專利名稱：速度自適應(yīng)信道估計(jì)方法及裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及碼分多址(CDMA)系統(tǒng)中接收機(jī)解調(diào)部分，更具體地是針對(duì)WCDMA和CDMA2000上行信道結(jié)構(gòu)，解決對(duì)經(jīng)歷不同速率變化的衰落信道的接收信號(hào)的一種速度自適應(yīng)道估計(jì)方法及裝置。
隨著在通訊領(lǐng)域內(nèi)業(yè)務(wù)爆炸性的增長(zhǎng)，對(duì)于通訊容量、靈活性以及質(zhì)量等方面的要求也在不斷提高。所采用的技術(shù)從模擬到數(shù)字，從頻分多址(FDMA)到時(shí)分多址(TDMA)，再發(fā)展到現(xiàn)在的碼分多址(CDMA)。CDMA與當(dāng)前普遍采用的TDMA體制相比，具有一些特別的優(yōu)勢(shì)，如頻率利用效率高，容量大，保密性好，服務(wù)質(zhì)量高，成本低等，因而在未來的第三代移動(dòng)通訊系統(tǒng)中，直接序列碼分多址(DS-CDMA)體制正逐漸成為一個(gè)能夠滿足迅速增長(zhǎng)的通訊需要的選擇。和時(shí)分或者頻分多址所不同的是，在DS-CDMA中，所有的用戶同時(shí)使用相同的帶寬，不同的用戶通過唯一分配的PN碼序列來識(shí)別。本發(fā)明就是適用于基于DS-CDMA技術(shù)的第三代移動(dòng)通信系統(tǒng)協(xié)議標(biāo)準(zhǔn)的。
快速衰落的信道是數(shù)字移動(dòng)通訊中普遍出現(xiàn)的一個(gè)突出問題，在信號(hào)傳輸過程中，傳輸信道受到嚴(yán)重的時(shí)間選擇性和頻率選擇性衰落的影響，除非對(duì)這樣的信道失真進(jìn)行正確的估計(jì)和均衡，否則發(fā)射信號(hào)將不能可靠的恢復(fù)。而先進(jìn)、可靠的信道檢測(cè)和估計(jì)技術(shù)，將在很大程度上緩解通訊系統(tǒng)其他部分所受到的性能提高的限制，從而可以使系統(tǒng)向更大的容量，更小的尺寸，更少的成本方向發(fā)展。比如，具有優(yōu)秀接收性能的基站，將可以允許移動(dòng)臺(tái)使用更小的發(fā)射功率以減少移動(dòng)臺(tái)電池?fù)p耗，同時(shí)又減少對(duì)其他用戶的干擾，從而提高鏈接信號(hào)的質(zhì)量。
根據(jù)現(xiàn)有的協(xié)議標(biāo)準(zhǔn)，在WCDMA和CDMA2000上行專用信道中，采用的數(shù)據(jù)結(jié)構(gòu)是控制信道DPCCH和業(yè)務(wù)信道DPDCH經(jīng)過相互正交的擾碼并行傳送。其中的DPCCH信道為間斷導(dǎo)頻格式(見

圖1)，一個(gè)時(shí)隙內(nèi)時(shí)分地址包含導(dǎo)頻符號(hào)與控制信息，數(shù)據(jù)采用BPSK調(diào)制。
對(duì)于這種形式的發(fā)射信號(hào)，如何在接收端正確有效地恢復(fù)出數(shù)據(jù)的原始信息，是解調(diào)需要考慮的問題。其中較為有效的相關(guān)解調(diào)，是通過將接收到的信號(hào)與一個(gè)檢測(cè)出的參考信號(hào)相乘，以去除無線傳播中的衰落信道對(duì)于發(fā)射信號(hào)在相位和幅度上的偏移影響。這一參考信號(hào)，即為信號(hào)經(jīng)歷的信道衰落的估計(jì)值。顯然，鏈路容量是和接收機(jī)達(dá)到一定性能所需的接收信號(hào)信噪比成反比的，對(duì)于經(jīng)歷衰落的信號(hào)來說，由于相關(guān)檢測(cè)比非相關(guān)檢測(cè)所需的信噪比更小，因而成為CDMA系統(tǒng)比較適合的檢測(cè)方案，這就需要在快速多徑衰落環(huán)境下對(duì)衰落信道的幅度和相位的精確估計(jì)。對(duì)此，人們已經(jīng)提出了很多種方法，包括單純利用導(dǎo)頻信息插值出數(shù)據(jù)段信道衰落值，以及同時(shí)利用數(shù)據(jù)段和導(dǎo)頻段進(jìn)行的自適應(yīng)前向預(yù)測(cè)或者同時(shí)采用前后向預(yù)測(cè)的格型濾波器來估計(jì)信道等等。這些方法在一定的環(huán)境條件下也分別取得了比較好的效果。但是，由于第三代移動(dòng)通訊系統(tǒng)需要適應(yīng)的運(yùn)動(dòng)速度變化范圍很大，從靜止到每小時(shí)500公里，同時(shí)要求能夠傳送大業(yè)務(wù)量的數(shù)據(jù)?，F(xiàn)有的信道估計(jì)方法難以同時(shí)滿足各種條件下系統(tǒng)對(duì)于通訊質(zhì)量的要求。
本發(fā)明的目的是針對(duì)上述現(xiàn)有的信道估計(jì)方法存在的缺點(diǎn)，提出一種速度自適應(yīng)信道估計(jì)方法及裝置，以此來解決快速變化的衰落信道環(huán)境下、采用間斷導(dǎo)頻模式信道的信道估計(jì)問題，從而達(dá)到在第三代移動(dòng)通信所要求的運(yùn)動(dòng)速度變化范圍內(nèi)都能夠取得較為滿意的信道估計(jì)性能。
為了實(shí)現(xiàn)上述目的，本發(fā)明采用如下技術(shù)方案速度自適應(yīng)信道估計(jì)方法首先在線性插值判決反饋信道估計(jì)中，利用每一時(shí)隙導(dǎo)頻段發(fā)射碼元已知而求得對(duì)應(yīng)的導(dǎo)頻段衰落值；再累加平均去噪聲以插值出數(shù)據(jù)段信道衰落值這一過程中；然后根據(jù)移運(yùn)臺(tái)運(yùn)動(dòng)速度，調(diào)節(jié)參與累加的導(dǎo)頻段信道衰落長(zhǎng)度，以適應(yīng)不同的信道衰落帶來的影響。
該估計(jì)方法進(jìn)一步包括以下步驟a、首先利用發(fā)射導(dǎo)頻碼元已知，將其共軛后與對(duì)應(yīng)的接收信號(hào)相乘，求出在導(dǎo)頻段各個(gè)碼元經(jīng)歷的帶噪信道衰落值，進(jìn)行累加去噪后，作為當(dāng)前時(shí)隙導(dǎo)頻段的信道衰落值，用來和下一個(gè)時(shí)隙得到的導(dǎo)頻段信道衰落值進(jìn)行插值，得到當(dāng)前時(shí)隙中數(shù)據(jù)碼元的去信道調(diào)制值，每一時(shí)隙中數(shù)據(jù)碼元段對(duì)應(yīng)的信道信息的初始估計(jì)；b、各徑根據(jù)步驟a得到的信道估計(jì)值，求得各徑數(shù)據(jù)碼元的去信道調(diào)制值，再進(jìn)行RAKE合并，對(duì)其輸出結(jié)果進(jìn)行一次臨時(shí)判決，恢復(fù)出對(duì)于發(fā)射數(shù)據(jù)碼元的估計(jì)；c、將各徑接收信號(hào)的數(shù)據(jù)段與對(duì)應(yīng)的由步驟b得到的發(fā)射數(shù)據(jù)碼元估計(jì)值共軛后相乘，得到對(duì)于數(shù)據(jù)段衰落信道較為精確的估值，與延時(shí)后的導(dǎo)頻段去信號(hào)調(diào)制值，也就是步驟a中求得的導(dǎo)頻段信道衰落值合并起來，構(gòu)成類似連續(xù)導(dǎo)頻的數(shù)據(jù)序列；d、將在步驟c中得到的對(duì)信道較為精確的估值通過一個(gè)長(zhǎng)度為2Df+1的平均濾波器，以進(jìn)一步抑制信道估值中的噪聲；e、最后將經(jīng)過步驟d的信道估值與經(jīng)過延時(shí)的接收信號(hào)一起送入后面的軟維特比解碼部分，做后續(xù)處理。
所述的步驟a中累加去噪的長(zhǎng)度參數(shù)以及步驟d中的低通濾波器階數(shù)參數(shù)根據(jù)接收機(jī)速度估計(jì)裝置提供的速度估計(jì)值，按照預(yù)定的對(duì)應(yīng)關(guān)系計(jì)算或者查找表得到，移動(dòng)臺(tái)的運(yùn)動(dòng)速度越快，相應(yīng)的長(zhǎng)度參數(shù)取值和低通濾波器階數(shù)參數(shù)越小。
速度自適應(yīng)的信道估計(jì)裝置包括依次相連接的分路器、第一乘法器、加法單元、臨時(shí)判決單元、合路器、第一共軛單元、第二乘法單元，該裝置還包括低通濾波器、第二共軛單元、第三乘法單元、維特比軟譯碼器、插值部分、延時(shí)單元、信道衰落速率估計(jì)單元、查找表，低通濾波器、第二共軛單元、第三乘法單元、維特比軟譯碼器依次相連接，第二乘法單元的輸出分別接低通濾波器和信道衰落速率估計(jì)單元，信道衰落速率估計(jì)單元的輸出通過查找表接至插值部分、分路器的另一路輸出也接至插值部分，插值部分的輸出接至第一乘法器，查找表的輸出還分別接至低通濾波器和延時(shí)單元，延時(shí)單元的輸入與分路器相并接，其輸出通過第三乘法器也接至維特比軟譯碼器。
由于本發(fā)明采用了以上的技術(shù)方案，因此在有限的系統(tǒng)資源下，如一定的信道數(shù)目、發(fā)射總功率以及有限的系統(tǒng)各類控制單元運(yùn)算能力，使更多的用戶更好地獲得所需的服務(wù)，系統(tǒng)需要根據(jù)精確的移動(dòng)臺(tái)位置與速度信息，完成對(duì)諸如為移動(dòng)臺(tái)分配信道以及在切換和接入時(shí)分配合理的小區(qū)(如在切換和接入時(shí)為慢速運(yùn)動(dòng)的移動(dòng)臺(tái)分配鄰近一個(gè)微小區(qū)，而對(duì)于快速運(yùn)動(dòng)的則分配宏小區(qū))等任務(wù)，避免系統(tǒng)進(jìn)行頻繁的切換和接入時(shí)的控制運(yùn)算，從而達(dá)到高效、合理地利用系統(tǒng)資源的目的。
此外，在下一代移動(dòng)通訊系統(tǒng)中，有可能提供在語音、數(shù)據(jù)傳送之外更多的服務(wù)，這些服務(wù)所需的輔助控制系統(tǒng)，也會(huì)利用較為精確的移動(dòng)臺(tái)位置、速度信息，以上參數(shù)的獲得是通過系統(tǒng)相關(guān)估計(jì)裝置部分，如移動(dòng)臺(tái)定位或速度估計(jì)裝置。我們將看到，這些信息對(duì)于更為精確地進(jìn)行信道估計(jì)也是十分有利的。
下面結(jié)合附圖和實(shí)施例，對(duì)本發(fā)明作進(jìn)一步地詳細(xì)說明圖1為WCDMA上行傳輸信道時(shí)隙結(jié)構(gòu)示意圖。
圖2為在車載環(huán)境下，信噪比SNR＝2dB、多普勒頻率fd＝100Hz的誤碼率隨NpC變化曲線。
圖3為在車載環(huán)境下，信噪比SNR＝2dB、多普勒頻率fd＝900Hz的誤碼率隨NpC變化曲線。
圖4為本發(fā)明的速度自適應(yīng)信道估計(jì)裝置示意圖。
在下面的描述中，假設(shè)一個(gè)單用戶系統(tǒng)，發(fā)射信號(hào)經(jīng)過二進(jìn)制相移鍵控(BPSK)或者(QPSK)調(diào)制。在信道時(shí)隙中采用間斷導(dǎo)頻格式。每一時(shí)隙長(zhǎng)度Tslot＝(Np＋Nd)T，這里的T是單個(gè)碼元時(shí)間，Nd為數(shù)據(jù)碼元長(zhǎng)度，Np為導(dǎo)頻碼元長(zhǎng)度。比如，寬帶碼分多址(WCDMA)的上行控制信道DPCCH的時(shí)隙結(jié)構(gòu)見圖1。
假定多徑信道是由L路可分解傳播徑(l＝0，1，…，L-1)組成，接收到的信號(hào)可以表示為r(kT)=Σl=0L-1cl(kT)s(kT-τl)+nl(kT)----(1)]]>其中，nl(t)是背景噪聲，可視為加性高斯白噪，其單邊功率譜密度為N0；cl(t)和τl則是第1徑復(fù)數(shù)信道增益和延時(shí)；s(t)為對(duì)應(yīng)的發(fā)射基帶信號(hào)。
對(duì)于采用間斷導(dǎo)頻格式的DPCCH信道來說，接收信號(hào)經(jīng)過相干Rake接收機(jī)之后，被分解成L路不同時(shí)延的QPSK信號(hào)，匹配濾波器輸出的第n個(gè)時(shí)隙的第m個(gè)數(shù)據(jù)可以表示為
現(xiàn)有的自適應(yīng)預(yù)測(cè)判決反饋方法，其基本思路是利用LMS濾波器預(yù)測(cè)出信道衰落值ck≈yk/xkΔ-c~k,]]>c^k=Σi=1Nbl*c~k-iΔ-b→(k)Hc~→(k),]]>c~→(k)=(c~k-1,c~k-2,…,c~k-N)T,]]>b→(k)=(b1,b2,…bN)T]]>其中，yk是第k個(gè)接收信號(hào)，相當(dāng)于(1)式中的r(kT)。ck是實(shí)際的信道衰落值， 為經(jīng)過矯正的信道衰落估計(jì)值，由接收信號(hào)yk與經(jīng)過硬判、再次BPSK調(diào)制后的檢測(cè)符號(hào)xk相比得到。 是經(jīng)過系數(shù)為 的LMS濾波器的對(duì)于第k時(shí)刻的信道衰落的預(yù)測(cè)值。該濾波器系數(shù)由以下遞歸算法求得b→(k+1)=b-(k)+μ(c~k-c^k)*c~→(k)----(4)]]>式中μ為L(zhǎng)MS濾波器的步長(zhǎng)。
在求得 后，即可估計(jì)數(shù)據(jù)符號(hào) ，再將其通過最小距離判決準(zhǔn)則調(diào)制到對(duì)應(yīng)的xk上去x-k=minxk∈D|x^k-xk|,D={+1,-1}----(5)]]>在每一時(shí)隙的導(dǎo)頻段，導(dǎo)頻符號(hào)xk是事先已知的，由它得到的信道值ξk較為精確，可以用于訓(xùn)練當(dāng)前LMS濾波器的系數(shù) 自適應(yīng)預(yù)測(cè)算法的優(yōu)點(diǎn)是沒有延時(shí)，但是LMS濾波器的運(yùn)算復(fù)雜度較高，且其運(yùn)算量隨著濾波器階數(shù)的增加而急劇增加，另外，LMS濾波器步長(zhǎng)μ的選取對(duì)最終性能也具有十分關(guān)鍵的影響，如果采用自適應(yīng)調(diào)整的方法將帶來更大的運(yùn)算量，而相對(duì)地，插值算法則具有簡(jiǎn)單，運(yùn)算量小的優(yōu)點(diǎn)。
在現(xiàn)有的方法中，還有利用時(shí)隙導(dǎo)頻段發(fā)射數(shù)據(jù)已知，先求出導(dǎo)頻段的衰落信道信息，再通過插值的方法估計(jì)出數(shù)據(jù)段的信道衰落值。由于導(dǎo)頻信號(hào)是事先已知的，因此，第l徑在導(dǎo)頻碼元處的增益al(m，n)，m＝0，1，...Np-1也是可以估計(jì)的，它在Np個(gè)導(dǎo)頻碼元時(shí)間間隔內(nèi)的變化可以忽略，我們對(duì)其做解調(diào)平均后可得c^l(n)=1NpΣm=0Np-1rl(m,n)exp{-jkπ}----(6)]]>(6)式中k的取值由對(duì)應(yīng)第m個(gè)導(dǎo)頻的圖案決定，如果為1則取1，為0則取0。
插值類算法所做的主要工作就是根據(jù)已知的 ，插值出數(shù)據(jù)碼元所對(duì)應(yīng)的 m＝Np，Np＋1，…Np＋Nd－1，從而能夠在解調(diào)中通過相關(guān)消除信道的影響。
通常采用的較為簡(jiǎn)單、易于實(shí)現(xiàn)的插值信道估計(jì)算法有下面介紹的高斯插值法。
高斯插值濾波器屬于低通濾波器的范疇，不同階數(shù)的高斯濾波器系數(shù)選取也是不同的，一般有零階、一階、二階三種，高斯一階插值用到了待求時(shí)隙和其后一個(gè)時(shí)隙的導(dǎo)頻段數(shù)據(jù)，而高斯二階插值則需要待求時(shí)隙及其前后各一個(gè)時(shí)隙的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)。它們對(duì)應(yīng)的插值公式分別是c^l(m,n)=Q-1(m'N)c^l(n-1)+Q0(m'N)c^l(n)+Q1(m'N)c^l(n+1);----(7)]]>其中，N＝Nd＋1，m＇＝m－Np＋1＝1，2…Nd各自的加權(quán)系數(shù)分別為高斯一階Q-1(mN)=0]]>Q0(mN)=1-(mN)]]>Q1(mN)=mN----(8)]]>可以看出，高斯一階插值和線性插值實(shí)際上是等效的。
高斯二階Q-1(mN)=12{(mN)2-mN}]]>Q0(mN)=1-(mN)2]]>Q1(mN)=12{(mN)2+mN}----(9)]]>在將信道估計(jì)結(jié)果與經(jīng)過延時(shí)的接收數(shù)據(jù)輸送到軟維特比解碼器以及對(duì)應(yīng)DPDCH信道插值部分時(shí)，為了抑制信道中的高斯噪聲，不是直接輸入 ，而是先將其通過一個(gè)長(zhǎng)度為2Df+的低通濾波器以提高信噪比，增加信道估計(jì)的精確度c-k-Df=Σi=02Dfhic~k-i----(10)]]>由于WCDMA上行DPCCH信道時(shí)隙結(jié)構(gòu)中導(dǎo)頻符號(hào)較長(zhǎng)，在采用插值法估計(jì)信道時(shí)，當(dāng)運(yùn)動(dòng)速度很快，在一個(gè)時(shí)隙中前后導(dǎo)頻符號(hào)經(jīng)歷的信道衰落有可能已經(jīng)發(fā)生較大變化，這時(shí)將一個(gè)時(shí)隙所有導(dǎo)頻段信道估值都進(jìn)行平均將不再適用。
為了解決這一問題，本發(fā)明的方法將導(dǎo)頻段信道衰落值分成長(zhǎng)度為N′p′，Np′＜Np的前后兩部分進(jìn)行平均c^l,f=1NP′Σm=0NP′-1rl(m,n)exp[-jkπ]]]>c^l,b(n)=1Np'Σm=Np-Np'Np-1rl(m,n)exp[-jkπ]]]>(11)在進(jìn)行對(duì)第n個(gè)時(shí)隙的數(shù)據(jù)段的插值時(shí)，如采用高斯一階插值，即利用第n個(gè)時(shí)隙導(dǎo)頻段后Np′個(gè)碼元求得的信道衰落值 與第n＋1個(gè)時(shí)隙前Np′個(gè)碼元求得的信道衰落值 分別作為公式(7)中的 與 來完成運(yùn)算。
圖2、圖3是在不同的多普勒頻率條件下取不同Np′值得到的DPDCH誤碼率曲線。DPCCH每一時(shí)隙共有6個(gè)導(dǎo)頻碼元。
從得到的結(jié)果來看，當(dāng)信噪比較低，信道衰落速度較低時(shí)，Np′的長(zhǎng)度可以取的較長(zhǎng)，這時(shí)可令Np′＝Np，不必分別結(jié)算 與 ；反之，當(dāng)信道衰落很快時(shí)，Np′如取一個(gè)時(shí)隙所有導(dǎo)頻的長(zhǎng)度，比只取2個(gè)，性能有所下降?？梢姡琋p′的選取對(duì)最終信道估計(jì)性能有一定影響。為了解決這一問題，本發(fā)明的方法提出了根據(jù)前端的速度估計(jì)裝置提供的結(jié)果來確定Np′長(zhǎng)度的思想。它主要是在對(duì)信道衰落估值進(jìn)行濾波去噪之前，先大致估計(jì)出當(dāng)前信道衰落變化的多普勒頻率 根據(jù)這一結(jié)果采用查表的方法確定插值前進(jìn)行平均的導(dǎo)頻段信道值長(zhǎng)度，從而達(dá)到根據(jù)移動(dòng)臺(tái)運(yùn)動(dòng)速度實(shí)時(shí)調(diào)整的目的。
此外，公式(10)中低通濾波器的階數(shù)的選取對(duì)最終信道估計(jì)性能也有較大影響。因此本發(fā)明的方法也將估計(jì)出的＇fe用于調(diào)整濾波器階數(shù)參數(shù)Df，如果Df預(yù)先確定，也可以通過改變{hi，i＝0，1，…2Df的取值達(dá)到近似的效果。
速度估計(jì)可以根據(jù)情況選擇通過測(cè)量接收信號(hào)的統(tǒng)計(jì)特性，如接收包絡(luò)的水平通過率或者自協(xié)方差，或是采用譜估計(jì)、小波變換等方法來完成。
本發(fā)明的是針對(duì)第三代移動(dòng)通信系統(tǒng)WCDMA和CDMA2000上行信道結(jié)構(gòu)，根據(jù)移動(dòng)臺(tái)速度估計(jì)，利用查找表方法或者對(duì)應(yīng)參數(shù)計(jì)算公式同時(shí)調(diào)整插值前參與平均的導(dǎo)頻段信道衰落值長(zhǎng)度以及在判決反饋后形成的準(zhǔn)連續(xù)導(dǎo)頻的平滑長(zhǎng)度的估計(jì)方法，從而以較少的運(yùn)算量完成對(duì)于WCDMA和CDMA2000上行信道的精確信道估計(jì)過程，并達(dá)到在不同移動(dòng)速度的通信條件下獲得較好通信質(zhì)量的效果。
該估計(jì)方法首先在線性插值判決反饋信道估計(jì)中，利用每一時(shí)隙導(dǎo)頻段發(fā)射碼元已知而求得對(duì)應(yīng)的導(dǎo)頻段衰落值再累加平均去噪聲以插值出數(shù)據(jù)段信道衰落值這一過程中；然后根據(jù)移運(yùn)臺(tái)運(yùn)動(dòng)速度，調(diào)節(jié)參與累加的導(dǎo)頻段信道衰落長(zhǎng)度，以適應(yīng)不同的信道衰落帶來的影響。
該估計(jì)方法進(jìn)一步包括以下步驟a、首先利用發(fā)射導(dǎo)頻碼元已知，將其共軛后與對(duì)應(yīng)的接收信號(hào)相乘，求出在導(dǎo)頻段各個(gè)碼元經(jīng)歷的帶噪信道衰落值，進(jìn)行累加去噪后，作為當(dāng)前時(shí)隙導(dǎo)頻段的信道衰落值，用來和下一個(gè)時(shí)隙得到的導(dǎo)頻段信道衰落值進(jìn)行插值，得到當(dāng)前時(shí)隙中數(shù)據(jù)碼元的去信道調(diào)制值，每一時(shí)隙中數(shù)據(jù)碼元段對(duì)應(yīng)的信道信息的初始估計(jì)；b、各徑根據(jù)步驟a得到的信道估計(jì)值，求得各徑數(shù)據(jù)碼元的去信道調(diào)制值，再進(jìn)行RAKE合并，對(duì)其輸出結(jié)果進(jìn)行一次臨時(shí)判決，恢復(fù)出對(duì)于發(fā)射數(shù)據(jù)碼元的估計(jì)；c、將各徑接收信號(hào)的數(shù)據(jù)段與對(duì)應(yīng)的由步驟b得到的發(fā)射數(shù)據(jù)碼元估計(jì)值共軛后相乘，得到對(duì)于數(shù)據(jù)段衰落信道較為精確的估值，與延時(shí)后的導(dǎo)頻段去信號(hào)調(diào)制值，也就是步驟a中求得的導(dǎo)頻段信道衰落值合并起來，構(gòu)成類似連續(xù)導(dǎo)頻的數(shù)據(jù)序列；d、將在步驟c中得到的對(duì)信道較為精確的估值通過一個(gè)長(zhǎng)度為2Df+1的平均濾波器，以進(jìn)一步抑制信道估值中的噪聲；e、最后將經(jīng)過步驟d的信道估值與經(jīng)過延時(shí)的接收信號(hào)一起送入后面的軟維特比解碼部分，做后續(xù)處理。
所述的步驟a中累加去噪的長(zhǎng)度參數(shù)以及步驟d中的低通濾波器階數(shù)參數(shù)根據(jù)接收機(jī)速度估計(jì)裝置提供的速度估計(jì)值，按照預(yù)定的對(duì)應(yīng)關(guān)系計(jì)算或者查找表得到，移動(dòng)臺(tái)的運(yùn)動(dòng)速度越快，相應(yīng)的長(zhǎng)度參數(shù)取值和低通濾波器階數(shù)參數(shù)越小。
請(qǐng)參閱圖4所示，本發(fā)明的估計(jì)裝置包括依次相連接的分路器111、第一乘法器101、加法單元102、臨時(shí)判決單元103、合路器112、第一共軛單元114、第二乘法單元104。該裝置還包括低通濾波器106、第二共軛單元115、第三乘法單元116、維特比軟譯碼器107、插值部分110、延時(shí)單元105、信道衰落速率估計(jì)單元108、查找表109，低通濾波器106、第二共軛單元115、第三乘法單元116、維特比軟譯碼器107依次相連接，第二乘法單元104的輸出分別接低通濾波器106和信道衰落速率估計(jì)單元108，信道衰落速率估計(jì)單元108的輸出通過查找表109接至插值部分110、分路器111的另一路輸出也接至插值部分110，插值部分110的輸出接至第一乘法器101，查找表110的輸出還分別接至低通濾波器106和延時(shí)單元105，延時(shí)單元105的輸入與分路器111相并接，其輸出通過第三乘法器116也接至維特比軟譯碼器107。
在k時(shí)刻，接收機(jī)接收到第1徑的DPCCH信號(hào)(接收信號(hào)第1徑的第k個(gè)碼元)，經(jīng)過分路器111，分為導(dǎo)頻段和數(shù)據(jù)段接收數(shù)據(jù)兩部分。導(dǎo)頻段接收數(shù)據(jù)ykp，1(第1徑分路器輸出的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)第k個(gè)碼元)被送入高斯一階插值模塊110，經(jīng)過上述公式(11)、(7)、(8)的運(yùn)算后，提供數(shù)據(jù)段第1徑第k個(gè)信道值 共軛后與數(shù)據(jù)段接收數(shù)據(jù)ykd，1由第一乘法單元101相乘，得到第1徑第k個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)估計(jì)值 ，它與其他徑相應(yīng)的估計(jì)值 一起通過加法單元102完成RAKE合并，得到合并值 它經(jīng)過臨時(shí)判決單元103，輸出發(fā)射數(shù)據(jù)符號(hào)BPSK調(diào)制估計(jì)值 這一結(jié)果與已知的導(dǎo)頻段的發(fā)射碼元xk，p經(jīng)過合路器112合并，恢復(fù)成原來的時(shí)隙結(jié)構(gòu) 通過第一共軛單元114共軛后再與k時(shí)刻第1徑的接收信號(hào)yk，1經(jīng)過第二乘法單元104相乘，得到對(duì)于k時(shí)刻信道比較準(zhǔn)確的估計(jì)值 被送入低通濾波器106，經(jīng)過公式(10)選擇濾波的長(zhǎng)度，得到經(jīng)過延時(shí)和抑制高斯噪聲的信道估值 ，再經(jīng)第二共軛單元115共軛后與經(jīng)過Df個(gè)符號(hào)延時(shí)單元105的第1徑接收信號(hào)即 通過第三乘法單元116相乘，輸出作為維特比軟譯碼器107的輸入。
同時(shí)， 也可以作為信道衰落速率估計(jì)單元108的輸入，通過統(tǒng)計(jì)在單位時(shí)間內(nèi) 旋轉(zhuǎn)角度變化的頻率，或者其他速度估計(jì)算法，可以得到關(guān)于當(dāng)前信道衰落速率的一個(gè)大致的估計(jì)值 在查找表109內(nèi)預(yù)先存儲(chǔ)了信道衰落率和對(duì)應(yīng)的適宜的參與平均的導(dǎo)頻段信道值長(zhǎng)度，根據(jù)輸入 得到當(dāng)前一段時(shí)間應(yīng)采用的累加去噪長(zhǎng)度Np′和低通濾波器階數(shù)參數(shù)Df，由它們來分別調(diào)整高斯插值器110、低通濾波器106，以及延時(shí)單元105等。
權(quán)利要求
1.一種速度自適應(yīng)的信道估計(jì)方法，其特征在于該方法首先在線性插值判決反饋信道估計(jì)中，利用每一時(shí)隙導(dǎo)頻段發(fā)射碼元已知而求得對(duì)應(yīng)的導(dǎo)頻段衰落值；再累加平均去噪聲以插值出數(shù)據(jù)段信道衰落值這一過程中；然后根據(jù)移運(yùn)臺(tái)運(yùn)動(dòng)速度，調(diào)節(jié)參與累加的導(dǎo)頻段信道衰落長(zhǎng)度，以適應(yīng)不同的信道衰落帶來的影響。
2.如權(quán)利要求1所述的速度自適應(yīng)的信道估計(jì)方法，其特征在于該估計(jì)方法進(jìn)一步包括以下步驟a、首先利用發(fā)射導(dǎo)頻碼元已知，將其共軛后與對(duì)應(yīng)的接收信號(hào)相乘，求出在導(dǎo)頻段各個(gè)碼元經(jīng)歷的帶噪信道衰落值，進(jìn)行累加去噪后，作為當(dāng)前時(shí)隙導(dǎo)頻段的信道衰落值，用來和下一個(gè)時(shí)隙得到的導(dǎo)頻段信道衰落值進(jìn)行插值，得到當(dāng)前時(shí)隙中數(shù)據(jù)碼元的去信道調(diào)制值，每一時(shí)隙中數(shù)據(jù)碼元段對(duì)應(yīng)的信道信息的初始估計(jì)；b、各徑根據(jù)步驟a得到的信道估計(jì)值，求得各徑數(shù)據(jù)碼元的去信道調(diào)制值，再進(jìn)行RAKE合并，對(duì)其輸出結(jié)果進(jìn)行一次臨時(shí)判決，恢復(fù)出對(duì)于發(fā)射數(shù)據(jù)碼元的估計(jì)；c、將各徑接收信號(hào)的數(shù)據(jù)段與對(duì)應(yīng)的由步驟b得到的發(fā)射數(shù)據(jù)碼元估計(jì)值共軛后相乘，得到對(duì)于數(shù)據(jù)段衰落信道較為精確的估值，與延時(shí)后的導(dǎo)頻段去信號(hào)調(diào)制值，也就是步驟a中求得的導(dǎo)頻段信道衰落值合并起來，構(gòu)成類似連續(xù)導(dǎo)頻的數(shù)據(jù)序列；d、將在步驟c中得到的對(duì)信道較為精確的估值通過一個(gè)長(zhǎng)度為2Df+1的平均濾波器，以進(jìn)一步抑制信道估值中的噪聲；e、最后將經(jīng)過步驟d的信道估值與經(jīng)過延時(shí)的接收信號(hào)一起送入后面的軟維特比解碼部分，做后續(xù)處理。
3.如權(quán)利要求2所述的速度自適應(yīng)的信道估計(jì)方法，其特征在于所述的步驟a中累加去噪的長(zhǎng)度參數(shù)以及步驟d中的低通濾波器階數(shù)參數(shù)根據(jù)接收機(jī)速度估計(jì)裝置提供的速度估計(jì)值，按照預(yù)定的對(duì)應(yīng)關(guān)系計(jì)算或者查找表得到，移動(dòng)臺(tái)的運(yùn)動(dòng)速度越快，相應(yīng)的長(zhǎng)度參數(shù)取值和低通濾波器階數(shù)參數(shù)越小。
4.一種速度自適應(yīng)的信道估計(jì)裝置，該裝置包括依次相連接的分路器、第一乘法器、加法單元、臨時(shí)判決單元、合路器、第一共軛單元、第二乘法單元，其特征在于該裝置還包括低通濾波器、第二共軛單元、第三乘法單元、維特比軟譯碼器、插值部分、延時(shí)單元、信道衰落速率估計(jì)單元、查找表，低通濾波器、第二共軛單元、第三乘法單元、維特比軟譯碼器依次相連接，第二乘法單元的輸出分別接低通濾波器和信道衰落速率估計(jì)單元，信道衰落速率估計(jì)單元的輸出通過查找表接至插值部分、分路器的另一路輸出也接至插值部分，插值部分的輸出接至第一乘法器，查找表的輸出還分別接至低通濾波器和延時(shí)單元，延時(shí)單元的輸入與分路器相并接，其輸出通過第三乘法器也接至維特比軟譯碼器。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種速度自適應(yīng)信道估計(jì)方法及裝置,它利用每一時(shí)隙導(dǎo)頻段發(fā)射碼元已知而求得對(duì)應(yīng)的導(dǎo)頻段衰落值;再累加平均去噪聲以插值出數(shù)據(jù)段信道衰落值這一過程中;然后根據(jù)移運(yùn)臺(tái)運(yùn)動(dòng)速度,調(diào)節(jié)參與累加的導(dǎo)頻段信道衰落長(zhǎng)度,以適應(yīng)不同的信道衰落帶來的影響。在有限的系統(tǒng)資源下,使更多的用戶更好地獲得所需的服務(wù),能高效、合理地利用系統(tǒng)資源的目的。
文檔編號(hào)H04Q7/38GK1329409SQ00116539
公開日2002年1月2日 申請(qǐng)日期2000年6月15日 優(yōu)先權(quán)日2000年6月15日
發(fā)明者李剛, 金宇 申請(qǐng)人:華為技術(shù)有限公司