專(zhuān)利名稱(chēng)：在同步解調(diào)器中采用代用導(dǎo)頻以提取載頻信號(hào)的電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一般的數(shù)字接收機(jī)，特別是關(guān)于數(shù)字電視信號(hào)接收機(jī)。
在電視發(fā)射與接收系統(tǒng)中，近年來(lái)已采用了各種數(shù)字式系統(tǒng)。例如，電視信號(hào)可以包括了壓縮的寬頻帶高清晰度電視(HDTV)信號(hào)，或一種或多種壓縮的NTSC制式信號(hào)。實(shí)現(xiàn)這些信號(hào)傳輸?shù)膬煞N最廣泛流行的調(diào)制技術(shù)是正交調(diào)幅制(QAM)及殘留邊帶調(diào)制(VSB)。美國(guó)專(zhuān)利5,087,975號(hào)中提出了一種VSB系統(tǒng)，可用來(lái)傳輸電視信號(hào)。它是在標(biāo)準(zhǔn)的6兆赫的電視頻道內(nèi)發(fā)射一個(gè)其形式為逐次分層的M層(M-Level)符號(hào)的電視信號(hào)，并在頻道低端邊緣處有一個(gè)相對(duì)小的(低電平的)導(dǎo)頻(pilot)。雖則表征這些符號(hào)的分層數(shù)目M(即VBS模式)可能變化，但符號(hào)率最好是取固定值，如取符號(hào)率為684H(相當(dāng)于10.76兆符號(hào)/秒)。此處H為NTSC制中的水平掃描頻率。在任何特定情況下所取符號(hào)層次的數(shù)目。很大程度上是表征傳輸媒質(zhì)條件的信噪比(S/N)的函數(shù)。當(dāng)信噪比S/N低時(shí)，采用較小的符號(hào)分層。這樣，在大多數(shù)情況下，一個(gè)系統(tǒng)只要具有24，16，8，4及2這樣幾種符號(hào)分層，就可具有滿(mǎn)意的靈活性了，當(dāng)然，在以降低傳輸比特率為代價(jià)的情況下，采取較低的M值將改善其信噪比性能，這還是可以理解的。例如，假定符號(hào)率為10.76兆符號(hào)/秒，一個(gè)二層的VSB信號(hào)(1比特/符號(hào))，將使得傳輸比特率為10.76兆比特/秒，而一個(gè)4層的VSB信號(hào)(2比特/符號(hào))，將使得傳輸比特率為21.52兆比特/秒，等等。
如欲使數(shù)字電視接收機(jī)能正確工作，要求較快地得到接收載波信號(hào)，并要求射頻部分(RF)及中頻部分(IF)的增益能正確地調(diào)節(jié)。在正交調(diào)幅制(QAM)接收機(jī)中，載波的提取是較難的。因?yàn)樗鼪](méi)有任何一種導(dǎo)頻。而上述的殘留邊帶調(diào)制(VSB)系統(tǒng)中，因?yàn)椴捎昧藢?dǎo)頻，將使載波的提取變得容易得多。不過(guò)，由于導(dǎo)頻是低電平的，以及VSB接收機(jī)使用的同步解調(diào)器的牽引(pull-in)范圍較小，所以還會(huì)遇到一些問(wèn)題。本發(fā)明的一個(gè)內(nèi)容是改進(jìn)了鎖頻鎖相環(huán)(FPLL)的頻率牽引能力，另一個(gè)內(nèi)容是改進(jìn)了自動(dòng)增益控制(AGC)系統(tǒng)。此外，同步解調(diào)器中的鎖頻鎖相環(huán)FPLL是雙相穩(wěn)定的。因而輸出數(shù)據(jù)的相位可能被反相，所以就需要進(jìn)行倒相。而且FPLL的鎖定(lock up)特性，將由自動(dòng)頻率控制(AFC)濾波器的特性所決定，本發(fā)明的另一個(gè)內(nèi)容，便是提出一種改進(jìn)AFC濾波器特性的方法。本發(fā)明還涉及當(dāng)采用直流偏置的方法來(lái)產(chǎn)生導(dǎo)頻時(shí)如何實(shí)現(xiàn)從模擬信號(hào)到數(shù)字信號(hào)的最佳轉(zhuǎn)換。
所以，本發(fā)明的主要目的，是針對(duì)一種采用同步解調(diào)器的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)接收機(jī)，改進(jìn)其提取載波的方法。
本發(fā)明另一目的，是在選定的啟動(dòng)條件發(fā)生時(shí)，快速鎖定一個(gè)和同步解調(diào)器聯(lián)用的FPLL。
通過(guò)閱讀下面這些有關(guān)本發(fā)明的最佳實(shí)施例的附圖及其文字說(shuō)明，對(duì)本發(fā)明的進(jìn)一步的一些內(nèi)容及其優(yōu)點(diǎn)，便可一目了然了。其中

圖1是用來(lái)接收一個(gè)M層VSB信號(hào)的接收機(jī)的部分方框圖；圖2是圖1中的中頻(IF)放大器及同步解調(diào)器的較詳細(xì)的示意圖。
圖3是接收機(jī)的AFC的控制電路。
圖4是AGC電路工作模式的描述。
圖5是一個(gè)在需要時(shí)，能自動(dòng)將數(shù)據(jù)反相的倒相器。
圖6是根據(jù)本發(fā)明的一種改進(jìn)型的鎖相環(huán)濾波器。
圖7A及圖7B是圖6這種改進(jìn)型的工作性能曲線。
如前所述，發(fā)射的VSB信號(hào)，在6兆赫電視頻道的低端邊緣，常有一個(gè)小的導(dǎo)頻，這一導(dǎo)頻徑變頻后，變?yōu)樵陬l道上邊緣處的46.69兆赫的中頻。而且，雖然并非局限于此，但發(fā)射信號(hào)最好是包含有依次連續(xù)的數(shù)據(jù)幀，而每幀又包括313個(gè)數(shù)據(jù)段。每個(gè)數(shù)據(jù)段包括836個(gè)符號(hào)(其速率約為10.76兆符號(hào)/秒)，其中832個(gè)符號(hào)用作數(shù)據(jù)，而其中的另外4個(gè)在每個(gè)數(shù)據(jù)段中的固定位置處用于定義段同步字符。數(shù)據(jù)段同步字符只含有2層的符號(hào)。而數(shù)據(jù)符號(hào)則根據(jù)應(yīng)用情況可以是2，4，8，16或24層。而且，每幀的第一個(gè)數(shù)據(jù)段包含一序列的2層符號(hào)，它們代表幀同步碼及VSB模式控制信號(hào)，用以識(shí)別該幀剩下的312個(gè)數(shù)據(jù)段的數(shù)據(jù)符號(hào)的層次M(24，16，8，4或2)。
在發(fā)射機(jī)中，只要對(duì)符號(hào)值加上一個(gè)偏置(一個(gè)恒定的直流電平)，便可很容易地產(chǎn)生出導(dǎo)頻。在接收機(jī)中，這一偏置產(chǎn)生一個(gè)恒定的直流，用于載頻恢復(fù)。根據(jù)本發(fā)明中的一個(gè)方面，在提取載取濾之后，這一個(gè)在接收機(jī)中用來(lái)“恢復(fù)”的直流將從數(shù)據(jù)信道中除去，而使后續(xù)處理得到優(yōu)化。
從圖1中可看出接收的射頻(RF)信號(hào)將通過(guò)高頻頭(tuner)10變?yōu)橹蓄l，該高頻頭由微處理器12控制。用戶(hù)通過(guò)鍵盤(pán)14輸入或紅外(IR)接收機(jī)16輸入，操縱微處理器12，將適當(dāng)?shù)男盘?hào)加到高頻頭10以調(diào)諧到選定頻道。包括一個(gè)46.69兆赫的導(dǎo)頻的中頻信號(hào)通過(guò)一個(gè)通帶為大約41-47兆赫的聲表面波(SAW)濾波器18從高頻頭10加到一個(gè)中頻放大器及同步解調(diào)器20。解調(diào)器20的模擬基帶輸出通過(guò)電容器21耦合到模/數(shù)(A/D)變換器22，它對(duì)信號(hào)進(jìn)行采樣，并將二進(jìn)制的M層符號(hào)送至數(shù)字處理器24。電容器21將把前面提到過(guò)的直流偏置從A/D變換器22的輸入端除去。下面還要進(jìn)一步仔細(xì)對(duì)其加以闡述，A/D變換器22根據(jù)數(shù)字處理器24所發(fā)出的時(shí)鐘信號(hào)在正確的符號(hào)時(shí)間對(duì)解調(diào)器20進(jìn)行采樣。數(shù)字處理器24將數(shù)據(jù)和一個(gè)AGC控制信號(hào)加至中頻放大器及同步解調(diào)器20，而同步解調(diào)器20又將一個(gè)延遲AGC信號(hào)加至高頻頭10。在選定的啟動(dòng)條件下，如接通電源，頻道改變、數(shù)據(jù)段或幀同步丟失等條件下，由微處理器12產(chǎn)生一個(gè)AFC消除信號(hào)，解調(diào)器20及數(shù)字處理器24對(duì)該信號(hào)產(chǎn)生響應(yīng)。最后，由于同步解調(diào)器中的鎖頻鎖相環(huán)FPLL是雙相穩(wěn)定的，數(shù)據(jù)輸出的相位可以被反相，所以本發(fā)明中，也有保證數(shù)據(jù)的正確相位的自動(dòng)措施。這一部分將結(jié)合圖5作更全面的闡述，并已經(jīng)另外提出專(zhuān)利申請(qǐng)(待批)D-6755。
中頻放大器及同步解調(diào)器20在圖2中有更詳細(xì)的闡述。由聲表面波濾波器18來(lái)的中頻信號(hào)通過(guò)可控增益放大器30加到中頻開(kāi)關(guān)32的一個(gè)輸入端。放大器30的增益可由一AGC及一個(gè)電荷泵(charge pump)31控制。電路31響應(yīng)增益提高及增益降低兩種信號(hào)，對(duì)電容33充電或放電至控制放大器30的增益所要求的值。電路31還產(chǎn)生一個(gè)延遲AGC信號(hào)，加至高頻頭10。
晶體振蕩器能夠響應(yīng)來(lái)自微處理器1 2所產(chǎn)生的AFC消除信號(hào)而把一個(gè)頻率為導(dǎo)頻頻率(46.69兆赫)的較強(qiáng)信號(hào)加到中頻開(kāi)關(guān)32的第二個(gè)輸入端。中頻開(kāi)關(guān)32也響應(yīng)AFC消除信號(hào)而將晶體振蕩器34的輸出加至該開(kāi)關(guān)的輸出端，而在沒(méi)有AFC消除信號(hào)時(shí)，則將中頻放大器30的輸出加至該開(kāi)關(guān)的輸出端。這樣，當(dāng)不存在AFC消除信號(hào)時(shí)，中頻開(kāi)關(guān)32的輸出是中頻信號(hào)，而當(dāng)存在AFC消除信號(hào)時(shí)，中頻開(kāi)關(guān)32的輸出則是晶體振蕩器34的輸出。
中頻開(kāi)關(guān)32的輸出加到一對(duì)乘法器40及42的第一輸入。壓控振蕩器(VCO)44產(chǎn)生一個(gè)額定值為4倍導(dǎo)頻頻率(即186.76兆赫)的輸出信號(hào)，該信號(hào)加在一個(gè)四分頻預(yù)定標(biāo)器(prescaler)電路46來(lái)用于產(chǎn)生一對(duì)相互間相移為90°、頻率為導(dǎo)頻頻率的信號(hào)。同相(0°)信號(hào)加到乘法器40的第二輸入來(lái)產(chǎn)生一個(gè)同相基帶分量I，而正交(90°)信號(hào)則加到乘法器42的第二輸入來(lái)產(chǎn)生一個(gè)正交基帶分量Q。I，Q兩分量分別通過(guò)低通濾波器50及52耦合，以消除混頻產(chǎn)生的二次諧波(second harmonicmixer products)；然后分別通過(guò)放大器54和56而被放大到所要求的輸出電平。放大后的I，Q分量加到一個(gè)FPLL 58的相應(yīng)輸入，F(xiàn)PLL的工作過(guò)程是大家所熟悉的，它產(chǎn)生一個(gè)調(diào)諧電壓Vt，用以將VCO 44所產(chǎn)生的信號(hào)的頻率及相位鎖定至導(dǎo)頻頻率的4倍。如前所述，電容器21將阻止I通道信號(hào)中的直流偏置加到A/D變換器22上。照這樣，由分頻器46產(chǎn)生的相互正交的信號(hào)將鎖定至導(dǎo)頻中頻信號(hào)來(lái)用于將接收到的中頻信號(hào)解調(diào)。
在某些啟動(dòng)條件下，如電源接通或改變頻道時(shí)，VCO44的頻率可能大大偏離其額定值186.76兆赫，這樣，在較小的接收導(dǎo)頻作用下，F(xiàn)PLL58將不能快速鎖定。(FPLL58工作的典型參數(shù)是在微弱的導(dǎo)頻信號(hào)下，在中頻頻率下的牽引范圍僅有±100千赫左右。而在強(qiáng)的導(dǎo)頻信號(hào)下，其牽引范圍將達(dá)到大約±750千赫)。為了緩解這一問(wèn)題，本發(fā)明采用了下述方法。即在啟動(dòng)期間，這一期間的長(zhǎng)短由AFC消除信號(hào)的持續(xù)期來(lái)確定，這時(shí)，較強(qiáng)的46.69兆赫的晶體振蕩器34的輸出替代來(lái)自中頻放大器30的接收到的中頻信號(hào)通過(guò)中頻開(kāi)關(guān)32加到乘法器40及42的輸入端。啟動(dòng)時(shí)間約持續(xù)100毫秒。這樣，在啟動(dòng)期間，一個(gè)較強(qiáng)的、頻率為中頻導(dǎo)頻頻率的信號(hào)將加到同步解調(diào)器，使得FPLL58能快速地將VCO44的頻率引至其額定值。在啟動(dòng)期間結(jié)束后，由于這時(shí)AFC消除信號(hào)將不存在，從放大器30來(lái)的中頻信號(hào)將通過(guò)中頻開(kāi)關(guān)32加至同步解調(diào)器。因?yàn)檫@時(shí)VCO44的頻率非常接近額定解調(diào)頻率，F(xiàn)PLL58可以很快將VCO44鎖定至接收到的導(dǎo)頻的頻率及相位，而使正確解調(diào)過(guò)程易于實(shí)現(xiàn)。
解調(diào)數(shù)據(jù)從同步解調(diào)器20的I通道，通過(guò)電容器21，加到A/D變換器22的輸入(見(jiàn)圖1)。在由數(shù)字處理器24產(chǎn)生的時(shí)鐘信號(hào)作用下，A/D變換器22將在各個(gè)正確的采樣點(diǎn)對(duì)模擬I通道進(jìn)行采樣，將一個(gè)代表接收到的符號(hào)幅度的二進(jìn)制的I通道數(shù)據(jù)比特串加到數(shù)字處理器。符號(hào)的數(shù)值最好是對(duì)坐標(biāo)零軸對(duì)稱(chēng)地配置，任何一種直流偏置使這些符號(hào)值對(duì)坐標(biāo)零軸產(chǎn)生偏移。于是A/D變換器22需要處理在一個(gè)方向上較大的幅度，這樣就需要一個(gè)較大的A/D變換器。利用電容器2l將直流偏置從數(shù)據(jù)信道消除后，這時(shí)A/D變換器22處理的是對(duì)稱(chēng)輸入信號(hào)，因此，A/D變換器22的大小可減小而達(dá)到最佳值。
圖3描述的是數(shù)字處理器24，如圖所示，二進(jìn)制的I通道數(shù)據(jù)比特串加到一個(gè)倒相器59(圖5將描述此倒相器是由一倒相控制信號(hào)控制的)，然后再加到符號(hào)同步波波器60及同步相關(guān)波波器62。在每一個(gè)數(shù)據(jù)段同步字符的作用下，濾波器60都將產(chǎn)生一種 頻器型式(discriminator-type)的輸出，該輸出在同步字符的中心過(guò)零。濾波器62是這樣設(shè)計(jì)的，它將在濾波器60的輸出過(guò)零的時(shí)刻，產(chǎn)生一個(gè)較大的脈沖。濾波器60的輸出，由濾波器62所產(chǎn)生的脈沖選通，加到鎖相環(huán)PLL64上。當(dāng)選通信號(hào)為零時(shí)，符號(hào)時(shí)鐘產(chǎn)生器66的相位被調(diào)整為正確的。在這種情況下，PLL64將不對(duì)選通信號(hào)作任何校正。但當(dāng)選通信號(hào)為正值或負(fù)值時(shí)，PLL64將產(chǎn)生一個(gè)適當(dāng)?shù)恼`差信號(hào)來(lái)校正符號(hào)時(shí)鐘的相位，直至選通信號(hào)達(dá)到要求的零值為止。如前所述，本發(fā)明的這一部分，已提出專(zhuān)利申請(qǐng)D-6755。
為了減輕同步解調(diào)器20鎖定的困難，在啟動(dòng)期間結(jié)束后的一個(gè)短時(shí)期內(nèi)，接收機(jī)工作在一種非相干AGC模式，此后，在其余的對(duì)應(yīng)于正常信號(hào)接收的長(zhǎng)得多的一段時(shí)間內(nèi)，接收機(jī)2作在正常的相干AGC模式。這三段時(shí)間在圖4中將其描繪了出來(lái)，特別是在啟動(dòng)期間(即存在AFC消除信號(hào)時(shí))，需將中頻放大器30的增益調(diào)至最大。這樣就保證了在啟動(dòng)期間剛剛結(jié)束時(shí)，中頻放大器30的增益仍將為其最大值以使得能夠促使由FPLL58較容易地鎖定至較小的中頻接收導(dǎo)頻。此后，在非相干AGC模式工作期間，中頻放大器30的增益將迅速下降，直到達(dá)到一個(gè)門(mén)限值T為止，在此之后，AGC即工作在相干模式下，此時(shí)該放大器的增益將受到較緩慢的控制。
更加值得注意的是(再參看圖3)，在AFC消除信號(hào)作用下，譯碼器68將工作并使第二個(gè)譯碼器70產(chǎn)生一個(gè)增益提高信號(hào)，該信號(hào)加到一個(gè)電荷泵31，使中頻放大器30的增益迅速提高，而與輸入信號(hào)強(qiáng)度無(wú)關(guān)。在啟動(dòng)期間(即不存在AFC消除信號(hào)時(shí))以后，二進(jìn)制I通道數(shù)據(jù)信號(hào)將起作用，這時(shí)，它將通過(guò)一個(gè)比較器72不斷地與一個(gè)最大值進(jìn)行比較。如果接收到的數(shù)據(jù)信號(hào)連續(xù)有8個(gè)符號(hào)等于或超過(guò)這一最大值時(shí)，譯碼器68產(chǎn)生一個(gè)輸出，該輸出使譯碼器70產(chǎn)生一個(gè)增益降低信號(hào)，使放大器31(原文如此)的增益按預(yù)定值式預(yù)定步驟降低。只要比較器72所要求的條件得到滿(mǎn)足，這一過(guò)程便將持續(xù)下去。一旦這一條件得不到滿(mǎn)足，接收機(jī)就將進(jìn)入相干AGC工作模式，這時(shí)放大器30的增益將按接收到的數(shù)據(jù)段同步字符的強(qiáng)度來(lái)控制，而該同步字符，將由在濾波器62的輸出所產(chǎn)生的相關(guān)脈沖來(lái)表示。這一相關(guān)脈沖將加到圖5中的一個(gè)極性選擇電路，以保證數(shù)據(jù)的極性正確，因?yàn)镕PLL 58可以鎖定在兩個(gè)相位中的任何一個(gè)。這一相關(guān)脈沖在相加器76中減去一個(gè)參考電平，其結(jié)果將在AGC積分器74中進(jìn)行積分，積分輸出加到譯碼器70以控制放大器31(原文如此)的增益。即當(dāng)加法器76的積分輸出高于第一個(gè)電平時(shí)，譯碼器70就將產(chǎn)生一個(gè)增益下降信號(hào)來(lái)降低放大器31(原文如此)的增益，而當(dāng)這一積分信號(hào)低于第二個(gè)電平時(shí)，譯碼器70就將產(chǎn)生一個(gè)增益提高信號(hào)來(lái)提高放大器31(原文如此)的增益。在產(chǎn)生了增益上升或增益下降信號(hào)后，積分器將由譯碼器70復(fù)位。加法器76的輸出，還將加到數(shù)據(jù)段同步積分器94，而此同步積分器的輸出，將加到比較器96的一個(gè)輸入端，該比較器的另一端將被加上一個(gè)零參考信號(hào)。比較器96的輸出將加到一個(gè)數(shù)據(jù)段同步產(chǎn)生器98，用于每當(dāng)來(lái)自濾波器62的積分相干脈沖等于或大于零值時(shí)給出數(shù)據(jù)段同步輸出。
由此可見(jiàn)，非相干AGC的工作是相當(dāng)快的，它能在每八個(gè)符號(hào)時(shí)鐘實(shí)現(xiàn)增益改變。另一方面相干AGC的工作則響應(yīng)于數(shù)據(jù)段同步字符并且只能在一個(gè)數(shù)據(jù)段內(nèi)使增益改變一次。因而，在本發(fā)明建議的最佳實(shí)施例中，非相干AFC工作模式將優(yōu)先于相干AFC工作模式。所以，只要滿(mǎn)足比較器72的條件(即I信號(hào)在連續(xù)8個(gè)符號(hào)下，皆等于或大于給定最大值)時(shí)，就轉(zhuǎn)入非相干AGC工作模式。這種雙模AGC工作的技術(shù)也獨(dú)立地申請(qǐng)了專(zhuān)利(待批)D6754。
如前所述，同步解調(diào)器20的FPLL58是雙相穩(wěn)定的。所以，輸出數(shù)據(jù)的相位可能被反相。數(shù)字處理器24中的倒相器59在必要時(shí)將數(shù)據(jù)信號(hào)的相位反相。倒相器59是由來(lái)自圖5中描述的極化選擇電路的信號(hào)控制的。
在圖5中，濾波器62輸出端產(chǎn)生的相關(guān)同步圖形的符號(hào)(sign)位，將耦合到第一個(gè)觸發(fā)器82的D端輸入，而該觸發(fā)器82的Q端輸出將耦合到第二個(gè)觸發(fā)器84的D端輸入和比較器86的一個(gè)輸入端，比較器86的第二個(gè)輸入端將連接至觸發(fā)器84的Q端輸出。比較器86的輸出加到三位計(jì)數(shù)器88的復(fù)位輸入，該計(jì)數(shù)器的進(jìn)位輸出耦合到與門(mén)90的一個(gè)輸入端。這一與門(mén)90的第二個(gè)輸入端連接至觸發(fā)器82的Q端輸出，而該門(mén)的輸出端則將耦合至T型(toggle)觸發(fā)器92的T端輸入。觸發(fā)器92的Q端輸出含有一個(gè)倒相控制信號(hào)用于控制倒相器59的工作。來(lái)自數(shù)據(jù)段同步產(chǎn)生器98(見(jiàn)圖3)的數(shù)據(jù)段同步信號(hào)，將作為觸發(fā)器82-84及計(jì)數(shù)器88的時(shí)鐘信號(hào)。
當(dāng)同步解調(diào)器20的輸出信號(hào)相位被調(diào)整為正確時(shí)，濾波器62的相關(guān)輸出的符號(hào)(sign)位將為邏輯0。如果該符號(hào)位為邏輯1時(shí)，倒相器59將工作而將加到數(shù)字處理器24的數(shù)據(jù)信號(hào)反相。
特別要指出的是觸發(fā)器82及84可用來(lái)貯存同步相關(guān)濾波器62的順序輸出的符號(hào)位。邏輯0和邏輯1這兩種符號(hào)位分別產(chǎn)生觸發(fā)器狀態(tài)Q＝0及Q＝1。如果連續(xù)8個(gè)數(shù)據(jù)段同步字符的符號(hào)位不改變(即比較器86無(wú)輸出)，計(jì)數(shù)器88的輸出使與門(mén)90檢查當(dāng)前符號(hào)位的極性。如果它不是邏輯0，即觸發(fā)器82的狀態(tài)為Q＝1，與門(mén)90將產(chǎn)生用于T型的觸發(fā)器92的一個(gè)輸出，由此使倒相器59狀態(tài)改變。如果符號(hào)位為邏輯0，與門(mén)90將沒(méi)有輸出，而倒相器80(原文如此)的狀態(tài)將不會(huì)改變。
圖6描述了FPLL58(參見(jiàn)圖2)的一個(gè)推薦實(shí)施例，下面還要談到，F(xiàn)PLL58也將響應(yīng)于來(lái)自微處理器12的AFC消除信號(hào)。按照慣例，該FPLL包括一個(gè)AFC濾波器80，該濾波器80包括一系列電阻R1、R2、R3及電容C1，C2、C3。濾波器80輸入端接至接收解調(diào)的I通道數(shù)據(jù)信號(hào)，而其輸出則接至限幅器82的一個(gè)輸入。限幅器82的另一個(gè)輸入端將被加上一參考電壓。限幅器82的輸出加至乘法器84的一個(gè)輸入。解調(diào)的Q信號(hào)則加至乘法器84的第二個(gè)輸入，乘法器84的輸出接至PLL濾波器86，該P(yáng)LL濾波器產(chǎn)生電壓Vt以控制VCO44(見(jiàn)圖2)。
AFC濾波器80的幅頻特性和相頻特性，分別如圖7A及圖7B中實(shí)線所示，該濾波器的作用為(1)除去I通道數(shù)據(jù)信號(hào)中的高頻數(shù)據(jù)分量，以及，(2)提供輸入信號(hào)的一個(gè)相移。在VCO44的頻率與其額定解調(diào)頻率之間的誤差通過(guò)在I，Q信號(hào)中產(chǎn)生的拍頻而反映出來(lái)。只要這些拍頻頻率不過(guò)高，也就是說(shuō)VCO44的頻率仍在額定解調(diào)頻率附近一個(gè)給定的范圍內(nèi)，AFC濾波器80將產(chǎn)生一個(gè)具有足夠幅度與相位的輸出來(lái)校正VCO的頻率。這一校正是這樣實(shí)現(xiàn)的即AFC濾波器80的限幅輸出將與Q信號(hào)相乘來(lái)將一個(gè)頻率校正信號(hào)供給PLL濾波器86。由圖7A及圖7B可以看出，當(dāng)拍頻頻率增大時(shí)，AFC濾波器響應(yīng)幅度降低，而施加的相移將趨近180°。這兩者都將降低AFC濾波器80的性能，這時(shí)就需要進(jìn)行頻率校正。特別是當(dāng)濾波器的相移超過(guò)180°時(shí)，VCO44的頻率實(shí)際上不是向著需要實(shí)現(xiàn)鎖定的方向，而是在朝相反方向推開(kāi)。在啟動(dòng)期間，VCO44的頻率可能偏離額定頻率很遠(yuǎn)，以致可能出現(xiàn)這種情況，這時(shí)，接收信號(hào)的載波提取將十分困難，即使FPLL是工作在響應(yīng)晶體振蕩器34的輸出的情況下，載波提取仍很困難。
本發(fā)明解決了這一難題，解決的方法是加上一個(gè)電荷泵88，它在AFC消除信號(hào)作用下被允許工作，它在響應(yīng)I信號(hào)時(shí)，將對(duì)AFC濾波器80的輸出節(jié)點(diǎn)90注入一個(gè)電流。這樣，就實(shí)際上改變了幅頻特性和相頻特性，如圖7A和圖7B上虛線表示。由圖可以看出當(dāng)頻率增高時(shí)，修正后的幅頻響應(yīng)及相移的下降都較為緩慢。更重要的是當(dāng)頻率繼續(xù)增高時(shí)，相移基本上固定在90°左右，且永遠(yuǎn)不會(huì)達(dá)到180°。這時(shí)，AFC濾波器80給出一個(gè)電平增大的輸出電壓信號(hào)，該信號(hào)的相移小于180°(實(shí)際上是90°左右)，這樣，在啟動(dòng)期間，響應(yīng)于晶體振蕩器34的輸出，載波的提取將較為容易。
當(dāng)然，具體電路可以根據(jù)經(jīng)驗(yàn)與技巧進(jìn)行修改。而本發(fā)明由下列權(quán)利要求中所述各項(xiàng)進(jìn)行限制。
權(quán)利要求
1.用于調(diào)諧帶有導(dǎo)頻信號(hào)的電視信號(hào)的電視接收機(jī)，該接收機(jī)包括對(duì)上述電視信號(hào)進(jìn)行檢測(cè)及產(chǎn)生中頻信號(hào)的裝置，用于鎖定至上述導(dǎo)頻信號(hào)的鎖頻鎖相環(huán)控制的同步解調(diào)器；在預(yù)先確定的啟動(dòng)周期期間，產(chǎn)生一種其頻率基本上和上述導(dǎo)頻信號(hào)相等的替代信號(hào)，并將其加至上述同步解調(diào)器的裝置；以及在上述啟動(dòng)周期結(jié)束后，將上述中頻信號(hào)加至上述同步解調(diào)器的裝置。
2.根據(jù)權(quán)利要求1的上述的接收機(jī)，包括耦合到上述鎖頻鎖相環(huán)的壓控振蕩器，以及耦合到上述中頻信號(hào)裝置及上述鎖頻鎖相環(huán)的一對(duì)乘法器，將相位位移后的電壓加到上述的一對(duì)乘法器的上述壓控振蕩器。
3.根據(jù)權(quán)利要求1或2的上述的接收機(jī)，在上述啟動(dòng)期間，濾波器信號(hào)幅度降低最小。
4.根據(jù)權(quán)利要求1或2的上述的接收機(jī)，包括數(shù)據(jù)信號(hào)處理裝置，及將上述同步解調(diào)器的輸出耦合至上述數(shù)據(jù)信號(hào)處理裝置并將上述導(dǎo)頻對(duì)上述數(shù)據(jù)信號(hào)處理裝置的影響減至最小的裝置。
5.根據(jù)權(quán)利要求4的上述的接收機(jī)，其特征在于上述導(dǎo)頻在上述同步解調(diào)器的輸出中產(chǎn)生一個(gè)直流分量，以及具有不讓上述直流分量進(jìn)入上述數(shù)據(jù)信號(hào)處理裝置的耦合裝置。
6.根據(jù)權(quán)利要求5的上述的接收機(jī)，其特征在于上述數(shù)據(jù)信號(hào)處理裝置包含一個(gè)A/D變換器，上述耦合裝置包含一個(gè)電容。
7.根據(jù)權(quán)利要求1、2或3的上述的接收機(jī)，其特征在于上述鎖頻鎖相環(huán)包含有一個(gè)AFC濾波器，該濾波器電路包括由電阻及電容器組成的網(wǎng)絡(luò)，該網(wǎng)絡(luò)具有預(yù)先設(shè)定的相位響應(yīng)特性及限制相移的裝置，該裝置可通過(guò)限制上述網(wǎng)絡(luò)在頻率增高時(shí)的相移至某個(gè)小于180°的值來(lái)修正上述預(yù)先設(shè)定的相位響應(yīng)特性。
8.根據(jù)權(quán)利要求7的上述的接收機(jī)，其特征在于上述相移限制在大約90°。
9.根據(jù)權(quán)利要求7或8的上述的接收機(jī)，其特征在于上述限制相移的裝置包括有一個(gè)耦合到上述濾波器電路的電荷泵，以及在上述啟動(dòng)期間運(yùn)行上述電荷泵來(lái)用于限制上述相移的裝置。
全文摘要
用鎖相環(huán)控制一個(gè)同步解調(diào)器，使得能調(diào)諧至電視信號(hào)的導(dǎo)頻。從啟動(dòng)期間(包括接通電源或改變頻道)起，就開(kāi)始了調(diào)諧過(guò)程，在這一期間，一個(gè)在導(dǎo)頻頻率上的代用信號(hào)加到鎖相環(huán)，以使壓控振蕩器快速地牽引到鎖定頻率。啟動(dòng)過(guò)程結(jié)束后，再加入中頻信號(hào)。啟動(dòng)期間是由一個(gè)來(lái)自微處理器的AFC消除信號(hào)確定的，并控制一個(gè)中頻開(kāi)關(guān)。代用信號(hào)來(lái)自一個(gè)晶體振蕩器。
文檔編號(hào)H03D1/22GK1139507SQ9419468
公開(kāi)日1997年1月1日 申請(qǐng)日期1994年12月15日 優(yōu)先權(quán)日1993年12月29日
發(fā)明者古帕蘭·克里舍納馬瑞斯, 維克托·邁克奈克, 加里.J.斯格里尼利 申請(qǐng)人:齊尼思電子公司