專利名稱：積化和差d類功率放大器及其方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明是有關(guān)于一種功率放大器，且特別是有關(guān)于一種可提供無電流的穩(wěn)態(tài)的積化和差D類功率放大器。
背景技術(shù)：
功率放大器(power amplifier)在集成電路設(shè)計(jì)中扮演著相當(dāng)重要的角色，其廣泛地應(yīng)用在無線電通訊、電視廣播的發(fā)送機(jī)及接收機(jī)、高傳真的立體音響設(shè)備(high-floutelity stereo equipment)、微電腦及其它電子設(shè)備。功率放大器的功用為增加信號能量，以驅(qū)動負(fù)載或者下一級電路。因此，功率放大器的優(yōu)劣可從其功率增益來探討，其中功率增益為輸出功率與輸入功率的比值。 一般而言，功率增益越大，表示此功率放大器的放大能力越好，而當(dāng)輸入信號較小時(shí)，一般的功率放大器其功率增益曲線都具有不錯(cuò)的線性度。 功率放大器視其應(yīng)用而有多種分類，主要有A類、B類、AB類、C類以及D類等。舉例來說，在手持式以及移動式裝置中的音頻信號處理，D類功率放大器因具有高功率轉(zhuǎn)換效率(大于90%)的優(yōu)點(diǎn)而廣泛地被使用。而且，某些D類功率放大器會使用脈沖寬度調(diào)制器來產(chǎn)生連續(xù)脈沖，這些脈沖寬度隨音頻信號幅度而變化，以控制D類功率放大器內(nèi)切換電路的運(yùn)作。然而，對于信號失真度要求較高的產(chǎn)品上，D類功率放大器的表現(xiàn)卻不如AB類功率放大器那么地好。因此，為了改善傳統(tǒng)D類放大器輸出信號非線性失真的問題，便發(fā)展出一種積化和差(sigma-delta)D類功率放大器，其信號失真度能較AB類功率放大器低，且亦保留D類功率放大器高功率轉(zhuǎn)換效率的特點(diǎn)，使得積化和差D類功率放大器在市場上有很大的競爭優(yōu)勢。 然而，已知的積化和差D類功率放大器由于其取樣頻率受限于超取樣比(OverSampling Ratio, 0SR)，因此通常其頻率都比傳統(tǒng)D類放大器高出四至五倍，使其動態(tài)損失(Switching Loss)比傳統(tǒng)D類放大器要大許多，造成在比較小功率輸出時(shí)，已知的積化和差D類功率放大器的功率轉(zhuǎn)換效率會比已知D類功率放大器小很多。此外，已知的積化和差D類功率放大器輸出的驅(qū)動電流方向只有正向與反向兩種狀態(tài)，沒有額外提供一種無電流的穩(wěn)態(tài)。

發(fā)明內(nèi)容
根據(jù)本發(fā)明的范例提供一種積化和差D類功率放大器，其包括回路濾波單元、量化單元及輸出級模塊。回路濾波單元計(jì)算輸入信號與輸出信號間的差值，并累加差值，以產(chǎn)生誤差信號。量化單元耦接回路濾波單元，且依據(jù)第一參考信號與第二參考信號的電平量化誤差信號，并產(chǎn)生對應(yīng)的第一平均信號與第二平均信號。輸出級模塊耦接量化單元，并依據(jù)第一平均信號與第二平均信號對應(yīng)地產(chǎn)生輸出信號以驅(qū)動負(fù)載。其中，輸出信號的驅(qū)動電流至少為第一驅(qū)動狀態(tài)、第二驅(qū)動狀態(tài)、無電流狀態(tài)三者其中之一。
根據(jù)本發(fā)明的范例提出一種積化和差D類功率放大器的方法，其步驟如下首先，
4接收輸入信號，且計(jì)算輸入信號與輸出信號間的差值，并累加差值，以產(chǎn)生誤差信號。接著， 依據(jù)第一參考信號與第二參考信號的電平量化誤差信號，并產(chǎn)生對應(yīng)的第一平均信號與第 二平均信號。之后，依據(jù)第一平均信號與第二平均信號對應(yīng)地產(chǎn)生輸出信號以驅(qū)動負(fù)載。其 中輸出信號的驅(qū)動電流至少為第一驅(qū)動狀態(tài)、第二驅(qū)動狀態(tài)、無電流狀態(tài)三者其中之一。
本發(fā)明的積化和差D類功率放大器因采用上述量化單元，其可量化誤差信號為第 一及第二平均信號，其中不同的第一及第二平均信號的邏輯電平組合對應(yīng)于至少三種量化 狀態(tài)的等效電平的其中一種。如此一來，通過量化單元輸出的第一及第二平均信號控制輸 出級模塊產(chǎn)生對應(yīng)的驅(qū)動電流，以驅(qū)動負(fù)載。其中，驅(qū)動電流具有無電流的穩(wěn)態(tài)(等電位狀 態(tài))，因此可減少功率放大器的功率損失。 為讓本發(fā)明的上述特征和優(yōu)點(diǎn)能更明顯易懂，下文特舉實(shí)施例，并配合所附圖式 作詳細(xì)說明如下。


圖1為本發(fā)明的一實(shí)施例的積化和差D類功率放大器的方塊圖。 圖2為本發(fā)明的一實(shí)施例的回路濾波單元的電路圖。 圖3為本發(fā)明的一實(shí)施例的量化單元的示意圖。 圖4為本實(shí)施例的平均信號M1、M2的不同邏輯電平組合與對應(yīng)的量化狀態(tài)的電平 示意圖。 圖5為本發(fā)明的一實(shí)施例的量化單元的電路圖。 圖6為本發(fā)明的一實(shí)施例的驅(qū)動電流的輸出狀態(tài)與其對應(yīng)的信號電平示意圖。 圖7為本發(fā)明的一實(shí)施例的驅(qū)動電流Io的輸出狀態(tài)與其對應(yīng)的輸出信號Vo的波 形圖。 圖8為本發(fā)明的另一實(shí)施例的功率放大器的方塊圖。 圖9A 9C為本發(fā)明的多個(gè)實(shí)施例的三角波與參考信號的電平關(guān)系圖。 圖10為本發(fā)明的一實(shí)施例的降低積化和差D類功率放大器的功率損失的方法流程圖。[主要元件標(biāo)號說明] 100 、200 :功率放大器 120、220 :回路濾波單元 122 :連續(xù)時(shí)間積分器 124 :加法器 130 :負(fù)載 140 、240 :量化單元 142、144:比較器 146 :邏輯電路 160、260 :輸出級模塊 162、164:邏輯單元 180、280 :電平產(chǎn)生器 250:波形產(chǎn)生器
Vo、Vswol、Vswo2 :輸出信號 Vop、Von :差動模式輸出信號 Vf :三角波 Vfmax :三角波電平的最大值 Vfmin :三角波電平的最大值 Ve :誤差信號 V印、Ven :差動模式誤差信號 Vrefp、Vrefn :參考信號 L1、L2:邏輯信號 A、B:節(jié)點(diǎn) D2、D4:漏極 Io:驅(qū)動電流 ID3 :電流 Nl N5、P1、Q1 Q4 :晶體管 M1、M2:平均信號 VDD :系統(tǒng)電位 GND :接地電位 Sl S4 :信號 S301 S304 :步驟
具體實(shí)施例方式
圖1為本發(fā)明的一實(shí)施例的積化和差D類功率放大器的方塊圖。請參照圖l，積化 和差D類功率放大器100包括回路濾波單元120、量化單元140、輸出級模塊160以及電平 產(chǎn)生器180。 詳言之，回路濾波單元120計(jì)算輸入信號Vi與輸出信號Vo間的差值，并累加差值 產(chǎn)生誤差信號Ve。量化單元140耦接回路濾波單元120，以接收誤差信號Ve。量化單元140 依據(jù)電平產(chǎn)生器180提供的第一與第二參考信號Vrefp與Vrefn的電平，來量化誤差信號 Ve，并產(chǎn)生第一與第二平均信號Ml、M2。特別是，平均信號M1、M2的不同邏輯電平組合分別 對應(yīng)于三種量化狀態(tài)其中的一種，其中量化狀態(tài)例如是"1 "、"0"、"-l"，如圖4所示。
此外，輸出級模塊160耦接量化單元140，以接收平均信號M1、M2。輸出級模塊160 依據(jù)平均信號M1、M2的不同邏輯電平組合，產(chǎn)生對應(yīng)的輸出信號Vo，以驅(qū)動負(fù)載130。值得 注意的是，輸出信號Vo用以驅(qū)動負(fù)載130的驅(qū)動電流Io(未繪示于圖1)對應(yīng)于不同的量 化狀態(tài)亦具有不同的驅(qū)動狀態(tài)，而驅(qū)動狀態(tài)例如是第一驅(qū)動狀態(tài)、第二驅(qū)動狀態(tài)、等電位狀 態(tài)三者其中之一。 圖2為本發(fā)明的一實(shí)施例的回路濾波單元的電路圖。于本實(shí)施例中，輸入信號Vi 以差動模式輸入信號Vip、 Vin為例，輸出信號Vo以差動模式輸出信號Vop、 Von為例，誤差 信號Ve以差動模式誤差信號V印、Ven為例，但并不用來局限本發(fā)明。請同時(shí)參照圖1與圖2，回路濾波單元120由連續(xù)時(shí)間積分器122以及加法器124所組成?；芈窞V波單元120提 供功率放大器100 —回路響應(yīng)，其累加輸入信號Vip與輸出信號Vop間的差值，以及累加輸 入信號Vin與輸出信號Von間的差值，經(jīng)濾波處理后產(chǎn)生差動模式誤差信號V印、Ven。
圖3為本發(fā)明一實(shí)施例的量化單元的電路圖。請同時(shí)參照圖l及圖3，當(dāng)頻率信號 CLK為邏輯低電平時(shí)，平均信號Ml與M2均為邏輯低電平「0」。當(dāng)頻率信號CLK為邏輯高電 平時(shí)，若誤差信號V印大于參考信號Vrefp，晶體管Nl、N3為開啟(turn on)，則電流ID3經(jīng) 由晶體管N3、N1及N5流至接地端GND，故節(jié)點(diǎn)A為邏輯低電平。如此一來，邏輯低電平的節(jié) 點(diǎn)A開啟晶體管Pl，使得平均信號Ml為邏輯高電平「1」。同時(shí)，由于節(jié)點(diǎn)A為邏輯低電平， 以致于節(jié)點(diǎn)B為邏輯高電平。而邏輯高電平的節(jié)點(diǎn)B開啟晶體管Nl及N4，使得平均信號M2 為邏輯低電平「0」。也就是說，當(dāng)輸入量化單元140的誤差信號Ve大于參考信號Vrefp與 Vrefn時(shí)，量化單元140輸出的平均信號Ml、 M2的邏輯電平組合為(1， 0)，也就是量化狀態(tài) 為"1"。同理可知，當(dāng)輸入量化單元140的誤差信號Ve小于參考信號Vrefp與Vrefn時(shí)，量 化單元140輸出的平均信號M1、M2的邏輯電平組合為(O，l)，也就是量化狀態(tài)為"-l"。值 得注意的是，當(dāng)誤差信號V印小于參考信號Vrefp，而誤差信號Ven大于參考信號Vrefn時(shí)， 使得節(jié)點(diǎn)A、B為邏輯高電平。因此，量化單元140輸出的平均信號M1、M2的邏輯電平組合 為(O，O)，也就是量化狀態(tài)為"O"。 圖4為本實(shí)施例的平均信號M1、M2的不同邏輯電平組合與對應(yīng)的量化狀態(tài)的電平 示意圖。請同時(shí)參照圖3及圖4，由上述差動模式誤差信號V印、Ven(即誤差信號Ve)及參 考信號Vrefp、 Vrefn之間的相對大小關(guān)系可知，當(dāng)差動模式誤差信號V印、Ven(即誤差信 號Ve)小于參考信號Vrefp、 Vrefn時(shí)，量化單元140輸出的平均信號M1、M2的邏輯電平組 合例如是(0， 1)。其中，平均信號Ml、 M2的邏輯電平組合(0， 1)所對應(yīng)的量化狀態(tài)例如是 "-l"，如圖4所示。 類似地，當(dāng)輸入量化單元140的差動模式誤差信號V印、Ven(即誤差信號Ve)介于 參考信號Vrefp與Vrefn之間時(shí)，量化單元140輸出的平均信號Ml、 M2的邏輯電平組合例 如是(O，O)。而其所對應(yīng)的量化狀態(tài)例如是"O"。同理，當(dāng)輸入量化單元140的差動模式誤 差信號V印、Ven (即誤差信號Ve)大于參考信號Vrefp、Vrefn時(shí)，量化單元140輸出的平均 信號M1、M2的邏輯電平組合例如是(l，O)。此時(shí)，平均信號M1、M2的邏輯電平組合(l，O) 所對應(yīng)的量化狀態(tài)例如是"1 "。 圖5為本發(fā)明的另一實(shí)施例的量化單元的示意圖。請同時(shí)參照圖l及圖5，此例中 將假設(shè)回路濾波單元120所輸出的誤差信號Ve為單端信號。量化單元140包括比較器142、 144以及邏輯電路146。比較器142、144接收來自回路濾波單元120所輸出的誤差信號Ve 以及來自電平產(chǎn)生器180的參考信號Vrefp、 Vrefn。當(dāng)誤差信號Ve大于參考信號Vrefp、 Vrefn時(shí)，比較器142輸出的邏輯信號Ll為邏輯低電平「0」，而比較器144輸出的邏輯信號 L2為邏輯高電平「1」。接著，邏輯信號L1、L2經(jīng)邏輯電路146處理后，邏輯電路146產(chǎn)生邏 輯電平組合(l，O)的平均信號M1、M2。 當(dāng)誤差信號Ve小于參考信號Vrefp、 Vrefn時(shí)，比較器142、 144分別輸出邏輯高 電平「1」的邏輯信號Ll以及邏輯低電平「0」的邏輯信號L2。邏輯電路146接收邏輯信號 L1、L2，并經(jīng)邏輯處理后產(chǎn)生邏輯電平組合(O，l)的平均信號M1、M2。 值得注意的是，當(dāng)誤差信號Ve介于參考信號Vrefp與參考信號Vrefn之間時(shí)，比較器142、144輸出的邏輯信號L1、 L2皆為邏輯高電平「1」。因此，邏輯電路146輸出邏輯 電平組合(O，O)的平均信號M1、M2。 如此一來，量化單元1 40便能通過比較誤差信號Ve及參考信號Vrefp、 Vrefn之 間的相對大小關(guān)系，再經(jīng)由邏輯電路146處理后，輸出平均信號M1、M2。而平均信號M1、M2 的邏輯電平組合對應(yīng)于三種不同的量化狀態(tài)(例如是"-i "、"0 "、" 1")。
圖6為本發(fā)明的一實(shí)施例的輸出級模塊160及其驅(qū)動負(fù)載130的示意圖。圖中 以Vswol與Vswo2表示輸出級模塊160的輸出信號Vo。請參照圖6，本實(shí)施例的輸出級模 塊160為全橋式(full-bridge)的輸出級模塊，不僅包括了功率晶體管Ql Q4，還包括邏 輯單元162、164，而負(fù)載130例如是喇叭。輸出級模塊160耦接量化單元140，且邏輯單元 162、164分別接收平均信號M1、M2，并依據(jù)平均信號M1、M2的邏輯電平產(chǎn)生對應(yīng)的輸出信號 Vo(即圖6中的Vswol、 Vswo2)以驅(qū)動負(fù)載130。其中，輸出信號Vo的驅(qū)動電流Io為第一 驅(qū)動狀態(tài)、第二驅(qū)動狀態(tài)、等電位狀態(tài)三者其中之一 。 詳言之，當(dāng)邏輯單元162接收平均信號M1的邏輯電平為邏輯高電平「1」時(shí)，邏輯 單元162對應(yīng)地產(chǎn)生信號S1、S2為(O，O)。皆為邏輯低電平「0」的信號S1、S2會分別使晶 體管Q1為開啟，而晶體管Q2為關(guān)閉。此時(shí)，輸出信號Vswol為邏輯高電平「1」。相反地，當(dāng) 邏輯單元162接收平均信號Ml的邏輯電平為邏輯低電平「0」時(shí)，邏輯單元162對應(yīng)地產(chǎn)生 信號Sl、 S2為(1， 1)，使得輸出信號Vswol為邏輯低電平「0」。 類似地，邏輯單元1 64依據(jù)平均信號M2的邏輯電平，以輸出信號S3、S4。如此一 來，邏輯單元164便可通過信號S3、 S4控制開關(guān)晶體管Q3、 Q4，進(jìn)一步?jīng)Q定輸出信號Vswo2 的邏輯電平。當(dāng)平均信號M2為邏輯高電平「1」時(shí)，邏輯單元164對應(yīng)地產(chǎn)生信號S3、S4為 (0，0)，使得輸出信號Vswo2為邏輯高電平「1」。當(dāng)平均信號M2為邏輯低電平「0」時(shí)，邏輯 單元164對應(yīng)地產(chǎn)生信號S3、 S4為(1， 1)，使得輸出信號Vswo2為邏輯低電平「0」。
圖7為本發(fā)明的一實(shí)施例的驅(qū)動電流Io的輸出狀態(tài)與其對應(yīng)的輸出信號Vo(即 Vswol與Vswo2)的波形圖。請參照圖6及圖7，基于上述邏輯單元162、164及晶體管Q1 Q4的運(yùn)作原理，當(dāng)輸出級模塊160接收平均信號M1、M2的邏輯電平組合為(l，O)時(shí)(也就 是量化單元140的量化狀態(tài)為「1」)，輸出級模塊160的輸出信號Vswol、Vswo2的邏輯電平 為(l，O)，亦即是Vswol為高信號電平，而Vswo2為低信號電平。如此一來，驅(qū)動電流Io由 Vswol端流向Vswo2端。在本實(shí)施例中，如圖6所示，驅(qū)動電流Io由晶體管Ql的漏極(即 圖6所標(biāo)示的D2點(diǎn))流向晶體管Q4的漏極(即圖6所標(biāo)示的D4)，以驅(qū)動負(fù)載130。此時(shí)， 驅(qū)動電流Io的狀態(tài)定義為第一驅(qū)動狀態(tài)(或正向電流驅(qū)動狀態(tài))。 類似地，當(dāng)輸出級模塊160接收平均信號Ml、 M2的邏輯電平組合為(0， 1)時(shí)(也 就是量化單元140的量化狀態(tài)為「-l」)，輸出級模塊160的輸出信號Vswol、 Vswo2的邏輯 電平為(0， 1)。因此，驅(qū)動電流Io由晶體管Q3的漏極(即圖6所標(biāo)示的D4點(diǎn))流向晶體 管Q2的漏極(即圖6所標(biāo)示的D2點(diǎn))，以驅(qū)動負(fù)載130。而此時(shí)驅(qū)動電流Io的狀態(tài)定義 為第二驅(qū)動狀態(tài)(或負(fù)向電流驅(qū)動狀態(tài))。 值得注意的是，當(dāng)輸出級模塊160接收平均信號Ml、 M2的邏輯電平組合為(O，O) 時(shí)(也就是量化單元140的量化狀態(tài)為「0」)，輸出級模塊160的輸出信號Vswol、Vswo2的 邏輯電平為(O，O)。也就是說，當(dāng)輸出信號Vswol與Vswo2的電平相等時(shí)(在此例中輸出信 號Vswol與Vswo2同時(shí)為接地電平)，無驅(qū)動電流Io流過負(fù)載130，亦即驅(qū)動電流Io的狀態(tài)定義為等電位狀態(tài)(或無電流驅(qū)動狀態(tài))，而此時(shí)負(fù)載130并無消耗功率。本領(lǐng)域技術(shù)人員 亦可以參考上述教示，視其需求而以其它方式實(shí)現(xiàn)等電位狀態(tài)。例如，使輸出信號Vswol與 Vswo2同時(shí)為邏輯高電平。在其它實(shí)施例中，可能會將晶體管Q1-Q4全部關(guān)閉(turn off) 而使輸出信號Vswol、Vswo2為浮接(floating)狀態(tài)，藉此實(shí)現(xiàn)等電位狀態(tài)。
本實(shí)施例的功率放大器100利用量化單元140產(chǎn)生1. 5位的平均信號M1、M2。其 中，平均信號M1、M2的邏輯電平組合對應(yīng)于三種不同的量化狀態(tài)(即-1、0、1)。不同的量 化狀態(tài)對應(yīng)于輸出級模塊160輸出的驅(qū)動電流Io的驅(qū)動狀態(tài)(即第二驅(qū)動狀態(tài)、等電位狀 態(tài)、第一驅(qū)動狀態(tài))。其中，等電位狀態(tài)是無驅(qū)動電流Io流過負(fù)載130。因此，本實(shí)施例的 功率放大器100可額外提供一種無電流的穩(wěn)態(tài)(等電位狀態(tài))，降低功率放大器的功率損 失。 圖8為本發(fā)明的另一實(shí)施例的功率放大器的方塊圖。請參照圖8，本實(shí)施例的功 率放大器200與上述實(shí)施例的功率放大器100相似，惟二者主要差異之處在于功率放大 器200還包括波形產(chǎn)生器250。波形產(chǎn)生器250依據(jù)電平產(chǎn)生器280的參考信號Vrefp與 Vrefn產(chǎn)生三角波(例如為鋸齒波)，提供回路濾波單元220參考頻率。值得注意的是，本 實(shí)施例中量化單元220所使用的參考信號Vrefp與Vrefn的電平與三角波電平的最大值及 最小值相關(guān)。 圖9A為本發(fā)明的一實(shí)施例的三角波與參考信號的電平關(guān)系圖。請同時(shí)參照圖8 與圖9A，本實(shí)施例的波形產(chǎn)生器250產(chǎn)生的三角波Vf ，提供回路濾波單元220參考頻率，其 中三角波Vf電平的最大值Vfmax等于參考信號Vrefp的電平，而三角波Vf電平的最小值 Vfmin等于參考信號Vrefn的電平，其中三角波電平的最大值Vfmax及最小值Vfmin介于系 統(tǒng)電位VDD與接地電位GND之間。 本實(shí)施例上述的設(shè)計(jì)可以使得輸入信號Vi在趨近于低電平信號時(shí)，量化單 元240不會輸出一個(gè)工作周期(duty cycle)為50%的脈沖寬度調(diào)制(PulseWIoutth Moldulator， P麗)信號，而是輸出一個(gè)處于工作周期為0%的P麗信號。如此一來，當(dāng)輸入 信號Vi開始放大時(shí)，輸出級模塊260便能自動漸進(jìn)式地將工作周期放大，可避免在功率放 大器剛開始運(yùn)作時(shí)，電感電流過大及爆音噪聲(Pop-noise)的現(xiàn)象發(fā)生，而且也不需要額 外再設(shè)計(jì)一個(gè)邏輯電路。 圖9B與圖9C為本發(fā)明的其它實(shí)施例的三角波與參考信號的電平關(guān)系圖。請同時(shí) 參照圖9B與圖9C，圖9B的三角波電平的最大值Vfmax大于參考信號Vrefp的電平，而三 角波電平的最小值Vfmin小于參考信號Vrefn的電平，但參考信號Vrefp的電平大于另一 參考信號Vrefn的電平。反之，圖9C的三角波電平的最大值Vfmax小于參考信號Vrefp的 電平，而三角波電平的最小值Vfmin大于參考信號Vrefn的電平。其中，參考信號Vrefp與 Vrefn的電平介于系統(tǒng)電位VDD與接地電位GND之間，如圖9B與圖9C所示的電平關(guān)系。
本實(shí)施例的濾波回路單元220及量化單元240搭配圖9B與圖9C所示的三角波Vf 與參考信號Vrefp、 Vrefn的電平關(guān)系，亦可達(dá)到驅(qū)動電流Io具有等電位狀態(tài)。其中，波形 產(chǎn)生器250依據(jù)參考信號Vrefp與Vrefn產(chǎn)生三角波Vf ，并提供回路濾波單元220參考頻 率，而電平產(chǎn)生器280的參考信號Vrefp與Vrefn提供量化單元240量化誤差信號Ve的量 化參考電平。 由上述多個(gè)實(shí)施例，可歸納為下列的方法流程。圖10為本發(fā)明的一實(shí)施例的降低
9積化和差D類功率放大器的方法流程圖。請參照圖10，首先，接收輸入信號Vi (步驟S301)。 如圖2的實(shí)施例所述，計(jì)算輸入信號Vi與輸出信號Vo間的差值，并累加差值，以產(chǎn)生誤差 信號Ve (步驟S302)。 接著，依據(jù)參考信號Vrefp、 Vrefn的電平量化誤差信號Ve，并產(chǎn)生平均信號Ml、 M2 (步驟S303)。如圖4所述，當(dāng)平均信號Ml為邏輯高電平、而平均信號M2為邏輯低電平 時(shí)，對應(yīng)于量化狀態(tài)"1 "。當(dāng)平均信號Ml為邏輯低電平，而平均信號M2為邏輯高電平時(shí)，對 應(yīng)于量化狀態(tài)"-l"。當(dāng)平均信號M1、M2皆為邏輯低電平時(shí)，對應(yīng)于量化狀態(tài)"O"。
之后，依據(jù)平均信號M1、M2的邏輯電平，產(chǎn)生對應(yīng)的輸出信號Vo以驅(qū)動負(fù)載(步 驟S304)。其中，如圖7所述，輸出信號Vo的驅(qū)動電流Io為第一驅(qū)動狀態(tài)、第二驅(qū)動狀態(tài)、 等電位狀態(tài)三者其中之一。 綜上所述，本發(fā)明的積化和差D類功率放大器采用的量化單元可量化誤差信號為 平均信號，其中不同的平均信號的邏輯電平組合對應(yīng)于三種量化狀態(tài)的等效電平的其中一 種。通過量化單元輸出的平均信號控制輸出級模塊產(chǎn)生對應(yīng)的驅(qū)動電流，且驅(qū)動電流具有 無電流的穩(wěn)態(tài)電平(等電位狀態(tài))。 在部分實(shí)施例中，功率放大器的濾波回路單元及量化單元搭配不同的三角波與參 考信號的電平關(guān)系，除了可避免在功率放大器剛開始運(yùn)作時(shí)，電感電流過大及爆音噪聲的 現(xiàn)象發(fā)生之外，還可達(dá)到驅(qū)動電流具有無電流的穩(wěn)態(tài)電平。 雖然本發(fā)明已以實(shí)施例揭露如上，然其并非用以限定本發(fā)明，任何所屬技術(shù)領(lǐng)域 中具有通常知識者，在不脫離本發(fā)明的精神和范圍內(nèi)，當(dāng)可作些許的更動與潤飾，故本發(fā)明 的保護(hù)范圍當(dāng)視所附的權(quán)利要求范圍所界定者為準(zhǔn)。
權(quán)利要求
一種積化和差D類功率放大器，其特征在于該積化和差D類功率放大器包括回路濾波單元，計(jì)算輸入信號與輸出信號間的差值，并累加該差值，以產(chǎn)生誤差信號；量化單元，耦接該回路濾波單元，依據(jù)第一參考信號與第二參考信號的電平量化該誤差信號，并產(chǎn)生對應(yīng)的第一平均信號與第二平均信號；以及輸出級模塊，耦接該量化單元，依據(jù)該第一平均信號與該第二平均信號對應(yīng)地產(chǎn)生該輸出信號以驅(qū)動負(fù)載，其中該輸出信號的驅(qū)動電流至少為第一驅(qū)動狀態(tài)、第二驅(qū)動狀態(tài)、等電位狀態(tài)三者其中之一。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的積化和差D類功率放大器，其其特征在于該量化單元包括第一比較器，接收該誤差信號，并依據(jù)該第一參考信號的電平量化該誤差信號為第一邏輯信號；第二比較器，接收該誤差信號，并依據(jù)該第二參考信號的電平量化該誤差信號為第二邏輯信號；以及邏輯電路，接收該第一邏輯信號與該第二邏輯信號，且經(jīng)邏輯處理后產(chǎn)生對應(yīng)的該第一平均信號與該第二平均信號。
3. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的積化和差D類功率放大器，其特征在于該積化和差D類功率放大器還包括電平產(chǎn)生器，用以產(chǎn)生該第一參考信號與該第二參考信號。
4. 根據(jù)權(quán)利要求3所述的積化和差D類功率放大器，其特征在于該積化和差D類功率放大器還包括波形產(chǎn)生器，依據(jù)該電平產(chǎn)生器所產(chǎn)生的該第一參考信號與該第二參考信號產(chǎn)生具有參考頻率的三角波給該回路濾波單元。
5. 根據(jù)權(quán)利要求4所述的積化和差D類功率放大器，其特征在于該第一參考信號及該第二參考信號的電平與該三角波電平的最大值及最小值相關(guān)。
6. 根據(jù)權(quán)利要求5所述的積化和差D類功率放大器，其特征在于該三角波電平的最大值等于該第一參考信號的電平，而該三角波電平的最小值等于該第二參考信號的電平。
7. 根據(jù)權(quán)利要求5所述的積化和差D類功率放大器，其特征在于該三角波電平的波峰最大值大于該第一參考信號的電平，而該三角波電平的波谷最小值小于該第二參考信號的電平，但該第一參考信號的電平大于該第二參考信號的電平。
8. 根據(jù)權(quán)利要求5所述的積化和差D類功率放大器，其特征在于該三角波電平的最大值小于該第一參考信號的電平，而該三角波電平的最小值大于該第二參考信號的電平。
9. 根據(jù)權(quán)利要求5所述的積化和差D類功率放大器，其特征在于該量化單元的該第一參考信號及該第二參考信號的電平與該三角波電平的最大值及最小值皆介于系統(tǒng)電位與接地電位之間。
10. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的積化和差D類功率放大器，其特征在于該輸出級模塊包括第一邏輯單元，接收該第一平均信號，并進(jìn)行邏輯處理以產(chǎn)生對應(yīng)于該第一平均信號的該第一信號與該第二信號；第二邏輯單元，接收該第二平均信號，并進(jìn)行邏輯處理以產(chǎn)生對應(yīng)于該第二平均信號的該第三信號與該第四信號；第一晶體管，其柵極接收該第一信號，其第一源/漏極耦接系統(tǒng)電壓，其第二源/漏極耦接至該負(fù)載的第一端；第二晶體管，其柵極接收該第二信號，其第一源/漏極耦接該第一晶體管的第二源/漏極，其第二源/漏極耦接接地電壓；第三晶體管，其柵極接收該第三信號，其第一源/漏極耦接該系統(tǒng)電壓，其第二源/漏 極耦接至該負(fù)載的第二端；以及第四晶體管，其柵極接收該第四信號，其第一源/漏極耦接該第三晶體管的第二源/漏 極，其第二源/漏極耦接該接地電壓；其中，該第一晶體管與該第三晶體管的第二源/漏極產(chǎn)生該輸出信號。
11. 一種用于積化和差D類功率放大器的方法，其特征在于該方法包括 接收輸入信號；計(jì)算輸入信號與輸出信號間的差值，并累加該差值，以產(chǎn)生誤差信號； 依據(jù)第一參考信號與第二參考信號的電平量化該誤差信號，并產(chǎn)生對應(yīng)的第一平均信號與第二平均信號；以及依據(jù)該第一平均信號與該第二平均信號對應(yīng)地產(chǎn)生該輸出信號以驅(qū)動負(fù)載，其中該輸出信號的驅(qū)動電流至少為第一驅(qū)動狀態(tài)、第二驅(qū)動狀態(tài)、等電位狀態(tài)三者其中之一。
12. 根據(jù)權(quán)利要求11所述的積化和差D類功率放大器的方法，其特征在于該第一參考 信號及該第二參考信號的電平與三角波電平的最大值及最小值相關(guān)。
13. 根據(jù)權(quán)利要求12所述的積化和差D類功率放大器的方法，其特征在于該三角波電 平的最大值等于該第一參考信號的電平，而該三角波電平的最小值等于該第二參考信號的 電平。
14. 根據(jù)權(quán)利要求12所述的積化和差D類功率放大器的方法，其特征在于該三角波電 平的最大值大于該第一參考信號的電平，而該三角波電平的最小值小于該第二參考信號的 電平，但該第一參考信號的電平大于該第二參考信號的電平。
15. 根據(jù)權(quán)利要求12所述的積化和差D類功率放大器的方法，其特征在于該三角波電 平的最大值小于該第一參考信號的電平，而該三角波電平的最小值大于該第二參考信號的 電平。
16. 根據(jù)權(quán)利要求12所述的積化和差D類功率放大器的方法，其特征在于該第一參考 信號及該第二參考信號的電平與該三角波電平的最大值及最小值皆介于系統(tǒng)電位與接地 電位之間。
全文摘要
一種積化和差D類功率放大器，其包括回路濾波單元、量化單元以及輸出級模塊。量化單元耦接回路濾波單元，并依據(jù)第一與第二參考信號的電平量化誤差信號，產(chǎn)生對應(yīng)的第一與第二平均信號，其中第一與第二平均信號的不同邏輯電平組合分別對應(yīng)于三種量化狀態(tài)其中的一種。輸出級模塊耦接量化單元，并依據(jù)不同的量化狀態(tài)產(chǎn)生對應(yīng)的輸出信號以驅(qū)動負(fù)載，其中輸出信號的驅(qū)動電流為三種驅(qū)動狀態(tài)其中的一種，且至少包括等電位狀態(tài)。
文檔編號H03F3/20GK101741324SQ200810174529
公開日2010年6月16日 申請日期2008年11月10日 優(yōu)先權(quán)日2008年11月10日
發(fā)明者侯信宏, 林崇偉 申請人:財(cái)團(tuán)法人工業(yè)技術(shù)研究院