專利名稱：振蕩電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本公開涉及振蕩電路。
背景技術(shù)：
近年來，已要求生成高精度(例如，士 1. 5%內(nèi))時鐘信號以用于車輛的通信協(xié)議。 當(dāng)將晶體振蕩器或陶瓷振蕩器用在車輛中生成高精度時鐘信號時，振動可能損壞振蕩器。 例如，使振蕩器保持于固定狀態(tài)的焊料可能從振蕩器脫離并且在振蕩器中可能出現(xiàn)裂痕。 此外，成本應(yīng)當(dāng)被降低。因此，存在對被包括在硅器件中的振蕩電路的需求。為了在硅器件上實(shí)現(xiàn)高精度振蕩電路，已作出了各種提案。圖1圖示出了傳統(tǒng)的CR振蕩電路。圖1的CR振蕩電路包括反相器INV101、INV102 和INV103，電容器ClOl和電阻器R101。圖2圖示出了在圖1的CR振蕩電路的工作狀態(tài)中各節(jié)點(diǎn)處的波形。如圖2所示，節(jié)點(diǎn)ND101、ND102和ND103處的波形為矩形波。當(dāng)節(jié)點(diǎn) ND102處的電壓改變時，與節(jié)點(diǎn)ND102的電容性耦合以與節(jié)點(diǎn)ND102處的方向相同的方向來改變節(jié)點(diǎn)ND104處的電壓。然后，節(jié)點(diǎn)ND104處的電壓經(jīng)由電阻器RlOl通過節(jié)點(diǎn)ND103 處的電壓而被充電和放電并且逐漸地改變。圖2中的虛線表示反相器INVlOl的閾值電壓 Vth。圖1的CR振蕩電路的振蕩電壓通常會由于電源電壓、溫度、電阻器RlOl的電阻、 電容器ClOl的電容以及這些因素的波動而具有-50%到+100%的波動。圖3圖示出了另一傳統(tǒng)CR振蕩電路。圖3中的CR振蕩電路包括INV31、INV32和 INV33,電容器 C31 和 C32，電流源 IP31 和 IN31，PM0S 晶體管 MP31、MP32 和 MP33，NM0S 晶體管麗31和麗32，運(yùn)算放大器AMP31、電阻器R31、基準(zhǔn)電壓生成電路31、設(shè)置寄存器32、偏置生成電路33以及恒壓電路34。在圖3的CR振蕩電路中，從輸出端子OUT輸出的信號的振蕩頻率是基于恒壓電路 34的輸出電壓VREG以及電流源IP31和IN31的電流值確定的。當(dāng)恒壓電路34供應(yīng)恒定電平的輸出電壓VREG時，節(jié)點(diǎn)ND31的信號寬度變?yōu)楹愣ǖ?，而不依賴于電源電壓。對電容器C31和C32充電和放電的電流源IP31和IN31的電流值是基于基準(zhǔn)電壓生成電路31輸出的基準(zhǔn)電壓來確定的。由于處理波動，如圖4所示，基準(zhǔn)電壓和電流源IP31和IN31的電流值具有線性溫度依賴性，其根據(jù)溫度而向上向下變化。設(shè)置寄存器32修整(trim)基準(zhǔn)電壓生成電路31輸出的基準(zhǔn)電壓的溫度依賴性，以使得電流源IP31和IN31的電流值獨(dú)立于溫度而恒定。以下文獻(xiàn)與上述背景技術(shù)有關(guān)。日本早期公開專利公報(bào)No. 2008-252414日本早期公開專利公報(bào)No. 2007-299294日本國家階段早期公開專利公報(bào)No. 2009-522661日本專利 No. 7-2225
發(fā)明內(nèi)容
然而，在圖3的CR振蕩電路中，即使諸如向上傾斜和向下傾斜之類的線性溫度依賴性被消除并且具有二次(quadratic)溫度依賴性，電流源IP31和IN31的電流值也不完全是恒定的。以這種方式，振蕩頻率的精度達(dá)到大約士2%，如圖5所示。實(shí)施例的一個目的是提供一種提高了振蕩頻率的精度的振蕩電路。實(shí)施例的一個方面是一種振蕩電路，該振蕩電路包括基準(zhǔn)電壓生成電路，該基準(zhǔn)電壓生成電路將與絕對溫度成比例地增大的絕對溫度成比例(PTAT)輸出和與絕對溫度成比例地減小的絕對溫度互補(bǔ)(CTAT)輸出相加，以生成并輸出基準(zhǔn)電壓。第一切換單元被耦合到基準(zhǔn)電壓生成電路。第一切換單元切換PTAT輸出和CTAT輸出的相加比率以使得基準(zhǔn)電壓生成電路的輸出依賴于溫度的變化最小化。電流源基于基準(zhǔn)電壓生成電路的輸出生成恒定電流。調(diào)節(jié)器電路基于基準(zhǔn)電壓生成電路的輸出生成恒定電壓。第一電容器和第二電容器的每個包括耦合到電流源的一個端子并且通過電流源的恒定電流而被充電和放電。反相器耦合到第二電容器的另一端子。反相器利用從調(diào)節(jié)器電路提供來的恒定電壓作為電源來驅(qū)動第二電容器。第二切換單元切換電流源的恒定電流的值以調(diào)節(jié)振蕩頻率。第三切換單元耦合到第一電容器。第三切換單元切換第一電容器的電容，以調(diào)節(jié)第一電容器和第二電容器的每個的所述一個端子處的振蕩幅度。第一切換單元、第二切換單元和第三切換單元執(zhí)行修整以生成具有所希望的固定頻率的振蕩信號。實(shí)施例的第二方面是一種振蕩電路，該振蕩電路包括基準(zhǔn)電壓生成電路，該基準(zhǔn)電壓生成電路將與絕對溫度成比例地增大的絕對溫度成比例(PTAT)輸出和與絕對溫度成比例地減小的絕對溫度互補(bǔ)(CTAT)輸出相加，以生成并輸出基準(zhǔn)電壓。第一切換單元被耦合到基準(zhǔn)電壓生成電路。第一切換單元切換PTAT輸出和CTAT輸出的相加比率以使得基準(zhǔn)電壓生成電路的輸出依賴于溫度的變化最小化。電流源基于基準(zhǔn)電壓生成電路的輸出生成恒定電流。調(diào)節(jié)器電路基于基準(zhǔn)電壓生成電路的輸出生成恒定電壓。第一電容器包括耦合到電流源的一個端子并且通過電流源的恒定電流而被充電和放電。第一分壓電阻器、第二分壓電阻器和第三分壓電阻器彼此串聯(lián)耦合以對從調(diào)節(jié)器電路提供來的恒定電壓進(jìn)行分壓。比較器將第二分壓電阻器和第三分壓電阻器之間的分壓與第一電容器的所述一個端子處的電壓相比較。開關(guān)根據(jù)比較器的輸出被驅(qū)動。開關(guān)在被激活時使第一分壓電阻器短路。 第二切換單元切換電流源的恒定電流的值以調(diào)節(jié)振蕩頻率。第三切換單元耦合到第一分壓電阻器。第三切換單元切換第一分壓電阻器的電阻，以調(diào)節(jié)第一電容器的所述一個端子處的振蕩幅度。第一切換單元、第二切換單元和第三切換單元執(zhí)行修整操作以生成具有所希望的固定頻率的振蕩信號。


圖1是根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)參考的CR振蕩電路的電路圖；圖2是圖示出圖1中的CR振蕩電路的節(jié)點(diǎn)處的波形的波形圖；圖3是根據(jù)另一現(xiàn)有技術(shù)參考的CR振蕩電路的電路圖；圖4是圖示出圖3中的CR振蕩電路中的電流源的電流值的溫度依賴性的曲線圖；圖5是圖示出圖3中的CR振蕩電路的振蕩頻率的溫度依賴性的曲線圖；圖6是根據(jù)第一實(shí)施例的振蕩電路的框圖7是帶隙基準(zhǔn)電路的電路圖；圖8㈧至圖8(C)是圖示出圖7中的帶隙基準(zhǔn)電路的各種特性的溫度依賴性的曲線圖；圖9是偏置生成電路的電路圖；圖10是圖示出根據(jù)第一實(shí)施例的振蕩電路單元中的節(jié)點(diǎn)處的波形的波形圖；圖11 (A)至圖11 (E)是用于說明第一實(shí)施例中的修整的示圖；圖12是電阻器切換單元的示例的電路圖；圖13是電容器切換單元的示例的電路圖；圖14是根據(jù)第二實(shí)施例的振蕩電路的框圖；圖15是修整電流DAC的電路圖；圖16是根據(jù)第三實(shí)施例的振蕩電路的框圖；圖17是圖示出根據(jù)第三實(shí)施例的振蕩電路中的節(jié)點(diǎn)處的波形的波形圖。
具體實(shí)施例方式下面將參考圖6描述根據(jù)第一實(shí)施例的振蕩電路。運(yùn)算放大器AMPl和PMOS晶體管MP3構(gòu)成了反饋放大電路，其執(zhí)行反饋控制以使得施加給電阻器Rl的電壓與來自帶隙基準(zhǔn)電路BGRl的輸出，S卩，基準(zhǔn)電壓VBGRl相匹配。當(dāng)與基準(zhǔn)電壓VBGRl相同的電壓被施加給電阻器Rl時，PMOS晶體管MP3被偏置為使得電流在PMOS晶體管MP3中流動。該偏置電壓也被施加給偏置生成電路6。偏置生成電路6基于給定的偏置電壓來生成用于電流源IPl 和mi的控制信號。如后面將描述的，電阻器Rl具有可被切換或調(diào)節(jié)的電阻。運(yùn)算放大器AMP2、PMOS晶體管MP4以及電阻器R2和R3構(gòu)成了輸出電壓VREG的調(diào)節(jié)器電路5?；鶞?zhǔn)電壓VBGR2從帶隙基準(zhǔn)電路BGR2被提供給運(yùn)算放大器AMP2。來自調(diào)節(jié)器電路5的輸出電壓VREG是基于基準(zhǔn)電壓VBGR2根據(jù)電阻器R2和R3的電阻分壓生成的。帶隙基準(zhǔn)電路BGRl和BGR2的每個包括PTAT電壓生成電路1、CTAT電壓生成電路 2和相加比率設(shè)置電路3。為了修整基準(zhǔn)電壓VBGRl和VBGR2的溫度依賴性，為帶隙基準(zhǔn)電路BGRl和BGR2的每個布置有溫度依賴性消除切換單元4。帶隙基準(zhǔn)電路BGRl和BGR2的配置和操作將在下面參考圖7和圖8進(jìn)行描述。由于帶隙基準(zhǔn)電路BGR2的配置和操作與帶隙基準(zhǔn)電路BGRl的相同，因此下面將僅描述帶隙基準(zhǔn)電路BGR1。如圖7所示，在帶隙基準(zhǔn)電路BGRl的PTAT電壓生成電路1中，PMOS晶體管MP11、電阻器Rll和二極管Dl被串聯(lián)耦合在電源與地之間。PMOS晶體管MP12和二極管 D2被串聯(lián)耦合在電源與地之間。PMOS晶體管MPll和MP12的柵極被共同耦合到運(yùn)算放大器AMPll的輸出。PMOS晶體管MPll和MP12的尺寸比(溝道寬度w/溝道長度L)被設(shè)置為彼此相等，以使得相等的電流Il在PMOS晶體管MPll和MP12中流動。運(yùn)算放大器AMPll 包括耦合到電阻器Rll的一端的非反相輸入端子以及耦合到二極管D2的陽極的反相輸入端子。添加到二極管Dl和D2的數(shù)字(X8和X 1)表示二極管Dl和D2的相對面積比率。如圖8 (A)所示，已知p-n結(jié)二極管Dl和D2的前向電壓Vbel和Vbe2與絕對溫度成比例地降低。運(yùn)算放大器AMPll具有耦合到反相和非反相輸入端子的輸出端子，以構(gòu)成將電阻器Rll —端處的電壓與二極管D2陽極的電壓相匹配的負(fù)反饋電路。運(yùn)算放大器AMPll的輸出被固定到這樣的電壓，在該電壓處，電阻器Rll —端處的電壓與二極管D2陽極的電壓相匹配。在圖8(A)所示的示例中，二極管Dl和D2的面積比是8 1，并且二極管Dl和 D2分別以不同的電流密度操作。以這種方式，二極管Dl和D2的前向電壓之差A(yù)Vbe( = Vbe2-Vbel)被施加到電阻器Rll的兩端之間。如圖8(A)所示，二極管Dl和D2的前向電壓之差A(yù)Vbe與絕對溫度成比例地增大。因此，電流Il是絕對溫度成比例(PTAT)電流，其與絕對溫度成比例地增大。在CTAT電壓生成電路2中，PMOS晶體管MP13和電阻器R12被串聯(lián)耦合在電源與地之間。PMOS晶體管MP13的柵極被耦合到運(yùn)算放大器AMP12的輸出。PMOS晶體管MP13 在導(dǎo)通狀態(tài)中使得電流12流動。運(yùn)算放大器AMP12包括耦合到電阻器R12 —端的非反相輸入端子和耦合到PTAT電壓生成電路1的二極管D2的陽極的反相輸入端子。如將在后面描述的，電阻器R12具有可被切換或調(diào)節(jié)的電阻。運(yùn)算放大器AMP12具有耦合到所述非反相輸入端子的輸出端子，以構(gòu)成使得電阻器R12 —端處的電壓與PTAT電壓生成電路1的二極管D2的陽極處的電壓相匹配的負(fù)反饋電路。運(yùn)算放大器AMP12的輸出被固定到這樣的電壓，在該電壓處，電阻器R12—端處的電壓與二極管D2的前向電壓Vbe2相匹配。以這種方式，等于二極管D2的前向電壓Vbe2的電壓被施加到電阻器R12的兩端之間。如上所述，二極管D2的前向電壓Vbe2與絕對溫度成比例地降低。因此，電流12是絕對溫度互補(bǔ)(CTAT)電流，其與絕對溫度成比例地降低。相加比率設(shè)置電路3包括PMOS晶體管MP14和MP15。由于PMOS晶體管MP14的柵電壓由運(yùn)算放大器AMPll的輸出控制，因此PMOS晶體管MP14中流動的電流13是PTAT 電流。電流13的絕對值是由PMOS晶體管MP14的尺寸比(溝道寬度/溝道長度)與PMOS 晶體管MPll和MP12的尺寸比之差確定的。由于PMOS晶體管MP15的柵電壓由運(yùn)算放大器 AMP12的輸出控制，因此PMOS晶體管MP15中流動的電流14是CTAT電流。電流14的絕對值是由PMOS晶體管MP15的尺寸比(溝道寬度/溝道長度)與PMOS晶體管MP13的尺寸比之差確定的通過相加電流13和電流14獲得的電流在電阻器R13中流動。當(dāng)對絕對溫度具有正的依賴性的PTAT電流與對絕對溫度具有負(fù)依賴性的CTAT電流之比適當(dāng)?shù)乇徽{(diào)節(jié)時，在電阻器R13中流動的總電流(13+14)不依賴于溫度(參見圖8 (B))。在圖8 (B)所示的示例中，溫度依賴性消除切換單元4切換電阻器R12的電阻以調(diào)節(jié)CTAT電流(12和14)的值。 以這種方式，不依賴溫度的總電流在電阻器R13中流動。在電阻器R13中經(jīng)轉(zhuǎn)換的電壓被輸出為基準(zhǔn)電壓VBGR1。以這種方式，帶隙基準(zhǔn)電路BGRl和BGR2分別生成并輸出不依賴于溫度的基準(zhǔn)電壓VBGRl和VBGR2 (參見圖8 (C))。下面將參考圖9描述偏置生成電路6的偏置和操作。如圖9所示，偏置生成電路 6是包括PMOS晶體管MP61和MP62以及匪OS晶體管麗61和麗62的電流鏡電路?；趤碜苑答伩刂七\(yùn)算放大器AMPl的輸出，由基準(zhǔn)電壓VBGRl和電阻器Rl的電阻確定的基準(zhǔn)電流在PMOS晶體管MP3中流動。該基準(zhǔn)電流由偏置生成電路6，S卩，電流鏡電路根據(jù)鏡像比 (mirror ratio)來調(diào)節(jié)，以生成用于電流源IPl和mi的控制信號。在圖9所示的示例中， 耦合到電阻器Rl的振蕩頻率修整切換單元7切換電阻器Rl的電阻并且調(diào)節(jié)該基準(zhǔn)電流的值。以這種方式，電流源IPi和mi的恒定電流的值被切換。返回圖6，下面描述該振蕩電路的操作和配置。圖6的振蕩電路包括包含上述各個電路的振蕩控制單元以及由該振蕩控制單元控制的振蕩電路單元(振蕩信號生成單元)。 振蕩電路單元包括反相器INVl、INV2和INV3,電容器Cl和C2，電流源IPl和INl，PMOS晶體管MPl和MP2，NM0S晶體管麗1和麗2，以及振蕩幅度修整切換單元8。反相器INVl的輸入端子被耦合到電容器Cl和C2的每個的一個端子(節(jié)點(diǎn)NA)。反相器INV2的輸入端子耦合到反相器INVl的輸出端子(節(jié)點(diǎn)NB)。反相器INV2將從反相器INVl輸出的矩形波形振蕩信號反相，以從輸出端子OUT輸出經(jīng)反相的矩形波形振蕩信號。反相器INV3的輸入端子耦合到反相器INVl的輸出端子。反相器INV3將反相器INVl的輸出反相，以將經(jīng)反相的輸出提供給PMOS晶體管MPl和NMOS晶體管麗1的柵極。根據(jù)反相器INV3的輸出，PMOS 晶體管MPl和NMOS晶體管麗1交替導(dǎo)通，以將電容器Cl和C2的每個的所述一個端子耦合到電流源IPl或IN1，從而對電容器Cl和C2充電和放電。PMOS晶體管MP2和NMOS晶體管麗2將柵極共同耦合到反相器INVl的輸出。PMOS晶體管MP2和NMOS晶體管麗2之間的節(jié)點(diǎn)被耦合到電容器C2的另一端子(節(jié)點(diǎn)NC)。PMOS晶體管MP2和NMOS晶體管麗2構(gòu)成了一反相器，該反相器通過將調(diào)節(jié)器電路5的輸出電壓VREG用作電源來驅(qū)動電容器C2的另一端子(節(jié)點(diǎn)NC)。如后面將描述的，電容器Cl具有可被切換或調(diào)節(jié)的電容。圖10圖示出了該振蕩電路單元的節(jié)點(diǎn)NA、NB和NC處的波形。如圖10所示，節(jié)點(diǎn) NB和NC處的波形是矩形波形。節(jié)點(diǎn)NA處的電壓由于與節(jié)點(diǎn)NC的電容性耦合而在節(jié)點(diǎn)NC 的上升時刻上升，并且此后，通過電流源mi的恒定電流被放電從而降低。當(dāng)節(jié)點(diǎn)NA處的電壓低于反相器INVl的閾值Vth時，節(jié)點(diǎn)NB和NC處的電壓被反相。因此，此時，節(jié)點(diǎn)NA 處的電壓在節(jié)點(diǎn)NC的下降時刻下降，并且此后，通過電流源IPl的恒定電流被充電從而升高。當(dāng)節(jié)點(diǎn)NA處的電壓高于反相器INVl的閾值Vth時，節(jié)點(diǎn)NB和NC處的電壓再次被反相。此后，重復(fù)相同操作。接下來，計(jì)算振蕩信號的振蕩頻率R)sc。節(jié)點(diǎn)NA處的振蕩幅度AV是由調(diào)節(jié)器電路5的輸出電壓VREG和電容分壓確定的。AV = VH-Vth = Vth-VL = (C2/(C1+C2)) XVREG ...(1)這里，Cl和C2是電容器Cl和C2的電容。當(dāng)電流源IPl和mi的恒定電流的值以及半周期分別用I和t給出時，由下式表達(dá)的關(guān)系被給出IXt= AVX (C1+C2) — (2)根據(jù)式(1)和式(2)，t = (Δ VX (C1+C2))/1=((C2/(C1+C2)) XVREGX (C1+C2))/I = C2XVREG/I ... (3)因此，根據(jù)式(3)，振蕩頻率R)sc由下式來表達(dá)Fosc = 1/(2 Xt) = I/(2XC2XVREG) ... (4)當(dāng)從帶隙基準(zhǔn)電路BGRl輸出的基準(zhǔn)電壓VBGRl降低時，電流源IPl和1附的電流值降低。此時，如從式(4)將清楚的，振蕩頻率R)sc減小。當(dāng)從帶隙基準(zhǔn)電路BGR2輸出的基準(zhǔn)電壓VBGR2降低時，調(diào)節(jié)器電路5的輸出電壓VREG被降低以減小振蕩幅度M0在此情況中，如從圖10的式(4)將清楚的，振蕩頻率R)sc增大。因此，因電流源IPl和mi的電流值的溫度依賴性導(dǎo)致的振蕩頻率i^osc的改變與因調(diào)節(jié)器電路5的輸出電壓VREG的溫度依賴性導(dǎo)致的振蕩頻率i^osc的改變被抵消。在第一實(shí)施例中，振蕩幅度修整切換單元8 切換電容器Cl的電容以調(diào)節(jié)振蕩幅度Δν。以這種方式，可以生成固定頻率。
下面將參考圖11 (A)至圖11 (E)描述第一實(shí)施例中的修整過程。(1)通過溫度依賴性消除切換單元4來消除帶隙基準(zhǔn)電路BGRl和BGR2的線性溫度依賴性(參見圖11㈧和圖11(B))。帶隙基準(zhǔn)電路BGRl的溫度依賴性對應(yīng)于電流源IPl和1附的電流值的溫度依賴性(參見圖11(A))。帶隙基準(zhǔn)電路BGR2的溫度依賴性對應(yīng)于調(diào)節(jié)器電路5的輸出電壓 VREG的溫度依賴性(參見圖11(B))。由帶隙基準(zhǔn)電路BGRl和BGR2保持的諸如向上傾斜依賴性或向下傾斜依賴性之類的線性溫度依賴性被溫度依賴性消除切換單元4消除。(2)通過振蕩幅度修整切換單元8來調(diào)節(jié)振蕩幅度Δ V(參見圖11 (C))。相對于調(diào)節(jié)器電路5的輸出電壓VREG的降低而減小振蕩幅度Δ V的程度通過振蕩幅度修整切換單元8來調(diào)節(jié)，以消除振蕩頻率R)sc的二次溫度依賴性。電流源IPl和mi基于由帶隙基準(zhǔn)電路BGRl輸出的基準(zhǔn)電壓VBGRl來生成對電容器Cl和C2充電和放電的電流。因此，該充電和放電電流具有如圖IlA所示的溫度依賴性。當(dāng)充電和放電電流減小時，振蕩頻率I7Osc減小。振蕩幅度AV是基于調(diào)節(jié)器電路5的輸出電壓VREG確定的。在調(diào)節(jié)器電路5(參見圖6)中，電阻器R2和R3的溫度依賴性的影響通過電阻分壓被消除。因此，如圖Il(B) 所示，調(diào)節(jié)器電路5的輸出電壓VREG具有與帶隙基準(zhǔn)電路BGR2輸出的基準(zhǔn)電壓VBGR2相同的溫度依賴性。當(dāng)輸出電壓VREG減小時，振蕩頻率R)sc增大。由于帶隙基準(zhǔn)電路BGRl和BGR2具有相同配置，因此帶隙基準(zhǔn)電路BGRl和BGR2 的溫度依賴性彼此相同。當(dāng)基準(zhǔn)電壓VBGRl所對應(yīng)的充電和放電電流的溫度依賴性和調(diào)節(jié)器電路5的輸出電壓VREG的溫度依賴性被反向地相加時，即使如在現(xiàn)有技術(shù)參考中那樣每個帶隙基準(zhǔn)電路的輸出精度大約為士2%，該振蕩頻率R)sc的精度也可被維持在士或 更低(圖11(C))。當(dāng)振蕩幅度修整切換單元8調(diào)節(jié)電容器Cl的電容時，振蕩幅度ΔΥ可被調(diào)節(jié)。因此，在諸如向上傾斜或向下傾斜依賴性之類的線性溫度依賴性之后略微存留的二次溫度依賴性被平滑并且可被消除。以這種方式，可以獲得高精度(例如，士內(nèi))的振蕩電路。(3)通過振蕩頻率修整切換單元7來調(diào)節(jié)振蕩頻率R)Sc (參見圖11 (D))由振蕩頻率修整切換單元7將振蕩頻率R)sc從(1)和O)的修整被執(zhí)行的頻率調(diào)節(jié)為所希望的應(yīng)用頻率(圖11(D))。當(dāng)振蕩頻率修整切換單元7調(diào)節(jié)電阻器Rl的電阻時，偏置生成電路6的基準(zhǔn)電流的值可被調(diào)節(jié)。以這種方式，對電容器Cl和C2充電和放電的電流源IPl和mi的電流值被調(diào)節(jié)，以使得能夠?qū)⒄袷庮l率Fosc調(diào)節(jié)為所希望的值(應(yīng)用頻率)。按照由⑴一⑵一(3)—⑴一⑵一(3)—…給出的順序重復(fù)修整過程⑴ 至(3)，直到使振蕩頻率R)sc收斂為止，并且所希望的恒定振蕩頻率R)sc被生成。當(dāng)該修整被重復(fù)時，可以以更接近所希望值的頻率來使用振蕩器。然而，不需要一直重復(fù)修整。在步驟(3)中，盡管電阻器Rl的電阻被修整，然而由于電阻器具有二次溫度特性，因此在修整電阻器Rl的電阻之前和之后，電流源IPl和mi的電流值的改變比率不完全與振蕩頻率 R)SC的改變比率成比例(參見圖11(D))。因此，為了使振蕩頻率R)sc與所希望值相匹配， 要求逐步地執(zhí)行修整。出于以下原因，步驟⑴和⑵中的修整在步驟(3)中的修整之前被執(zhí)行。例如，當(dāng)使帶隙基準(zhǔn)電路BGRl的線性溫度依賴性尚未被消除時，通過步驟(3)中的修整來將振蕩頻率R)SC調(diào)節(jié)為應(yīng)用頻率。此后，當(dāng)帶隙基準(zhǔn)電路BGRl的線性溫度依賴性被消除時，振蕩頻率R)SC從該應(yīng)用頻率偏移(參見圖11(E))。因此，考慮當(dāng)在通過步驟(1)和( 中的修整消除了溫度依賴性之后來通過步驟(3)中的修整調(diào)節(jié)振蕩頻率R)sc時，振蕩頻率R)sc 較早地被收斂。參考圖12，現(xiàn)在描述溫度依賴性消除切換單元4對電阻器R12的電阻的切換以及振蕩頻率修整切換單元7對電阻器Rl的電阻的切換。圖12圖示出了對電阻進(jìn)行切換并且可被包括在溫度依賴性消除切換單元4和振蕩頻率修整切換單元7中的電阻器切換單元的示例。電阻器VR1、VR2、VR3和VR4是圖6中的電阻器Rl和圖7中的可變電阻器R12的示例。電阻器VR1、VR2、VR3和VR4彼此串聯(lián)地相耦合。電阻器切換單元中包括的開關(guān)SW1、SW2、SW3和SW4分別與電阻器VR1、VR2、VR3和 VR4并聯(lián)耦合。加到電阻器VR1、VR2、VR3和VR4的數(shù)字(X 1、X2、X4和X8)表示電阻器 VR1、VR2、VR3和VR4的相對電阻比的示例。通過上面的配置，開關(guān)SW1、Sff2, SW3和SW4的接通/斷開狀態(tài)被切換以獲得所希望的電阻。電阻器切換單元例如基于設(shè)置在寄存器中的值來控制開關(guān)，以使得能夠?qū)崿F(xiàn)電阻的切換。下面將參考圖13描述振蕩幅度修整切換單元8對電容器Cl的電容的切換。圖13 圖示出了被包括在振蕩幅度修整切換單元8中并且對電容進(jìn)行切換的電容器切換單元的示例。電容器VC1、VC2、VC3和VC4是圖6中的電容器Cl的示例。電容器VC1、VC2、VC3和 VC4彼此并聯(lián)地相耦合。電容器切換單元中的開關(guān)SW5、SW6、SW7和SW8分別與電容器VC1、 VC2、VC3和VC4串聯(lián)耦合。加到電容器VC1、VC2、VC3和VC4的數(shù)字(X1、X2、X4和X 8) 表示電容器VC1、VC2、VC3和VC4的相對電容比的示例。通過上面的配置，開關(guān)SW5、Sff6, SW7和SW8的接通/斷開狀態(tài)被切換以獲得所希望的電容。電容器切換單元例如基于設(shè)置在寄存器中的值來控制開關(guān)，以使得能夠?qū)崿F(xiàn)電容的切換?，F(xiàn)在將在關(guān)注與第一實(shí)施例的不同的情況下參考圖14描述振蕩電路的第二實(shí)施例。相似或相同的標(biāo)號被賦予與第一實(shí)施例的對應(yīng)組件相同的那些組件。將不對這樣的組件進(jìn)行描述。在第二實(shí)施例中，根據(jù)第一實(shí)施例的帶隙基準(zhǔn)電路BGRl和BGR2被共用地耦合，并且電流源IPl和mi的電流值和調(diào)節(jié)器電路5的輸出電壓VREG由單個帶隙基準(zhǔn)電路BGR 控制。取代根據(jù)第一實(shí)施例的偏置生成電路6，在第二實(shí)施例中使用修整電流DAC 9。下面將參考圖15描述修整電流DAC 9的配置和操作。相似或相同的標(biāo)號被賦予與上述附圖中的對應(yīng)組件相同的那些組件。將不對這樣的組件進(jìn)行描述。圖15中的相加比率設(shè)置電路3除了包括圖7中的PMOS晶體管MP14和MP15以外，還包括PMOS晶體管MP16和MP17。PMOS晶體管MP16的柵電壓由運(yùn)算放大器AMPll的輸出控制。因此，在PMOS晶體管MP16中流動的電流為PTAT電流，并且該電流的絕對值由 PMOS晶體管MP16的尺寸比與PMOS晶體管MPll和MP12的尺寸比之差來確定。PMOS晶體管MP17的柵電壓由運(yùn)算放大器AMP12的輸出控制。因此，PMOS晶體管MP17中流動的電流是CTAT電流，并且該電流的絕對值由PMOS晶體管MP17的尺寸比與PMOS晶體管MP13的尺寸比之差來確定。帶隙基準(zhǔn)電路BGR向調(diào)節(jié)器電路5供應(yīng)基準(zhǔn)電壓VBGR。相加比率設(shè)置電路3將通過相加PMOS晶體管MP16中流動的電流與PMOS晶體管MP17中流動的電流而獲得的電流作為帶隙基準(zhǔn)電路BGR的輸出提供給修整電流DAC。該電流在修整電流DAC 9的NMOS晶體管 MN91中流動。匪OS晶體管MN92、MN93和MN94構(gòu)成了用于將匪OS晶體管MN91中流動的基準(zhǔn)電流分配給PMOS晶體管MP91的電流鏡電路。添加到匪OS晶體管麗92、麗93和麗94的數(shù)字(X4、X2和X 1)表示電流鏡電路的鏡像比的示例。匪OS晶體管麗95、麗96、麗97分別與NMOS晶體管MN92、MN93和MN94串聯(lián)耦合。PMOS晶體管MP92構(gòu)成了用于將PMOS晶體管MP91中流動的電流分配給NMOS晶體管MN98的電流鏡電路。修整電流DAC 9將PMOS 晶體管MP91和NMOS晶體管MN98的柵電壓分別提供給振蕩電路的電流源IPl和INl。在所示示例中，振蕩頻率修整切換單元7切換NMOS晶體管MN95、MN96、MN97的導(dǎo)通/截止?fàn)顟B(tài)，以切換在NMOS晶體管MN91中流動的基準(zhǔn)電流與在PMOS晶體管MP91和NMOS 晶體管MN98中流動的電流的比率。以這種方式，電流源IPl和mi的恒定電流的值被切換。第二實(shí)施例具有與第一實(shí)施例相同的優(yōu)點(diǎn)。在第二實(shí)施例中，由于帶隙基準(zhǔn)電路被共用，因此可以減少電路元件的數(shù)目并且可以減少振蕩電路所占用的電路面積?，F(xiàn)在將在關(guān)注與第一和第二實(shí)施例的不同的情況下描述振蕩電路的第三實(shí)施例。 相似或相同的標(biāo)號被賦予與第一和第二實(shí)施例的對應(yīng)組件相同的那些組件。將不對這樣的組件進(jìn)行描述。根據(jù)第三實(shí)施例的振蕩電路在配置方面與根據(jù)第一和第二實(shí)施例的振蕩電路單元不同。根據(jù)第三實(shí)施例的振蕩電路包括比較器C0MP51，反相器INV51和INV52，電容器 C51,電流源IPl和INl，PMOS晶體管MP1，NMOS晶體管MNl和MN51，電阻器R5UR52和R53， 以及振蕩幅度修整切換單元8。電阻器R51、R52和R53彼此串聯(lián)耦合以對調(diào)節(jié)器電路5的輸出電壓VREG進(jìn)行分壓。比較器C0MP51的反相輸入端子耦合到電容器C51的一個端子(節(jié)點(diǎn)ND)。反相器 INV51的輸入端子耦合到比較器C0MP51的輸出端子。反相器INV52的輸入端子耦合到反相器INV51的輸出端子。反相器INV52對從反相器INV51輸出的矩形波形振蕩信號進(jìn)行反相， 以從輸出端子OUT輸出經(jīng)反相的矩形波形振蕩信號。反相器INV52對反相器INV51的輸出進(jìn)行反相并且將經(jīng)反相的輸出提供給PMOS晶體管MPl以及NMOS晶體管麗1和麗51。根據(jù)反相器INV52的輸出，當(dāng)PMOS晶體管MPl和NMOS晶體管麗1交替導(dǎo)通時，電容器C51的所述一個端子被耦合到電流源IPl或IN1，以對電容器C51充電和放電。NMOS晶體管麗51與電阻器R51并聯(lián)耦合。NMOS晶體管麗51依賴于比較器C0MP51的輸出來被導(dǎo)通，以構(gòu)成對電阻器R51進(jìn)行短路的開關(guān)。下面將參考圖17描述第三實(shí)施例的振蕩電路單元中的節(jié)點(diǎn)ND和輸出端子OUT處的波形。在第三實(shí)施例中，節(jié)點(diǎn)ND的振蕩幅度M由下式來表達(dá)AV = VH-VL = ((R51+R52)/(R51+R52+R53)-R52/(R52+R53)) XVREG- (5)這里，R51、R52和R53分別是電阻器R51、R52和R53的電阻。在第三實(shí)施例中，振蕩幅度修整切換單元8切換電阻器R51的電阻以調(diào)節(jié)振蕩幅度AV。以這種方式，在第三實(shí)施例中與第一和第二實(shí)施例中相同的方式也生成了固定頻率。如上面詳細(xì)描述的，在第一至第三實(shí)施例中，當(dāng)從帶隙基準(zhǔn)電路輸出的基準(zhǔn)電壓較低時，確定振蕩頻率的充電和放電電流減小以降低振蕩頻率。當(dāng)從帶隙基準(zhǔn)電路輸出的基準(zhǔn)電壓較低時，振蕩幅度減小以升高振蕩頻率。在該振蕩電路中，充電和放電電流的溫度依賴性與調(diào)節(jié)器電路的輸出電壓的溫度依賴性相同。當(dāng)振蕩幅度修整切換單元8調(diào)節(jié)振蕩幅度時，振蕩頻率中不會出現(xiàn)二次溫度依賴性，從而可以實(shí)現(xiàn)高精度(例如，士內(nèi))的振蕩電路。本領(lǐng)域技術(shù)人員應(yīng)當(dāng)清楚，在不脫離本發(fā)明的精神或范圍的情況下，本發(fā)明可以以許多其它具體形式來實(shí)施。具體地，應(yīng)當(dāng)明白，本發(fā)明可以以下面的形式來實(shí)施。例如，帶隙基準(zhǔn)電路的配置不限于實(shí)施例的配置。帶隙基準(zhǔn)電路的溫度依賴性的消除不限于在圖7中描述的并且切換電阻器R12的電阻的配置。例如，在圖7的相加比率設(shè)置電路3中，可以與PMOS晶體管MP14和MP15并聯(lián)地布置多個晶體管。包括PMOS晶體管MP14的并聯(lián)晶體管可被稱為多個第四PMOS晶體管。包括PMOS晶體管MP15的并聯(lián)晶體管可被稱為多個第五PMOS晶體管。用于可變地切換從多個第四PMOS晶體管和多個第五 PMOS晶體管選出的晶體管的數(shù)目(被激活晶體管的數(shù)目)的開關(guān)電路可以切換PTAT電流和CTAT電流的相加比率。該開關(guān)電路可以用作類似于溫度依賴性消除切換單元4的第一切換單元。在第一和第二實(shí)施例中，振蕩幅度修整切換單元8可以在考慮到基于等式的振蕩頻率的改變的情況下切換電容器C2的電容。在圖12和圖13中描述的電阻器切換單元和電容器切換單元中，電阻和電容的權(quán)重被應(yīng)用。然而，當(dāng)然，可以布置具有相等值的元件。諸如串聯(lián)耦合和并聯(lián)耦合之類的耦合形式可被改變。另外，可以以任何方式將實(shí)施例彼此組合。帶隙基準(zhǔn)電路BGR1、BGR2和BGR是帶隙基準(zhǔn)電路的示例，溫度依賴性消除切換單元4是第一切換單元的示例，電流源IPl和mi是電流源的示例，調(diào)節(jié)器電路5是調(diào)節(jié)器電路的示例，電容器Cl和C51是第一電容器的示例，電容器C2是第二電容器的示例，PMOS晶體管MP2和NMOS晶體管MN2是反相器的示例，振蕩頻率修整切換單元7是第二切換單元的示例，振蕩幅度修整切換單元8是第三切換單元的示例，電阻器R51、R52和R53是第一、第二和第三分壓電阻器的示例，比較器C0MP51是比較器的示例，NMOS晶體管麗51是開關(guān)的示例，電阻器Rl是基準(zhǔn)電阻器的示例，運(yùn)算放大器AMPl和PMOS晶體管MP3是反饋放大電路的示例，匪OS晶體管麗91、麗92、麗93和麗94是電流鏡電路的示例，PMOS晶體管MP11、 MP12、MP13、MP14和MP15是第一、第二、第三、第四和第五PMOS晶體管的示例，電阻器Rll 和R12是第一和第二電阻器的示例，二極管Dl和D2是第一和第二二極管的示例，以及運(yùn)算放大器AMPll和AMP12是第一和第二運(yùn)算放大器的示例。這里所闡述的所有示例和條件語言旨在用于教導(dǎo)的目的，以輔助讀者理解本發(fā)明和由發(fā)明人為了深化技術(shù)所貢獻(xiàn)的概念，并且被構(gòu)造為既不限于這些具體闡述的示例和條件，也不限于與顯示本發(fā)明的優(yōu)勢和劣勢有關(guān)的說明書中的這些示例的組織。雖然已詳細(xì)描述了本發(fā)明的實(shí)施例，但是應(yīng)當(dāng)明白，可以在不脫離本發(fā)明的精神和范圍的情況下對其作出各種改變、替代和變更。
權(quán)利要求
1.一種振蕩電路，包括基準(zhǔn)電壓生成電路，所述基準(zhǔn)電壓生成電路將與絕對溫度成比例地增大的絕對溫度成比例(PTAT)輸出和與絕對溫度成比例地減小的絕對溫度互補(bǔ)(CTAT)輸出相加，以生成并輸出基準(zhǔn)電壓；第一切換單元，所述第一切換單元被耦合到所述基準(zhǔn)電壓生成電路，其中，所述第一切換單元切換所述PTAT輸出和所述CTAT輸出的相加比率以使得所述基準(zhǔn)電壓生成電路的輸出依賴于溫度的變化最小化；電流源，所述電流源基于所述基準(zhǔn)電壓生成電路的輸出生成恒定電流； 調(diào)節(jié)器電路，所述調(diào)節(jié)器電路基于所述基準(zhǔn)電壓生成電路的輸出生成恒定電壓； 第一電容器和第二電容器，所述第一電容器和所述第二電容器的每個包括耦合到所述電流源的一個端子并且通過所述電流源的所述恒定電流而被充電和放電；反相器，所述反相器耦合到所述第二電容器的另一端子，其中，所述反相器利用從所述調(diào)節(jié)器電路提供來的所述恒定電壓作為電源來驅(qū)動所述第二電容器；第二切換單元，所述第二切換單元切換所述電流源的所述恒定電流的值以調(diào)節(jié)振蕩頻率；以及第三切換單元，所述第三切換單元耦合到所述第一電容器，其中，所述第三切換單元切換所述第一電容器的電容，以調(diào)節(jié)所述第一電容器和所述第二電容器的每個的所述一個端子處的振蕩幅度；其中，所述第一切換單元、所述第二切換單元和所述第三切換單元執(zhí)行修整以生成具有所希望的固定頻率的振蕩信號。
2.一種振蕩電路，包括基準(zhǔn)電壓生成電路，所述基準(zhǔn)電壓生成電路將與絕對溫度成比例地增大的絕對溫度成比例(PTAT)輸出和與絕對溫度成比例地減小的絕對溫度互補(bǔ)(CTAT)輸出相加，以生成并輸出基準(zhǔn)電壓；第一切換單元，所述第一切換單元被耦合到所述基準(zhǔn)電壓生成電路，其中，所述第一切換單元切換所述PTAT輸出和所述CTAT輸出的相加比率以使得所述基準(zhǔn)電壓生成電路的輸出依賴于溫度的變化最小化；電流源，所述電流源基于所述基準(zhǔn)電壓生成電路的輸出生成恒定電流； 調(diào)節(jié)器電路，所述調(diào)節(jié)器電路基于所述基準(zhǔn)電壓生成電路的輸出生成恒定電壓； 第一電容器，所述第一電容器包括耦合到所述電流源的一個端子并且通過所述電流源的所述恒定電流而被充電和放電；第一分壓電阻器、第二分壓電阻器和第三分壓電阻器，它們彼此串聯(lián)耦合以對從所述調(diào)節(jié)器電路提供來的所述恒定電壓進(jìn)行分壓；比較器，所述比較器將所述第二分壓電阻器和所述第三分壓電阻器之間的分壓與所述第一電容器的所述一個端子處的電壓相比較；開關(guān)，所述開關(guān)根據(jù)所述比較器的輸出被驅(qū)動，其中，所述開關(guān)在被激活時使所述第一分壓電阻器短路；第二切換單元，所述第二切換單元切換所述電流源的所述恒定電流的值以調(diào)節(jié)振蕩頻率；以及第三切換單元，所述第三切換單元耦合到所述第一分壓電阻器，其中，所述第三切換單元切換所述第一分壓電阻器的電阻，以調(diào)節(jié)所述第一電容器的所述一個端子處的振蕩幅度；其中，所述第一切換單元、所述第二切換單元和所述第三切換單元執(zhí)行修整操作以生成具有所希望的固定頻率的振蕩信號。
3.根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的振蕩電路，還包括 基準(zhǔn)電阻器，所述基準(zhǔn)電阻器具有可切換電阻；以及反饋放大電路，所述反饋放大電路執(zhí)行反饋控制以使得施加給所述基準(zhǔn)電阻器的電壓與所述基準(zhǔn)電壓生成電路的輸出的電壓相匹配；其中，所述第二切換單元被耦合到所述基準(zhǔn)電阻器并且切換所述基準(zhǔn)電阻器的電阻， 從而切換所述電流源的所述恒定電流的值。
4.根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的振蕩電路，還包括電流鏡電路，所述電流鏡電流被耦合到所述基準(zhǔn)電壓生成電路并且基于所述基準(zhǔn)電壓生成電路的輸出來分配基準(zhǔn)電流，其中，所述第二切換單元被耦合到所述電流鏡電路并且切換所述電流鏡電路的鏡像比，從而切換所述電流源的所述恒定電流的值。
5.根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的振蕩電路，其中，所述基準(zhǔn)電壓生成電路包括 PTAT電壓生成電路，包括被串聯(lián)耦合在電源與地之間的第一 PMOS晶體管、第一電阻器和第一二極管， 被串聯(lián)耦合在所述電源與地之間的第二 PMOS晶體管和第二二極管，以及第一運(yùn)算放大器，所述第一運(yùn)算放大器執(zhí)行反饋控制以使得所述第一 PMOS晶體管和所述第一電阻器之間的第一電阻器節(jié)點(diǎn)處的電壓與所述第二二極管的前向電壓相匹配； CTAT電壓生成電路，所述CTAT電壓生成電路耦合到所述PTAT電壓生成電路并且包括被串聯(lián)耦合在所述電源與地之間的第三PMOS晶體管和第二電阻器，其中，所述第二電阻器具有可切換電阻，以及第二運(yùn)算放大器，所述第二運(yùn)算放大器執(zhí)行反饋控制以使得所述第三PMOS晶體管和所述第二電阻器之間的第二電阻器節(jié)點(diǎn)處的電壓與所述PTAT電壓生成電路中的所述第二二極管的前向電壓相匹配；相加比率設(shè)置電路，所述相加比率設(shè)置電路被耦合到所述PTAT電壓生成電路和所述 CTAT電壓生成電路并且包括第四PMOS晶體管，所述第四PMOS晶體管包括耦合到所述PTAT電壓生成電路的所述第一運(yùn)算放大器并且由所述第一運(yùn)算放大器的輸出控制的柵極，以及第五PMOS晶體管，所述第五PMOS晶體管包括耦合到所述CTAT電壓生成電路的所述第二運(yùn)算放大器并且由所述第二運(yùn)算放大器的輸出控制的柵極；其中，所述第一切換單元被耦合到所述CTAT電壓生成電路的所述第二電阻器并且切換所述第二電阻器的電阻，從而切換所述PTAT輸出和所述CTAT輸出的相加比率。
6.根據(jù)權(quán)利要求3所述的振蕩電路，其中，所述基準(zhǔn)電壓生成電路包括 生成所述PTAT輸出的PTAT電壓生成電路；以及生成所述CTAT輸出的CTAT電壓生成電路，其中，所述CTAT電壓生成電路包括被串聯(lián)耦合在所述電源與地之間的第三PMOS晶體管和第二電阻器，其中，所述第二電阻器具有可切換電阻，以及第二運(yùn)算放大器，所述第二運(yùn)算放大器被耦合到所述PTAT電壓生成電路中的第二二極管以接收所述PTAT電壓生成電路中的所述第二二極管的前向電壓，其中，所述第二運(yùn)算放大器執(zhí)行反饋控制以使得所述第三PMOS晶體管和所述第二電阻器之間的第二電阻器節(jié)點(diǎn)處的電壓與所述PTAT電壓生成電路中的所述第二二極管的前向電壓相匹配；其中，所述第一切換單元被耦合到所述CTAT電壓生成電路的所述第二電阻器并且切換所述第二電阻器的電阻，從而切換所述PTAT輸出和所述CTAT輸出的相加比率。
7.根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的振蕩電路，其中，所述基準(zhǔn)電壓生成電路包括 PTAT電壓生成電路，包括被串聯(lián)耦合在電源與地之間的第一 PMOS晶體管、第一電阻器和第一二極管， 被串聯(lián)耦合在所述電源與地之間的第二 PMOS晶體管和第二二極管，以及第一運(yùn)算放大器，所述第一運(yùn)算放大器執(zhí)行反饋控制以使得所述第一 PMOS晶體管和所述第一電阻器之間的第一電阻器節(jié)點(diǎn)處的電壓與所述第二二極管的前向電壓相匹配； CTAT電壓生成電路，所述CTAT電壓生成電路耦合到所述PTAT電壓生成電路并且包括被串聯(lián)耦合在所述電源與地之間的第三PMOS晶體管和第二電阻器，其中，所述第二電阻器具有可切換電阻，以及第二運(yùn)算放大器，所述第二運(yùn)算放大器執(zhí)行反饋控制以使得所述第三PMOS晶體管和所述第二電阻器之間的第二電阻器節(jié)點(diǎn)處的電壓與所述第二二極管的前向電壓相匹配；相加比率設(shè)置電路，所述相加比率設(shè)置電路被耦合到所述PTAT電壓生成電路和所述 CTAT電壓生成電路，其中，所述相加比率設(shè)置電路包括多個第四PMOS晶體管，所述第四PMOS晶體管包括耦合到所述PTAT電壓生成電路的所述第一運(yùn)算放大器并且由所述第一運(yùn)算放大器的輸出控制的柵極，以及多個第五PMOS晶體管，所述第五PMOS晶體管包括耦合到所述CTAT電壓生成電路的所述第二運(yùn)算放大器并且由所述第二運(yùn)算放大器的輸出控制的柵極；其中，所述第一切換單元切換所述CTAT電壓生成電路中的所選第四PMOS晶體管的數(shù)目和所選第五PMOS晶體管的數(shù)目，從而切換所述PTAT輸出和所述CTAT輸出的相加比率。
8.根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的振蕩電路，其中，在所述第一切換單元和所述第三切換單元執(zhí)行修整之后，所述第二切換單元執(zhí)行修整。
全文摘要
本發(fā)明公開了振蕩電路。該振蕩電路包括基準(zhǔn)電壓生成電路，該基準(zhǔn)電壓生成電路將與絕對溫度成比例地增大的絕對溫度成比例(PTAT)輸出和與絕對溫度成比例地減小的絕對溫度互補(bǔ)(CTAT)輸出相加，以生成并輸出基準(zhǔn)電壓。該振蕩電路生成具有所希望的固定頻率的振蕩信號。
文檔編號H03B5/04GK102368678SQ20111017496
公開日2012年3月7日 申請日期2011年6月22日 優(yōu)先權(quán)日2010年6月28日
發(fā)明者光田和弘, 岡田浩司, 橘大 申請人:富士通半導(dǎo)體股份有限公司