專利名稱：時(shí)間交錯(cuò)ad轉(zhuǎn)換器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及將模擬信號(hào)轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)的AD轉(zhuǎn)換器。尤其涉及將模擬輸入信號(hào)通過時(shí)鐘相位偏移了的多個(gè)低速高分辨率AD轉(zhuǎn)換器進(jìn)行轉(zhuǎn)換，并通過循環(huán)多路復(fù)用，來得到與通過高速高分辨率AD轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換后的信號(hào)同等的數(shù)字信號(hào)的時(shí)間交錯(cuò)AD轉(zhuǎn)換器。
背景技術(shù)：
一般，實(shí)現(xiàn)高速高分辨率AD轉(zhuǎn)換器難度極高(例如，取樣速度＞幾百[MHz]、分辨率＞10[比特])。因此，或者是不能實(shí)現(xiàn)、或者是即使實(shí)現(xiàn)價(jià)格也非常昂貴。低價(jià)的轉(zhuǎn)換器通過犧牲要求性能的一個(gè)方面來得到。即，是高速低分辨率(例如取樣速度＞幾百[MHz]、分辨率幾比特)或低速高分辨率(例如取樣速度幾十[MHz]、分辨率＞10[比特])。作為通過組合多個(gè)后者低速高分辨率AD轉(zhuǎn)換器，來實(shí)際上實(shí)現(xiàn)高速高分辨率AD轉(zhuǎn)換器的技術(shù)，可以列舉時(shí)間交錯(cuò)AD轉(zhuǎn)換器。
圖1是時(shí)間交錯(cuò)AD轉(zhuǎn)換器的基本結(jié)構(gòu)的一例，表示了組合了4個(gè)(ADC0～ADC3)分辨率K1比特的低速高分辨率AD轉(zhuǎn)換器的情況(M＝4)，圖2是其定時(shí)圖。
原理上，通過將4×FS[Hz]的時(shí)鐘CLK分頻，來生成FS[Hz]下相位偏移了1/FS/4[sec]的4相時(shí)鐘CLK0～CLK3。ADC0～ADC3可通過使用該時(shí)鐘來轉(zhuǎn)換模擬輸入信號(hào)，并循環(huán)多路復(fù)用轉(zhuǎn)換信號(hào)SIG0～SIG3，來得到與取樣速度4×FS[Hz]、分辨率K1比特的高速高分辨率AD轉(zhuǎn)換器同等的數(shù)字信號(hào)x[n]。
但是，實(shí)際上，各AD轉(zhuǎn)換器存在DC偏置、轉(zhuǎn)換增益誤差、取樣定時(shí)誤差、頻率特性這樣的非理想性或偏差，因該影響有在x[n]上產(chǎn)生寄生現(xiàn)象(spurious)的問題。
為了解決該問題，提出了各種的改正方式。這里，若考慮安裝的容易度或使用便利性，則不是需要追加特殊的模擬電路的方式、或需要特別的訓(xùn)練信號(hào)的方式，而是僅使用通用部件和數(shù)字信號(hào)處理，并且僅根據(jù)轉(zhuǎn)換后的信號(hào)來進(jìn)行校正的方式更為適用。其一例記載在專利文獻(xiàn)1中。
專利文獻(xiàn)1中，低速高分辨率AD轉(zhuǎn)換器的數(shù)目限于2個(gè)，所以高速化的結(jié)果不過是低速高分辨率AD轉(zhuǎn)換器單個(gè)的最高2倍。專利文獻(xiàn)2中記載了可增加低速高分辨率AD轉(zhuǎn)換器的數(shù)目的現(xiàn)有技術(shù)的一例。
專利文獻(xiàn)2中，由于使用線性濾波運(yùn)算來進(jìn)行校正，所以在各低速高分辨率AD轉(zhuǎn)換器具有頻率響應(yīng)的情況下也可進(jìn)行校正。
專利文獻(xiàn)1日本特開2004-165988“デイジタル直交復(fù)調(diào)器”(數(shù)字正交解調(diào)器)專利文獻(xiàn)2日本特開2004-328436“A/D変換裝置”(A/D轉(zhuǎn)換裝置)非專利文獻(xiàn)1飯國洋二“適応信號(hào)処理アルゴリズム”(自適應(yīng)處理算法)培風(fēng)館2000非專利文獻(xiàn)2サイモンヘイキン“適応フイルタ入門”(自適應(yīng)濾波器入門)現(xiàn)代工學(xué)社1987專利文獻(xiàn)1中，進(jìn)行校正，使得對(duì)于DC偏置，低速高分辨率模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換信號(hào)的平均值為零，對(duì)于轉(zhuǎn)換增益誤差，各轉(zhuǎn)換輸出的功率相等。因此，在進(jìn)行理想的轉(zhuǎn)換的情況下，包含轉(zhuǎn)換信號(hào)上不存在DC偏置，功率相等的假定。因此，模擬輸入信號(hào)需要滿足該假定，有輸入信號(hào)受限制，通用性欠缺的問題。
專利文獻(xiàn)2中，預(yù)先在表中存儲(chǔ)線性濾波運(yùn)算所需的系數(shù)，但是在各低速高分辨率AD轉(zhuǎn)換器的特性隨溫度改變或隨時(shí)間改變的情況下，在校正所需的系數(shù)和表中存儲(chǔ)的值之間產(chǎn)生失諧，性能降低。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明中，為了避免作為專利文獻(xiàn)1的本發(fā)明第一技術(shù)問題的對(duì)低速高分辨率AD轉(zhuǎn)換器數(shù)目的制約，設(shè)低速高分辨率AD轉(zhuǎn)換器的數(shù)目M為任意。
為了使其具有作為專利文獻(xiàn)1的本發(fā)明第二技術(shù)問題的對(duì)模擬輸入信號(hào)的通用性，為生成作為轉(zhuǎn)換誤差的評(píng)價(jià)基準(zhǔn)的教師信號(hào)d[n]，設(shè)置與低速高分辨率AD轉(zhuǎn)換器不同的高速低分辨率AD轉(zhuǎn)換器，并選擇其分辨率為K2＜K1比特。
在低速高分辨率AD轉(zhuǎn)換器的DC偏置充分小的情況下，為了校正除此之外的各種劣化原因，在本發(fā)明中，通過矢量信號(hào)Xv[n]和加權(quán)矢量Wv[n]的內(nèi)積來得到輸出信號(hào)y[n]。即，使用式1的線性濾波運(yùn)算。
式1y[n]＝w1x[n]+w2x[n-1]+w3x[n-2]+...+w(N)x[n-(N-1)] 式1另一方面，在低速高分辨率AD轉(zhuǎn)換器的DC偏置不能忽略的情況下，通過矢量信號(hào)Xv[n]和加權(quán)矢量Wv[n]的內(nèi)積來得到輸出信號(hào)y[n]。即，使用在線性FIR濾波運(yùn)算上加上常數(shù)項(xiàng)后的式2的非線性濾波運(yùn)算。
式2y[n]＝w0x0+w1x[n]+w2x[n-1]+w3x[n-2]+...+w(N)x[n-(N-1)]式2另外，本發(fā)明中，為了使其具有作為專利文獻(xiàn)2的問題的對(duì)于系數(shù)改變的跟蹤性，生成輸出信號(hào)y[n]和教師信號(hào)d[n]的殘差信號(hào)e[n]＝d[n]-y[n]，并將增益矢量Kv[n]乘以殘差信號(hào)e[n]后的值加到當(dāng)前的加權(quán)矢量Wv[n]，從而更新為M取樣后的加權(quán)矢量Wv[n+M]。即，使用式3的時(shí)間更新式。并且，根據(jù)矢量信號(hào)Xv[n]，使用使殘差信號(hào)e[n]的均方值最小化的自適應(yīng)算法，來生成增益矢量Kv[n]。
式3Wv[n+M]＝Wv[n]+Kv[n]e[n]式3這時(shí)，由于高速低分辨率AD轉(zhuǎn)換器的輸出分辨率是K2＜K1比特，所以等效地混入了大的量化噪音Nq，但是由于Nq與模擬輸入信號(hào)無相關(guān)，所以在自適應(yīng)過程中有效地進(jìn)行平滑，對(duì)輸出信號(hào)y[n]沒有影響。
另外，作為自適應(yīng)算法，可以使用在非專利文獻(xiàn)1或2中公開的最小均方(LMSLeast Mean Square)算法和遞歸最小二乘(RLSRecursive Least Square)算法。
這里，說明自適應(yīng)算法。LMS算法的特點(diǎn)是收斂需要花費(fèi)時(shí)間、但運(yùn)算量少，增益矢量Kv[n]使用稱作步長(zhǎng)增益(step gain)或步長(zhǎng)參數(shù)(step size parameter)的接近于零的正數(shù)u來由式4來提供。
式4Kv[n]＝2uXv[n] 式4另一方面，RLS算法雖然高速但是運(yùn)算量多。增益矢量Kv[n]由式5來提供(符號(hào)‘′’轉(zhuǎn)置)。這里，內(nèi)部行列式P[n]是正定對(duì)稱行列式，其大小在使用式1的情況下是N×N，在使用式2的情況下是(N+1)×(N+1)。L是稱作忘卻系數(shù)的接近于1的正數(shù)。與加權(quán)矢量Wv[n]相同，行列式P[n]也進(jìn)行時(shí)間更新，但是在其更新式中，每隔M取樣來進(jìn)行更新。在以上說明的自適應(yīng)算法的選擇中，由于在收斂速度和運(yùn)算量之間產(chǎn)生了折中，所以可以根據(jù)更重視哪一個(gè)來進(jìn)行選擇。
式5P[n]＝(P[n-M]-Kv[n]Xv[n]’P[n-m])/LKv[n]＝P[n-M]Xv[n]/(L+Xv[n]’P[n-M]Xv[n]) 式5發(fā)明的效果根據(jù)本發(fā)明，第一由于對(duì)低速高分辨率AD轉(zhuǎn)換器的數(shù)目沒有限制，所以轉(zhuǎn)換器的數(shù)目M可以任意，可以充分高速化。
第二，由于使用高速低分辨率AD轉(zhuǎn)換器來得到教師信號(hào)d[n]，并動(dòng)作為使對(duì)教師信號(hào)的誤差最小化，所以不需要對(duì)模擬輸入信號(hào)預(yù)先做特別假定，可以具有通用性。
第三，由于通過在FIR濾波運(yùn)算上加上常數(shù)項(xiàng)的非線性濾波運(yùn)算來得到輸出信號(hào)y[n]，所以常數(shù)項(xiàng)對(duì)DC偏置校正起作用、FIR濾波運(yùn)算對(duì)轉(zhuǎn)換增益誤差、取樣定時(shí)誤差和頻率特性的校正起作用，可以校正在本發(fā)明的技術(shù)問題中所舉出的所有非理想性質(zhì)。
第四，通過使用自適應(yīng)算法可以具有對(duì)系數(shù)改變的跟蹤性。
作為上述所有的效果，可以實(shí)現(xiàn)具有與取樣速度M×FS[Hz]、分辨率K1比特的高速高分辨率AD轉(zhuǎn)換器同等的性能的時(shí)間交錯(cuò)AD轉(zhuǎn)換器。


圖1是時(shí)間交錯(cuò)AD轉(zhuǎn)換器的基本結(jié)構(gòu)；圖2是圖1的定時(shí)圖；圖3是本發(fā)明的第一實(shí)施例；圖4是本發(fā)明的第二實(shí)施例；圖5是圖4的定時(shí)圖；圖6是RLS算法的信號(hào)流向圖；圖7是功率頻譜(比較用)；圖8為加上轉(zhuǎn)換增益誤差和定時(shí)誤差、不校正；圖9為加上轉(zhuǎn)換增益誤差和定時(shí)誤差，并通過圖3的結(jié)構(gòu)來加以校正；圖10為加上偏置、轉(zhuǎn)換增益誤差和定時(shí)誤差，并通過圖3的結(jié)構(gòu)來加以校正；圖11為加上偏置、轉(zhuǎn)換增益誤差和定時(shí)誤差，并通過圖4的結(jié)構(gòu)來加以校正；圖12是軟件無線機(jī)的接收機(jī)；圖13是數(shù)字預(yù)失真發(fā)送機(jī)。
具體實(shí)施例方式
下面，說明本發(fā)明。圖3是對(duì)應(yīng)于式1的第一結(jié)構(gòu)例；圖4是對(duì)應(yīng)于式2的第二結(jié)構(gòu)例；圖4包含圖3，所以對(duì)圖4進(jìn)行說明。圖5是圖4的定時(shí)圖。
圖4使用了4個(gè)低速高分辨率AD轉(zhuǎn)換器ADC0～ADC3，所以M＝4。另外，由于對(duì)x[n]使用過去0～7個(gè)取樣來進(jìn)行式1的內(nèi)積運(yùn)算，所以N＝8。M和N并不特別限定，可以根據(jù)設(shè)計(jì)規(guī)格來選擇為合適的值。增加M則提高轉(zhuǎn)換速度，但是并不限定用于得到教師信號(hào)d[n]的高速低分辨率AD轉(zhuǎn)換器ADC的最大轉(zhuǎn)換速度。增加N則提高校正精度，但是由于矢量信號(hào)Xv[n]和加權(quán)矢量Wv[n]的大小(N+1)增加，所以運(yùn)算復(fù)雜化。
通過分頻4×FS[Hz]的時(shí)鐘CLK，生成FS[Hz]下相位偏移了1/FS/4[sec]的4相時(shí)鐘CLK0～CLK3，并分別供給ADC0～ADC3。在ADC0～ADC3中對(duì)公共的模擬輸入信號(hào)進(jìn)行轉(zhuǎn)換，并通過循環(huán)多路復(fù)用轉(zhuǎn)換信號(hào)SIG0～SIG3，來得到分辨率K1比特的數(shù)字信號(hào)x[n]。
由于低速高分辨率AD轉(zhuǎn)換器ADC0～ADC3具有DC偏置、轉(zhuǎn)換增益誤差、取樣定時(shí)誤差和頻率特性，所以數(shù)字信號(hào)x[n]中包含誤差。因此，通過常數(shù)x0(例如x0＝1)和x[n]的過去0～7個(gè)取樣的線性結(jié)合來進(jìn)行校正。即，通過取常數(shù)x0和x[n]、...、x[n-7]構(gòu)成的9個(gè)要素的矢量信號(hào)Xv[n]＝(x0，x[n]，...，x[n-7])’和9個(gè)要素的加權(quán)矢量Wv[n]＝(w0[n]，w1[n]，...，w7(n)，w8(n))’的內(nèi)積，來得到輸出信號(hào)y[n](符號(hào)‘′’轉(zhuǎn)置)。由于該內(nèi)積運(yùn)算包含常數(shù)項(xiàng)，所以構(gòu)成非線性濾波器。
這里，從圖2看出，x[n]，x[n-4]...是受到ADC3的劣化后的取樣值，下面相同，x[n-1]，x[n-5]，...受到ADC2的劣化，x[n-2]，x[n-6]，...受到ADC1的劣化，x[n-3]，x[n-7]，...受到ADC0的劣化。因此，若參考圖5，則例如在Xv[n]和Xv[n-4]中，第二要素Xv1、第六要素Xv5受到ADC3的劣化，第三要素Xv2，第七要素Xv6受到ADC2的劣化，第四要素Xv3、第八要素Xv7受到ADC1的劣化，第五要素Xv4，第九要素Xv8受到ADC0的劣化。若對(duì)于其他時(shí)刻也加以考慮，則Xv受到劣化的圖形存在Xv[n]、Xv[n-4]、...和Xv[n-1]、Xv[n-5]、...和Xv[n-2]、Xv[n-6]、...和Xv[n-3]、Xv[n-7]、...這樣的周期性重復(fù)的4種。
因此，在穩(wěn)定狀態(tài)下，加權(quán)矢量Wv中，Wv[n]、Wv[n-4]...收斂于同一矢量，Wv[n-1]、Wv[n-5]...收斂于同一矢量，Wv[n-2]、Wv[n-6]...收斂于同一矢量，Wv[n-3]、Wv[n-7]...收斂于同一矢量，但各個(gè)矢量值有4種不同，所以每4個(gè)取樣更新即可。
因此，產(chǎn)生輸出信號(hào)y[n]和教師信號(hào)d[n]之間的殘差信號(hào)e[n]＝d[n]-y[n]，通過將增益矢量Kv[n]乘以殘差信號(hào)e[n]后的值加到當(dāng)前的加權(quán)矢量Wv[n]，從而更新為4個(gè)取樣后的加權(quán)矢量Wv[n+4]。
上述增益矢量Kv[n]根據(jù)矢量信號(hào)Xv[n]，使用使殘差信號(hào)e[n]的均方值最小化的自適應(yīng)算法來生成。作為一例，圖6表示使用了RLS算法的情況下的信號(hào)流向圖。圖6與式5的更新式相同。粗線表示的信號(hào)是指矢量信號(hào)或行列式信號(hào)，細(xì)線表示標(biāo)量(スカラ一)信號(hào)。與加權(quán)矢量Wv相同，內(nèi)部行列式P[n]的更新也可每4個(gè)取樣來進(jìn)行。
另外，實(shí)現(xiàn)RLS算法時(shí)，在運(yùn)算字長(zhǎng)(語長(zhǎng))少時(shí)因量化誤差的影響，行列式P[n]的正定對(duì)稱性破壞，有時(shí)不穩(wěn)定。這時(shí)，如非專利文獻(xiàn)1所公開的，將行列式P[n]UD分解為對(duì)角行列式和三角行列式的積的形式，通過變形以便分別時(shí)間更新對(duì)角行列式和三角行列式的要素，從而確保穩(wěn)定性。
接著，說明仿真結(jié)果。圖7是為進(jìn)行比較而描繪的功率矢量，模擬輸入信號(hào)使用信號(hào)振幅約4[p-p]這樣的頻帶約200[MHz]的帶通型不規(guī)則信號(hào)。表示了不量化該模擬輸入信號(hào)而通過FS＝200[MHz]來理想取樣的情況、通過量化12比特來進(jìn)行取樣的情況和通過量化8比特來進(jìn)行取樣的情況三種。橫軸是頻率軸[Hz]，縱軸用相對(duì)值[dB]表示功率。
接著，說明本發(fā)明的仿真結(jié)果。設(shè)低速高分辨率AD轉(zhuǎn)換器ADC0～ADC3取樣速度為50[MHz]，分辨率為K1＝12比特，高速低分辨率AD轉(zhuǎn)換器ADC4的取樣速度為FS＝200[MHz]，分辨率為K2＝8比特。
首先，作為低速高分辨率AD轉(zhuǎn)換器ADC0～ADC3的劣化原因的例子，假定如表1這樣的轉(zhuǎn)換增益誤差和取樣定時(shí)誤差。這時(shí)，由于不需要進(jìn)行DC偏置校正，所以圖3的結(jié)構(gòu)有效。
圖8表示x[n]的功率頻譜，圖9表示y[n]的功率頻譜。圖9相當(dāng)于從加權(quán)矢量Wv的適當(dāng)?shù)某跏贾甸_始自適應(yīng)動(dòng)作，進(jìn)行自適應(yīng)而到達(dá)了穩(wěn)定狀態(tài)后。
圖8中在零頻附近和奈奎斯特頻率附近出現(xiàn)了在輸入信號(hào)中不存在的寄生現(xiàn)象，在圖9中進(jìn)行了充分校正。另外，從與圖7的比較可以看出，對(duì)于噪聲底(noise floor)也得到了與取樣速度200[MHz]、以分辨率12比特來進(jìn)行取樣的情況下同等的性能。
表1表1劣化參數(shù)

這里，若將相加了DC偏置的表2的劣化參數(shù)適用于圖3的結(jié)構(gòu)，則由于不具有DC偏置的校正功能，因此校正不完全，如圖10所示，在y[n]上產(chǎn)生了寄生現(xiàn)象。
表2表2劣化參數(shù)

這種情況下圖4的結(jié)構(gòu)有效。圖11表示y[n]的功率頻譜。圖11相當(dāng)于從加權(quán)矢量Wv的適當(dāng)?shù)某跏贾灯痖_始自適應(yīng)動(dòng)作，進(jìn)行自適應(yīng)而達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)后。
圖10中所看到的寄生現(xiàn)象在圖11中被充分校正。另外，如與圖7的比較所看出的，對(duì)于噪聲底也得到了與取樣速度200[MHz]、分辨率12比特下取樣的情況下同等的性能。
從上看出，根據(jù)本發(fā)明，通過使用4個(gè)取樣速度50[MHz]、分辨率為12比特的低速高分辨率AD轉(zhuǎn)換器，并組合取樣速度200[MHz]、分辨率8比特的高速低分辨率AD轉(zhuǎn)換器，從而可以實(shí)現(xiàn)與取樣速度200[MHz]、分辨率12比特的高速高分辨率AD轉(zhuǎn)換器同等的時(shí)間交錯(cuò)AD轉(zhuǎn)換器。
接著，說明將本發(fā)明的時(shí)間交錯(cuò)AD轉(zhuǎn)換器用于接收機(jī)的軟件無線機(jī)。圖12是軟件無線機(jī)的接收機(jī)的結(jié)構(gòu)圖。由天線81接收的RF信號(hào)在通過低噪音放大器82來放大后，通過時(shí)間交錯(cuò)AD轉(zhuǎn)換器83轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)。為了應(yīng)對(duì)多模式接收，濾波或頻率轉(zhuǎn)換這樣的信號(hào)處理通過由可重新構(gòu)筑的FPGA和DSP構(gòu)成的數(shù)字信號(hào)處理部84來進(jìn)行。為了進(jìn)行多波段接收，AD轉(zhuǎn)換器83要求幾百[MHz]以上的高速性。進(jìn)一步，為了進(jìn)一步捕捉微小的接收信號(hào)，分辨率最好是10比特以上。具有這種特性的AD轉(zhuǎn)換器不能實(shí)現(xiàn)、或即使能實(shí)現(xiàn)也非常昂貴，但是若使用本發(fā)明的時(shí)間交錯(cuò)AD轉(zhuǎn)換器，則可以低價(jià)實(shí)現(xiàn)。
接著，說明使用了本發(fā)明的時(shí)間交錯(cuò)AD轉(zhuǎn)換器的數(shù)字預(yù)失真發(fā)送機(jī)。圖13是數(shù)字預(yù)失真發(fā)送機(jī)的結(jié)構(gòu)圖。
圖13中，對(duì)多載波IQ輸入信號(hào)通過基帶濾波器91來進(jìn)行頻帶限制處理。頻率多路復(fù)用部92中，使用相當(dāng)于多載波發(fā)送的失諧頻率的復(fù)載波(複素搬送波)來進(jìn)行調(diào)制，并且，通過相加合成來進(jìn)行頻率多路復(fù)用。結(jié)果，因?qū)﹄S機(jī)信號(hào)的中心極限定理，信號(hào)接近于正態(tài)分布信號(hào)，產(chǎn)生概率低，同時(shí)對(duì)于平均功率也產(chǎn)生了10dB以上的大的峰值振幅成分。因此，在峰值因數(shù)降低處理部93中，邊保持功率頻譜形狀，邊去除預(yù)定的閾值以上的振幅成分。接著，在失真補(bǔ)償部94中，進(jìn)行使用了復(fù)合(複素)多項(xiàng)式運(yùn)算的預(yù)失真處理。在通過DA轉(zhuǎn)換器95轉(zhuǎn)換為模擬信號(hào)后，通過正交調(diào)制器96來進(jìn)行向RF頻帶的上轉(zhuǎn)換，并通過功率放大器97充分放大后，從天線98向空中輸出。這時(shí)，因功率放大器97的非線性輸入輸出特性產(chǎn)生了非線性失真。
接著，將信號(hào)的一部分分支，并通過混合器99進(jìn)行向IF信號(hào)的下轉(zhuǎn)換，并通過AD轉(zhuǎn)換器100轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)。在正交解調(diào)器101中，使用數(shù)字復(fù)載波來正交解調(diào)該數(shù)字IF信號(hào)。由于解調(diào)后的信號(hào)受到從DA轉(zhuǎn)換器95向正交解調(diào)器101的線路延遲的影響，所以通過延遲補(bǔ)償部102來進(jìn)行校正。在自適應(yīng)信號(hào)處理部103中，為了使延遲補(bǔ)償后的信號(hào)中包含的非線性失真成分最小化，例如根據(jù)LMS算法來自動(dòng)算出上述復(fù)合多項(xiàng)式運(yùn)算的系數(shù)。在通過基于以上說明的一系列動(dòng)作的數(shù)字預(yù)失真動(dòng)作進(jìn)行多載波發(fā)送時(shí)，也可以抑制相互調(diào)制失真的發(fā)生。
這時(shí)，AD轉(zhuǎn)換器100為了轉(zhuǎn)換IF信號(hào)，需要高速動(dòng)作，但是若使用本發(fā)明的時(shí)間交錯(cuò)AD轉(zhuǎn)換器，則可以低價(jià)實(shí)現(xiàn)。
權(quán)利要求
1.一種時(shí)間交錯(cuò)AD轉(zhuǎn)換器，其特征在于，包括取樣速度為FS Hz、分辨率為K1比特的M個(gè)第一AD轉(zhuǎn)換器(ADC0～ADC(M-1))；和取樣速度為M×FS Hz、分辨率為小于K1的K2比特的第二AD轉(zhuǎn)換器(ADC(M))；在將上述第一AD轉(zhuǎn)換器(ADC0～ADC(M-1))的模擬輸入端子共通地連接后，按照定時(shí)每次延遲1/FS/M秒的M相時(shí)鐘(CLK0～CLK(M-1))來進(jìn)行AD轉(zhuǎn)換，將所得到的數(shù)字信號(hào)(SIG0～SIG(M-1))與取樣速度為M×FS Hz的時(shí)鐘同步來循環(huán)進(jìn)行復(fù)用，從而得到取樣速度為M×FS Hz、分辨率為K1比特的數(shù)字信號(hào)(x[n])；通過基于以使上述所得到的數(shù)字信號(hào)(x[n])延遲0，1，...，N-1個(gè)取樣后的N個(gè)信號(hào)為要素的矢量信號(hào)(Xv[n]＝(x[n]、x[n-1]、...、x[n-(N-1)])’)、和N個(gè)要素的加權(quán)矢量(Wv[n]＝(w1，...，w(N-1)，w(N))’)的內(nèi)積的線性濾波運(yùn)算，來生成輸出信號(hào)(y[n])；以與上述第一AD轉(zhuǎn)換器(ADC0～ADC(M-1))輸入端子共通的方式連接上述第二AD轉(zhuǎn)換器(ADC(M))，得到教師信號(hào)(d[n])；生成上述輸出信號(hào)(y[n])和上述教師信號(hào)(d[n])的殘差信號(hào)(e[n]＝d[n]-y[n])，并將該殘差信號(hào)(e[n])乘以增益矢量(Kv[n])后的值加到當(dāng)前的加權(quán)矢量(Wv[n])上，而更新為M個(gè)取樣后的加權(quán)矢量(Mv[n+M])；上述增益矢量(Kv[n])根據(jù)上述矢量信號(hào)(Xv[n])，使用以使上述殘差信號(hào)(e[n])的均方值最小化的方式動(dòng)作的自適應(yīng)算法來生成。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的時(shí)間交錯(cuò)AD轉(zhuǎn)換器，其特征在于，將常數(shù)(x0)作為要素追加至N個(gè)要素的矢量信號(hào)(Xv[n])中，來作為(N+1)個(gè)要素的矢量信號(hào)(Xv[n]＝(x0，x[n]，x[n-1]，...，x[n-(N-1)])’)，進(jìn)一步，將與此對(duì)應(yīng)于的加權(quán)矢量也擴(kuò)展到(N+1)個(gè)要素而作為加權(quán)矢量(Wv[n]＝(w0，w1，...，w(N-1)，w(N))’)，并通過基于上述矢量信號(hào)(Xv[n])和加權(quán)矢量(Wv[n])的內(nèi)積的非線性濾波運(yùn)算來生成輸出信號(hào)(y[n])。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的時(shí)間交錯(cuò)AD轉(zhuǎn)換器，其特征在于，上述自適應(yīng)算法是最小均方算法。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的時(shí)間交錯(cuò)AD轉(zhuǎn)換器，其特征在于，上述自適應(yīng)算法是遞歸最小二乘算法，并且，與加權(quán)矢量(Wv[n])相同，內(nèi)部行列式(P[n])的更新也每隔M個(gè)取樣來進(jìn)行。
5.一種軟件無線機(jī)，其特征在于，具有接收部，該接收部包括接收無線信號(hào)的天線；和將該接收到的接收信號(hào)轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)，并輸出到數(shù)字信號(hào)處理部的權(quán)利要求1所述的時(shí)間交錯(cuò)AD轉(zhuǎn)換器。
6.一種數(shù)字預(yù)失真發(fā)送機(jī)，其特征在于，包括失真補(bǔ)償部，進(jìn)行發(fā)送信號(hào)的預(yù)失真處理；DA轉(zhuǎn)換器，將實(shí)施了該預(yù)失真處理后的發(fā)送信號(hào)從數(shù)字信號(hào)轉(zhuǎn)換為模擬信號(hào)；功率放大器，放大從該DA轉(zhuǎn)換器輸出的模擬信號(hào)后輸出到天線；和為了用于上述失真補(bǔ)償部的預(yù)失真處理，而將該功率放大器的輸出轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)的權(quán)利要求1所述的時(shí)間交錯(cuò)AD轉(zhuǎn)換器。
全文摘要
在組合多個(gè)低速高分辨率AD轉(zhuǎn)換器，實(shí)際上高速動(dòng)作的時(shí)間交錯(cuò)AD轉(zhuǎn)換器中，需要校正各轉(zhuǎn)換器具有的DC偏置、轉(zhuǎn)換增益誤差、取樣定時(shí)誤差、頻率特性的各種劣化原因。通過在線性濾波運(yùn)算上加上常數(shù)項(xiàng)的非線性濾波運(yùn)算來進(jìn)行校正。通過另外并用高速低分辨率AD轉(zhuǎn)換器，并通過將該輸出信號(hào)作為教師信號(hào)的自適應(yīng)信號(hào)處理來算出校正系數(shù)。這時(shí)，可以進(jìn)行校正，而不受高速低分辨率AD轉(zhuǎn)換器造成的量化噪聲的影響。
文檔編號(hào)H03M1/10GK1976235SQ20061016046
公開日2007年6月6日 申請(qǐng)日期2006年11月28日 優(yōu)先權(quán)日2005年11月28日
發(fā)明者堀一行, 石田雄爾, 黑河敏晃, 廣田惠一, 村上昌平 申請(qǐng)人:日立通訊技術(shù)株式會(huì)社