電阻5、電阻6及電容器7。并且，振蕩穩(wěn)定電路4通過(guò)設(shè)置在半導(dǎo)體基板41的表面上的電極圖形連接到高頻信號(hào)的輸入端子RFin。此外，鎮(zhèn)流電阻5，在相對(duì)于輸入端子RFin側(cè)的電極圖形使用絕緣膜(未圖示)進(jìn)行絕緣的狀態(tài)下，使用設(shè)置在半導(dǎo)體基板41的表面上的電極圖形連接到偏置端子Bin。并且，HBT3的發(fā)射極，使用覆蓋HBT3設(shè)置的地電極連接到地端子GND，HBT3的集電極C使用電極圖形連接到高頻信號(hào)的輸出端子RFout。由此，在半導(dǎo)體基板41上整體式形成半導(dǎo)體器件1。
而且，即使本實(shí)施方式，也能夠獲得與第1實(shí)施方式同樣的作用效果。特別地，在本實(shí)施方式中，使用HBT3、振蕩穩(wěn)定電路4及鎮(zhèn)流電阻5構(gòu)成放大電路2，同時(shí)在彼此并聯(lián)連接的狀態(tài)下在半導(dǎo)體基板上整體式形成多個(gè)放大電路2。為此，例如與專利文獻(xiàn)2、3相比，不僅能增加鎮(zhèn)流電阻5，還能夠使半導(dǎo)體基板41的使用面積基本上相同，能夠形成在與現(xiàn)有技術(shù)相同程度的生產(chǎn)性下高振蕩穩(wěn)定性和能夠進(jìn)行高輸出的功率放大器。
此外，由于在彼此并聯(lián)連接的狀態(tài)下在半導(dǎo)體基板41上整體式形成多個(gè)放大電路2，所以使用在半導(dǎo)體基板41上形成的HBT3、偏置電阻5、電阻6、電容器7構(gòu)成放大電路2，能夠形成用于功率放大高頻信號(hào)的MIMC。
而且，由于使用由振蕩穩(wěn)定電路4、鎮(zhèn)流電阻5組成的半導(dǎo)體器件1構(gòu)成功率放大器，所以除在整個(gè)頻率實(shí)現(xiàn)振蕩的穩(wěn)定化，能夠防止熱失控外，還能夠獲得高輸出的輸出功率。
再有，在上述第3實(shí)施方式中，在半導(dǎo)體基板41上整體式形成第1實(shí)施方式的半導(dǎo)體器件1。但是，本發(fā)明不限于此，例如，也可以構(gòu)成在半導(dǎo)體基板上整體式形成第2實(shí)施方式的半導(dǎo)體器件的結(jié)構(gòu)。
此外，在上述各實(shí)施方式中，構(gòu)成作為雙極晶體管使用異質(zhì)結(jié)的雙極晶體管(HBT3)的結(jié)構(gòu)。但本發(fā)明限于此，例如也可以為使用異質(zhì)結(jié)的雙極晶體管以外的雙極晶體管的結(jié)構(gòu)。
并且，在上述各實(shí)施方式中，舉例說(shuō)明了并聯(lián)連接10個(gè)或4個(gè)放大電路2的情況，但也可以并聯(lián)連接多個(gè)(2個(gè)以上)放大電路2。
權(quán)利要求
1.一種半導(dǎo)體器件，在輸入端子和輸出端子之間并聯(lián)連接有多個(gè)執(zhí)行高頻信號(hào)的功率放大的放大電路，上述放大電路包括集電極連接到上述輸出端子的雙極晶體管；振蕩穩(wěn)定電路，其連接在上述輸入端子和該雙極晶體管的基極之間，且對(duì)于低頻信號(hào)成為電阻狀態(tài)，對(duì)于高頻信號(hào)成為短路狀態(tài)；以及鎮(zhèn)流電路，其一端側(cè)連接到偏置端子且另一端側(cè)連接在該振蕩穩(wěn)定電路和上述雙極晶體管的基極之間，防止上述雙極晶體管的熱失控。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的半導(dǎo)體器件，其特征在于，通過(guò)并聯(lián)連接了電阻和電容器的RC并聯(lián)電路構(gòu)成上述振蕩穩(wěn)定電路。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的半導(dǎo)體器件，其特征在于，上述鎮(zhèn)流電路由在上述偏置端子和上述雙極晶體管的基極之間連接的鎮(zhèn)流電阻構(gòu)成。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的半導(dǎo)體器件，其特征在于，上述雙極晶體管也可以由異質(zhì)結(jié)雙極晶體管構(gòu)成。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的半導(dǎo)體器件，其特征在于，在上述輸入端子和偏置端子之間連接用于減少上述輸出端子側(cè)的高頻信號(hào)的失真的低失真化電阻。
6.根據(jù)權(quán)利要求1所述的半導(dǎo)體器件，其特征在于，在彼此并聯(lián)連接的狀態(tài)下，在半導(dǎo)體基板上整體式形成上述多個(gè)放大電路。
7.一種功率放大器，其使用上述權(quán)利要求1至6中任意一項(xiàng)所述的半導(dǎo)體器件。
全文摘要
在輸入端子(Rfin)和輸出端子(Rfout)之間并聯(lián)連接多個(gè)放大電路(2)以構(gòu)成半導(dǎo)體器件(1)。此外，放大電路(2)由HBT(3)、在輸入端子(Rfin)和HBT(3)的基極(B)之間連接的振蕩穩(wěn)定電路(4)、在偏置端子(Bin)和HBT(3)的基極(B)之間連接的鎮(zhèn)流電阻(5)構(gòu)成。此外，通過(guò)并聯(lián)連接電阻(6)和電容器(7)構(gòu)成振蕩穩(wěn)定電路(4)。由此，在能夠使用鎮(zhèn)流電阻(5)防止HBT(3)的熱失控的同時(shí)，還能夠使用振蕩穩(wěn)定電路(4)提高包含低頻側(cè)的振蕩的穩(wěn)定性。
文檔編號(hào)H03F1/52GK101053151SQ200580037810
公開日2007年10月10日 申請(qǐng)日期2005年9月28日 優(yōu)先權(quán)日2004年11月29日
發(fā)明者有家光夫, 杉本泰崇 申請(qǐng)人:株式會(huì)社村田制作所