專利名稱：可控振蕩器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種可以是用于電視設(shè)備的立體聲譯碼器中的可控振蕩器。
標(biāo)準(zhǔn)的基帶復(fù)合立體聲信號包括由左、右信道信號相加而成的主信號(L+R);具有高于(L+R)信號的最高頻率的頻率ωp的導(dǎo)頻信號以及左、右信道信號之差的差信號(L-R)。該差信號是以雙邊帶、調(diào)幅、抑制載波、中心頻率為兩倍于ωp的信號形式出現(xiàn)的。該導(dǎo)頻信號對于解調(diào)所述抑制載波，以提取(L-R)聲頻信息是必不可少的。
解調(diào)后的(L-R)信號按規(guī)定將包括相當(dāng)于所述導(dǎo)頻信號的分量，而所述(L+R)信號的最高頻率按規(guī)定是相對地接近于所述導(dǎo)頻信號頻率的。
在這種立體聲譯碼器中，可以使用鎖相環(huán)電路(PLL)來產(chǎn)生一種例如頻率為2ωp的信號，該信號與所述導(dǎo)頻信號同步，并且，用來解調(diào)所述(L-R)信號。
為了實(shí)施本發(fā)明的一個(gè)方面，在一種對包括導(dǎo)頻分量的基帶復(fù)合聲頻信號做出反應(yīng)的立體聲譯碼設(shè)備中，包括一種對控制信號做出反應(yīng)的可控振蕩器。該振蕩器產(chǎn)生其頻率受控于所述控制信號的輸出振蕩信號。該可控振蕩器包括用于產(chǎn)生相位相反的第一和第二輸出信號的第一差動(dòng)放大器。所述振蕩器的第二放大器產(chǎn)生第三輸出信號。所述放大器中至少一個(gè)對所述控制信號做出反應(yīng)，以便當(dāng)所述控制信號變化時(shí)，改變所述第一、第二和第三輸出信號之一的幅度。對所述振蕩輸出信號做出反應(yīng)的諧振器在其輸出端產(chǎn)生第二振蕩信號，該信號耦合到所述第一和第二放大器。該諧振器具有限定某一頻率范圍的頻率響應(yīng)，從該頻率范圍中可選定所述振蕩信號的頻率。向第一、第二和第三輸出信號之一提供至少相對于第一、第二和第三輸出信號中的另一個(gè)輸出信號的相移量。使所述第一、第二和第三輸出信號復(fù)合，以便產(chǎn)生所述輸出振蕩信號。所述控制信號是根據(jù)所述導(dǎo)頻信號分量和所述振蕩信號而產(chǎn)生的。該控制信號改變所述第一、第二和第三輸出信號之一的幅度，以便使所述振蕩輸出信號與所述導(dǎo)頻信號分量同步。
為了實(shí)施本發(fā)明的另一方面，兩個(gè)各用一對MOS晶體管構(gòu)成的可變增益差動(dòng)放大器具有受控于控制信號的相應(yīng)增益。借助于連接到形成這種差動(dòng)放大器的一對MOS晶體管之間的匯接點(diǎn)上的第三MOS晶體管來改變每個(gè)差動(dòng)放大器的增益。第三MOS晶體管的電導(dǎo)率依照所述控制信號而變更。例如，通過選擇第三MOS晶體管的預(yù)定的溝道幾何結(jié)構(gòu)可有效地簡化所述可變增益放大器的增益參數(shù)的確定過程。
根據(jù)本發(fā)明的再一個(gè)方面，接入再生反饋網(wǎng)絡(luò)中的、具有窄頻帶的晶體使所述振蕩器成為一個(gè)壓控晶體振蕩器(VCXO)。該晶體有助于減小所述VCXO輸出信號中的噪聲和不穩(wěn)定性，又減小所提取的(L-R)聲頻信息的失真。
根據(jù)本發(fā)明的再一個(gè)方面，所述VCXO在其再生反饋環(huán)路中采用皮爾斯型(Pierce)設(shè)計(jì)方案，該方案有助于提供信號穩(wěn)定性。


圖1說明實(shí)施本發(fā)明的一個(gè)方面的、包括壓控晶體振蕩器的立體聲譯碼器的一部分的方框圖;
圖2說明圖1中的振蕩器的詳細(xì)實(shí)施例;
圖3說明用來解釋圖2電路工作的曲線圖;以及圖4說明圖1振蕩器的第二詳細(xì)實(shí)施例。
圖1中，把一種例如來自電視接收機(jī)(圖中未示出)的FM(調(diào)頻)譯碼器的復(fù)合立體聲信號INa耦合到產(chǎn)生復(fù)合信號IND的模-數(shù)轉(zhuǎn)換器109的輸入端109a。信號IND是具有類似于頻譜波形5的頻率成份的信號的數(shù)字表示方式，所述頻譜波形包含導(dǎo)頻信號分量PILOT。在BTSC標(biāo)準(zhǔn)中，信號分量PILOT具有等于水平掃描頻率fH的頻率ωp。
信號IND經(jīng)由導(dǎo)線110加到鎖相環(huán)電路(PLL)100的信號減法電路112的被減數(shù)輸入端。合成導(dǎo)頻信號Ps經(jīng)由連線111耦合到減法電路112的減數(shù)輸入端。減法電路112在其輸出線113上提供復(fù)合信號112a，同時(shí)，基本上消除導(dǎo)頻信號分量。減法電路112被包括在虛線內(nèi)所示的電路99中。電路99履行傳統(tǒng)的PLL中鑒相器的模擬功能。
信號112a還耦合到低通濾波器115，該濾波器傳遞或分離出(L+R)信號，而基本上排除了所述復(fù)合信號的高頻分量。由于在加到濾波器115的信號中不存在所述導(dǎo)頻信號分量，所以，與當(dāng)導(dǎo)頻信號存在時(shí)的情況相比，濾波器115的截止頻率特性有利地具有顯著低的臨界值。
另外，來自減法電路112的輸出信號112a耦合到包括在電路99中的乘法器電路120的一個(gè)輸入端。乘法器120的輸出信號耦合到各串聯(lián)耦合的電路元件上，這些元件包括裝置1222，數(shù)一模轉(zhuǎn)換器123，實(shí)施本發(fā)明的一個(gè)方面的壓控振蕩器(VCXO)124，正弦波發(fā)生電路126以及90°移相器128。裝置1222包括低通濾波器122和未在圖中示出的誤差累加器。
裝置1222的，其截止頻率顯著低于導(dǎo)頻信號分量PILOT頻率的低通濾波器122對乘法器120的端口120a上的數(shù)字輸出字進(jìn)行低通濾波，以產(chǎn)生誤差字(未在圖1中示出)，該誤差字表示信號分量PILOT和VCXO124的輸出信號CK之間的相位或頻率誤差，這將在后面繼續(xù)描述。然后，在裝置1222的誤差累加器(這在各附圖中未示出)中對該數(shù)字誤差字進(jìn)行周期性累加(例如，每2/3導(dǎo)頻信號分量PILOT周期一次)，以產(chǎn)生包含所述周期性累加誤差的頻率控制字122a。在數(shù)一模轉(zhuǎn)換器123中，控制字122a轉(zhuǎn)換成等效的模擬信號123a，該模擬信號在上述周期性累加時(shí)間間隔中基本上保持恒定。然后，信號123a耦合到VCXO124的輸入端，以形成由此產(chǎn)生的輸出頻率。
對于乘法器120的端口120a上信號的零平均值，VCXO124產(chǎn)生具有基本上等于導(dǎo)頻信號分量PILOT的頻率ωp的預(yù)定整數(shù)N倍的頻率。
來自VCXO124的輸出信號CK加到正弦波發(fā)生器126，后者產(chǎn)生一種提供正弦波信號sin(ωp′t)的數(shù)字表示方式的信號126a，該信號的頻率與相位與導(dǎo)頻信號分量PILOT的頻率與相位相同。正弦波發(fā)生器126，舉例來說，可以包括對CK信號的脈沖進(jìn)行計(jì)數(shù)的計(jì)數(shù)器和一個(gè)只讀存儲(chǔ)器(ROM)，后者具有同所述計(jì)數(shù)器的輸出字配合的地址端口，使得在該ROM的輸出端口上產(chǎn)生信號126a。發(fā)生器126根據(jù)CK信號的頻率與由發(fā)生器126所產(chǎn)生的信號126a的頻率的比值而產(chǎn)生前面曾提及的整數(shù)N，例如，該值可以等于700。正弦波發(fā)生器126的輸出信號126a耦合到移相器128，后者以眾所周知的方法產(chǎn)生具有相同頻率而相位偏移90°的余弦信號，該信號與表達(dá)式cos(ωp′t)相對應(yīng)。
標(biāo)準(zhǔn)的FM和BTSC基帶復(fù)合聲頻信號C(t)可由下式表達(dá)C(t)＝S(t)+Psin(ωpt)+D(t)sin(2ωpt)(1)式中，C(t)相當(dāng)于信號IND，而S(t)和D(t)分別相當(dāng)于時(shí)變的(L+R)和(L-R)信號，P和ωp分別是導(dǎo)頻信號分量PILOT的幅度和角頻率。
通過測量減法電路112輸出端上的剩余導(dǎo)頻信號幅度，有效地放大該剩余幅度，并把該放大后的幅值乘上正弦波發(fā)生器126的輸出信號，就可產(chǎn)生加到減法電路112的合成導(dǎo)頻信號Ps。
假設(shè)合成導(dǎo)頻信號Ps的幅度Pc，恰好等于導(dǎo)頻信號分量PILOT的幅度P，而且可以把合成導(dǎo)頻信號Ps表達(dá)為Psin(ωp′t)，則可把得自減法電路112的C′(t)值，即，信號112a的表達(dá)式，表示為C′(t)＝S(t)+Psin(ωpt)-Pcsin(ωp′t)+D(t)sin(2ωpt)。(2)
在乘法器120中把C′(t)值乘上cos(ωp′t)以產(chǎn)生C′(t)cos(ωp′t)＝S(t)cos(ωp′t)+Psin(ωpt)cos(ωp′t)-Pcsin(ωp′t)cos(ωp′t)+D(t)sin(2ωpt)cos(ωp′t)(3)方程(3)中的第一項(xiàng)和末項(xiàng)都是正弦波，它們將在低通濾波器122中取等于零的平均值。利用三角恒等式，可以證明中間兩項(xiàng)Psin(ωpt)cos(ωp′t)-Pcsin(ωp′t)cos(ωp′t)，等效于P/2〔sin(ωpt-ωp′t)+sin(ωpt+ωp′t)-sin(2ωp′t)〕。(4)式中最右邊兩項(xiàng)是頻率相當(dāng)高的正弦波，因而，將在低通濾波器122中取等于零的平均值。由于規(guī)定正弦波發(fā)生器126的信號126a的額定輸出頻率接近于ωp，所以，表達(dá)式(4)的第一項(xiàng)的自變量(ωpt-ωp′t)將接近于零。sin(ωpt-ωp′t)將是頻率很低的正弦波，因而，將不會(huì)取等于零的平均值，除非ωp′等于ωp。因此，只要頻率ωp′不等于導(dǎo)頻頻率ωp，則乘法器120和低通濾波器122將周期地改變以負(fù)反饋方式加到VCXO124的信號122a，這勢必會(huì)使正弦波發(fā)生器126的信號126a與導(dǎo)頻信號分量PILOT同步。
其次，舉例來說，假定ωp′和ωp是相等的頻率，而合成導(dǎo)頻信號Ps和導(dǎo)頻信號分量PILOT的相位相差△度。此時(shí)，乘法器120的輸出可用下式表示
C′(t)cos(ωpt+△)＝S(t)cos(ωpt+△)+Psin(ωpt)×cos(ωpt+△)-Pcsin(ωpt+△)cos(ωpt+△)+D(t)sin(2ωpt)cos(ωpt+△)。(5)方程右邊的第一和第四項(xiàng)將在低通濾波器122中取等于零的平均值，這是因?yàn)樗鼈兿喈?dāng)于具有高于該濾波器的時(shí)間常數(shù)的倒數(shù)的頻率的正弦波信號?？梢宰C明中間兩項(xiàng)等效于(P/2)〔sin(2ωpt+△)+sin△-sin(2ωpt+2△)〕(6)其中第一和第三項(xiàng)是頻率相當(dāng)高的正弦波信號、因而將在PLL100的低通濾波器122中取等于零的平均值。剩下一項(xiàng)(P/2)(sin△)基本上是直流項(xiàng)，因而，將通過低通濾波器122并對VCXO124提供相位校正項(xiàng)。因此，只要存在頻率或相位誤差，乘法器120和低通濾波器122就改變信號123a。如果不存在所述誤差，則信號123a保持恒定。
信號CK耦合到正弦波發(fā)生器150的輸入端，后者產(chǎn)生信號150a，該信號是具有2ωp角頻率的正弦波的數(shù)字表示。正弦波信號150a耦合到乘法器116的被乘數(shù)輸入端口。在減法電路112中，將復(fù)合信號IND減去合成導(dǎo)頻信號Ps，把所得到的信號分別耦合到乘法器116和138的被乘數(shù)輸入端。來自正弦波發(fā)生器150的、按表達(dá)式sin(2ωpt)變化的信號150a加到乘法器116的乘數(shù)輸入端，以產(chǎn)生由下式表示的信號(L-R)′
(L-R)′＝S(t)sin(2ωpt)+D(t)sin(2ωpt)×sin(2ωpt)(7)＝S(t)sin(2ωpt)+D(t)〔1-cos2(2ωpt)〕(8)將該信號加到低通濾波器118。低通濾波器預(yù)定只能通過基帶項(xiàng)D(t)，于是，分離出(L-R)信號。
在乘法器138中，來自減法電路112的輸出信號乘上sin(ωpt)項(xiàng)。因此乘法器138的輸出信號Po，可表示為Po＝S(t)sin(ωpt)+Psin(ωpt)sin(ωpt)-Pcsin(ω′pt)×sin(ωpt)+D(t)sin(2ωpt)×sin(ωpt)。(9)其中，Pcsin(ωpt)sin(ωpt)項(xiàng)相當(dāng)于導(dǎo)頻消除信號，這正如在第882，384號美國專利申請(標(biāo)題為“從復(fù)合信號中消除導(dǎo)頻信號的設(shè)備”，申請人為Toddchristopher)中所詳細(xì)描述的。將信號Po加到一個(gè)可在比2π/ωp更長的一段時(shí)間內(nèi)對其進(jìn)行積分的低通濾波器132上。將濾波器132的輸出信號加到乘法器134上，使該信號乘以發(fā)生器126的信號126a，以產(chǎn)生合成導(dǎo)頻信號Ps。
圖2說明圖1的VCXO124的詳細(xì)的實(shí)施例，它實(shí)施本發(fā)明的一個(gè)方面。圖1和2中的相同標(biāo)號和符號說明相同的元部件或功能。圖2中，在晶體124a的接線端124b產(chǎn)生頻率可以是700fp的正弦波信號50a，其中，fp等于BTSC標(biāo)準(zhǔn)中的水平掃描頻率fH，在圖2中，該晶體是以等效電路的形式示出的。信號50a耦合到實(shí)施本發(fā)明的特征的差動(dòng)放大器50的輸入端，該放大器包括PMOS晶體管MQ1和MQ2。公共電流源IS1(未在圖2中詳細(xì)示出，它是應(yīng)用CMOS工藝組成的)耦合到晶體管MQ1和MQ2的源極之間的匯接點(diǎn)上。因此，在晶體管MQ1和MQ2的各漏極上分別產(chǎn)生正弦波互補(bǔ)電流i501和i502。這樣，電流i501是與信號50a反相的，而電流i502是與信號50a同相的。
實(shí)施本發(fā)明另一特點(diǎn)的相控級51包含差動(dòng)放大器51a和51b，它們具有各自的按相反方式變化的可變增益。放大器51b包括一對PMOS晶體管MQ8和MQ9。放大器51a包括一對PMOS晶體管MQ5和MQ6。包括連接成源極跟隨器的晶體管MQ20、電容C1和電阻R1的移相電路產(chǎn)生一種相對于信號50a相位超前大約90°的正弦波信號51c。信號51c分別耦合到放大器51a和51b的晶體管MQ5和MQ8的柵極。晶體管MQ6、MQ9和MQ2的柵極連接到基準(zhǔn)電壓VREF，該電壓產(chǎn)生各晶體管MQ1、MQ5、MQ6、MQ8和MQ9的柵極平均直流電壓。
其漏極連接到晶體管MQ5和MQ6的源極匯接點(diǎn)上的PMOS晶體管MQ7組成一種隨控制信號512而變的可變或可控電流源。信號512是在差動(dòng)控制放大器53中產(chǎn)生的。放大器53包括一對NMOS晶體管MQ11和MQ12。恒流源IS2連接到晶體管MQ11和MQ12的源極匯接端上。晶體管MQ11的柵極連接到基準(zhǔn)電壓VREF，而晶體管MQ12的柵極連接到前面提到過的圖1的頻率控制信號123a，以控制VCXO124的頻率。
其漏極連接到晶體管MQ12的漏極的PMOS晶體管MQ14，在兩個(gè)晶體管的匯接點(diǎn)上產(chǎn)生前面提到過的信號512。晶體管MQ14的柵極連接到其漏極，這樣，就在晶體管MQ12的漏極上形成一個(gè)電阻負(fù)載。因此，當(dāng)信號123a變化以使作為差動(dòng)放大器51a的共用電流源的晶體管MQ7中的電流變化時(shí)，信號512就變化。
按照本發(fā)明的一個(gè)特點(diǎn)，流入由信號123a控制的MQ14中的電流同流入MQ7中的電流的比值是通過規(guī)定晶體管MQ7和MQ14相應(yīng)的溝道幾何形狀(在圖2中用尺寸L和W表示)而確定的。尺寸L和W分別表示溝道的長度和寬度。這樣，所需增益的獲得變得更為方便。頻率控制信號123a的電平變化使放大器51a的增益變化。放大器51a的增益可定義為分別流入晶體管MQ5或MQ6中的電流i515或i516同信號51C之間的比值。
按照本發(fā)明的另一特點(diǎn)，當(dāng)信號123a變化時(shí)，與信號51c同相的電流i516和與信號51c反相的電流i515中的每一個(gè)均按相同的方向變化。
和放大器51a相似地工作的差動(dòng)放大器51b產(chǎn)生分別與電流i515和516同相的正弦波電流i528和i529。因此，電流i529和i528是反相而互補(bǔ)的。放大器51b的晶體管MQ8、MQ9和MQ10分別執(zhí)行與放大器51a的各相應(yīng)晶體管MQ5、MQ6和MQ7相類似的功能。但是，當(dāng)頻率控制信號123a發(fā)生變化時(shí)，耦合到晶體管MQ10柵極的增益控制信號511就按同晶體管MQ7柵極上的增益控制信號512相反的方向而變化。
信號511是在PMOS晶體管MQ13漏極和晶體管MQ11漏極之間的匯接點(diǎn)上產(chǎn)生的。當(dāng)頻率控制信號123a發(fā)生變化時(shí)，除了使信號511以相反于信號512的方向變化外，構(gòu)成負(fù)載的晶體管MQ13執(zhí)行與晶體管MQ14相似的功能。因此，作為例子，當(dāng)晶體管MQ7中的電流增加時(shí)(這是由于頻率控制信號123a相應(yīng)變化的結(jié)果，這種變化使放大器51a的增益增加)，晶體管MQ10中的電流就降低。晶體管MQ10中電流的降低使放大器51b中相應(yīng)的增益降低。
在端子56上，把放大器50、51a和51b的相應(yīng)電流i501、i516和i528相加，而最后形成的、流入NMOS晶體管MQ3中的和電流iSUMA產(chǎn)生信號56a。因?yàn)?，晶體管MQ3的柵極連接到其漏極而起電阻性負(fù)載的作用，所以，信號56a正比于和電流iSUMA。同樣，在端子57上，使電流i502、i515和i529相加，而最后形成的、流入NMOS晶體管MQ4中的和電流iSUMB產(chǎn)生正比信號57a，該信號與信號56a在幅度上基本上等于而相位相反。因此，信號57a同56a是互補(bǔ)的。
信號57a耦合到NMOS晶體管MQ18的柵極，而信號56a耦合到由晶體管MQ15和MQ16構(gòu)成的倒相級，以產(chǎn)生信號57b，后者耦合到PMOS晶體管M217的柵極上。在該倒相器中，晶體管MQ16起電阻性負(fù)載的作用。因此，流入晶體管MQ17的電流幅度取決于晶體管MQ15、MQ16和MQ17的溝道幾何形狀。于是，通過規(guī)定所述溝道的幾何形狀，就可方便地簡化所需增益參數(shù)的設(shè)計(jì)。
按照本發(fā)明的另一方面，以推挽結(jié)構(gòu)方式工作的PMOS晶體管MQ17和NMOS晶體管MQ18，在晶體管MQ18和MQ17間的匯接點(diǎn)上產(chǎn)生信號52a，該信號表示信號57a和56a的幅度之和。因此，通過利用互補(bǔ)信號56a和57a以獲得單端和信號52a，與只使用信號56a和57a中的一個(gè)信號時(shí)的情況相比，信號52a的幅值方便地增大了。
和信號52a耦合到NMOS晶體管MQ19(它起源極跟隨器的作用)，以產(chǎn)生振蕩信號CK。信號CK經(jīng)由包括電阻RX5和電容C3的RC網(wǎng)絡(luò)而耦合到晶體124a的接線端124C，以便當(dāng)振蕩信號CK經(jīng)由晶體124a而反向耦合到反饋環(huán)路的基準(zhǔn)始端124b時(shí)，接通振蕩器124的再生正反饋環(huán)路信號通路。以前提及的信號50a是在連接到端子124b的電容C2兩端上產(chǎn)生的。
在信號50a通過整個(gè)反饋環(huán)路信號通路以后，VCXO124將在例如端子124b上產(chǎn)生信號CK，該信號具有可引起信號50a的0°總相移量的頻率。信號50a的相位和在與晶體124a相連系的端子124c上信號的相位之間的相移量是顯著地與頻率相關(guān)的。晶體124a的作用使得信號50a的相位以小于180°的量值滯后于端子124c上信號的相位。借助于讓放大器50、51a、51b，根據(jù)頻率控制信號123a而改變信號CK和信號50a間的相位，就能夠可控地改變信號CK的振蕩頻率。
圖3繪出一個(gè)說明信號CK相對于信號50a的相位變化范圍的矢量圖。圖1、2、3中的相同標(biāo)號和符號表示相同的元部件或功能。舉例來說，由于圖2的信號CK是與信號56a同相，而幅度成正比的，所以，在圖3中示出信號56a對信號CK的相位所起的作用就足夠了，并且，為說明起見，圖3中忽略信號57a所起的作用。圖3中，把信號50a、51c和i501表示為具有相應(yīng)的標(biāo)準(zhǔn)的相位關(guān)系，但是，具有任意預(yù)定的幅值。
在第一實(shí)施例中，表示電流i528和i516的矢量具有相等的幅值，這些幅值是根據(jù)圖2的信號123a的特定值而確定的，該特定值表示信號123a可能采用的數(shù)值范圍的一個(gè)極端值。在所述第一實(shí)施例中，圖3的信號56a和電流iSUMA(等于電流i501、i528和i516的矢量和)中的每一個(gè)與信號50a構(gòu)成180°角。
在第二實(shí)施例中，由于相當(dāng)于信號123a的值是比第一實(shí)施例中的小的正值，所以，電流i528′的幅值比i516′的幅值大。因此，電流iSUMA′和信號56a′的每一個(gè)以小于180°的相角φ′超前于信號50a。于是，通過改變圖2的信號123a，可以改變信號56a或CK的相位，以相應(yīng)地改變信號CK的頻率。
在第三實(shí)施例中，由于相當(dāng)于信號123a的值是比第一實(shí)施例中的大的正值，所以，電流i516″的幅值比電流i528″的幅值大。因此，電流iSUMA″和信號56a″中的每一個(gè)以小于180°的相角φ″滯后于信號50a。因?yàn)椋缜八?，晶體124a能引起不超過180°的相位滯后，所以，在信號50a通過整個(gè)反饋環(huán)路信號通路以后，在該第三實(shí)施例中，所述總的相移量不會(huì)是零。因此，第三實(shí)施例可表示一種妨礙VCXO124工作的不希望發(fā)生的或非正常的狀態(tài)。
圖4說明了實(shí)施本發(fā)明另一方面的、表示圖1的VCXO124的第二實(shí)施例的VCXO124′。附圖1、2、3和4中的同樣標(biāo)號和符號說明同樣的另部件或功能。除了把圖1的晶體管MQ13和差動(dòng)放大器51b從圖4的VCXO124′中刪去外，圖4的VCXO124′是與圖2的VCXO124等同的，因而，其工作情況是相似的。有益的是，圖4只用兩個(gè)差動(dòng)放大器50和51a履行圖2的三個(gè)差動(dòng)放大器50、51a和51b的功能。此外，由于在圖4的VCXO124′中不含對應(yīng)于圖2中的放大器51b的放大器，所以，圖4的VCXO124′中不會(huì)發(fā)生象前面論述過的第三實(shí)施例的情況。因此，圖4的信號123a可采用比前面論述過的第一實(shí)施例中的更大的正值。
VCXO124起皮爾斯型振蕩器的作用，它是一種更穩(wěn)定的振蕩器。通過改變信號56a或CK與信號50a之間的相角φ，圖1的PLL100產(chǎn)生與導(dǎo)頻信號分量PILOT同步的信號CK。
權(quán)利要求
1.一種對包含導(dǎo)頻信號分量的基帶復(fù)合聲頻信號做出反應(yīng)的立體聲譯碼器設(shè)備包括對控制信號(123a)做出反應(yīng)的可控振蕩器(124)，所述振蕩器產(chǎn)生具有受控于所述控制信號的頻率的振蕩輸出信號，所述可控振蕩器包括用于產(chǎn)生反相的第一(i501)和第二(i502)輸出信號的第一差動(dòng)放大器(50)其特征在于還包括用于產(chǎn)生第三輸出信號(i516)的第二放大器(51a)，當(dāng)所述控制信號(123a)變化時(shí)，所述各放大器中至少有一個(gè)對所述控制信號做出反應(yīng)，以便改變所述第一、第二和第三輸出信號之一的幅值，對所述振蕩輸出信號做出反應(yīng)、以便在其輸出端(124b)產(chǎn)生第二振蕩信號的諧振器(124a)，所述第二振蕩信號耦合到所述第一和第二放大器，所述諧振器的頻率響應(yīng)限定可據(jù)以選擇所述振蕩信號的所述頻率的頻率范圍，耦合接收所述第二振蕩信號的電抗裝置(C2)，該裝置還連接到所述放大器之一，用于為所述第一、第二和第三輸出信號之一提供相對于所述第一、第二和第三輸出信號中的至少另一個(gè)信號的相移量，用于復(fù)合所述第一(i501)、第二(i502)和第三(i516)輸出信號，以便產(chǎn)生所述振蕩輸出信號的復(fù)合裝置(56，MQ3；57，MQ4)，對所述導(dǎo)頻信號分量和所述振蕩信號做出反應(yīng)的裝置(123)，它用于產(chǎn)生所述控制信號，該控制信號改變所述振幅，以便使所述振蕩輸出信號與所述導(dǎo)頻信號分量同步。
2.按照權(quán)利要求1的設(shè)備，其特征在于所述第二放大器(51a)的增益隨所述控制信號而變化。
3.按照權(quán)利要求2的設(shè)備，其特征在于所述第二放大器(51a)產(chǎn)生第四輸出信號，以致反相的第三和第四輸出信號具有各隨所述控制信號而變化的相應(yīng)幅值，并且，其中所述復(fù)合裝置復(fù)合所有輸出信號，以便在相應(yīng)的單端(52a)上產(chǎn)生所述振蕩信號，這樣，與只將所述第一放大器的所述輸出信號中的一個(gè)與所述第二放大器的所述輸出信號中的一個(gè)復(fù)合的情況相比，所述振蕩信號增大了。
4.按照權(quán)利要求1的設(shè)備，其特征在于所述導(dǎo)頻信號分量是包含在電視基帶電視信號中的。
5.按照權(quán)利要求1的設(shè)備，其特征在于所述第一放大器(50)的增益是恒定的，而所述第二放大器(51a)的增益是隨所述控制信號而變的。
6.按照權(quán)利要求5的設(shè)備，其特征在于所述第二放大器(51a)包括連接成差動(dòng)放大器的第一(MQ5)和第二(MQ6)MOS晶體管，和具有連接到所述控制信號(512)的控制極的第三MOS晶體管(MQ7)，所述第三MOS晶體管具有連接到所述第一和第二MOS晶體管的相應(yīng)的主電流極傳導(dǎo)電之間的匯接端子處的主電流傳導(dǎo)電極，以便同時(shí)向所述第一和第二MOS晶體管提供共用電流源，以致所述控制信號的變化引起所述第三MOS晶體管中相應(yīng)的導(dǎo)電率的變化，所述第三MOS晶體管使流入所述第一和第二MOS晶體管的相應(yīng)的電流中的每個(gè)電流改變方向，在所述第一和第二MOS晶體管中，電流的方向是相同的，結(jié)果，使所述可變增益放大器的所述增益隨所述控制信號而變化。
7.按照權(quán)利要求6的設(shè)備，其特征在于所述第一放大器(50)包括第四(MQ1)和第五(MQ2)MOS晶體管，它們以相似于所述第二放大器的所述第一和第二MOS晶體管的連接方式而連接，以便構(gòu)成具有恒定增益的所述第一放大器。
8.按照權(quán)利要求7的設(shè)備，其特征在于把遠(yuǎn)離所述第二放大器的所述匯接端的所述第一MOS晶體管(MO5)的主電流傳導(dǎo)電極，在第二匯接端(57)上連接到所述第五MOS晶體管(MQ2)的相應(yīng)主電流傳導(dǎo)電極，所述第二MOS晶體管(MQ6)的相應(yīng)主電流傳導(dǎo)電極在第三匯接端(56)連接到所述第四MOS晶體管(MQ1)的相應(yīng)主電流傳導(dǎo)電極，以便在所述第二和第三匯接端產(chǎn)生相位相反的相應(yīng)信號，所述復(fù)合裝置對所述第二(57)和第三(56)匯接端上的信號進(jìn)行復(fù)合，以便在相應(yīng)的單端上產(chǎn)生所述振蕩信號。
9.按照權(quán)利要求1的設(shè)備，其特征在于所述控制信號(123a)是在與所述導(dǎo)頻信號分量同步的鎖相環(huán)電路(100)中產(chǎn)生的。
10.按照權(quán)利要求1的設(shè)備，其特征在于所述電抗裝置包括一個(gè)RC網(wǎng)絡(luò)(R2，C1)。
11.按照權(quán)利要求1的設(shè)備，其特征在于所述諧振器包括一個(gè)晶體(124a)。
12.按照權(quán)利要求11的設(shè)備，其特征還在于連接到所述晶體的電容(C2，C3)使所述振蕩器形成一種皮爾斯型振蕩器。
13.按照權(quán)利要求1的設(shè)備，其特征在于所述電抗裝置(C1)連接到所述第二放大器(51a)的輸入端，以致所述第二放大器(51a)的所述輸入端上的輸入信號相對于所述第一放大器(50)的相應(yīng)輸入端上的輸入信號產(chǎn)生相移。
14.按照權(quán)利要求1的設(shè)備，其特征在于所述第二放大器包括具有可變增益的差動(dòng)放大器，用于產(chǎn)生第四輸出信號(i516)，該第四輸出信號與所述第三輸出信號組成一對相位相反的信號，所述相位相反的信號分別依照所述電抗裝置(C1)的工作情況，相對于所述第一(i501)和第二(i502)輸出信號產(chǎn)生相移。
15.按照權(quán)利要求14的設(shè)備，其特征還在于具有可變增益的第三差動(dòng)放大器(51b)產(chǎn)生相位相反的第五(i528)和第六(i529)輸出信號，所述復(fù)合裝置復(fù)合所述第一(i501)，第三(i516)和第五(i528)輸出信號，以形成第一復(fù)合輸出信號(56a)，并另外復(fù)合所述第二(i507)、第四(i515)和第六(i529)輸出信號，以形成第二復(fù)合輸出信號(57a)，所述第一(56a)和第二(57a)復(fù)合輸出信號被進(jìn)一步復(fù)合，以產(chǎn)生所述振蕩信號。
16.按照權(quán)利要求15的設(shè)備，其特征在于所述第三放大器(51b)的增益以相反于所述第二放大器(51a)的方向，隨所述控制信號(123a)而變化。
17.按照權(quán)利要求16的設(shè)備，其特征在于所述第三放大器(51b)包括連接成差動(dòng)放大器的第六和第七M(jìn)OS晶體管，以及控制極連接到所述控制信號(123a)的第八MOS晶體管，所述第八MOS晶體管的主電流傳導(dǎo)電極連接到第六和第七M(jìn)OS晶體管的對應(yīng)主電流傳導(dǎo)電極之間的匯接端，以向所述第六和第七M(jìn)OS晶體管提供共用電流源，以致所述控制信號的變化引起所述第八MOS晶體管的相應(yīng)的導(dǎo)電率變化，后者又引起所述第三放大器增益的變化。
全文摘要
利用CMOS工藝的電視機(jī)的立體聲譯碼器的可控晶體振蕩器包括第一、第二和第三差動(dòng)放大器，它們產(chǎn)生對應(yīng)的第一、第二和第三對相位相反的輸出信號，將晶體的振蕩信號連接到三個(gè)差動(dòng)放大器的對應(yīng)輸入端，以致在第三差動(dòng)放大器的輸入端上產(chǎn)生的信號的相位相對于在其它兩個(gè)放大器輸入端上產(chǎn)生的信號的相位偏移約90°。將這三個(gè)輸出信號復(fù)合成單端振蕩信號，將該信號反向連接到晶體上，以接通調(diào)節(jié)反饋通路。該振蕩信號頻率取決于頻率控制信號。
文檔編號H03D1/22GK1031784SQ88106459
公開日1989年3月15日 申請日期1988年8月31日 優(yōu)先權(quán)日1987年8月31日
發(fā)明者保羅·迪安·菲利曼 申請人:Rca許可公司