專利名稱：接收信號的方法和裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種用于接收信號的方法和裝置，特別涉及一種用在便攜式通信設(shè)備中的無線電接收機，在該接收機中將所接收的無線電信號直接下變頻為一集中在中頻(IF)附近的同相(I)和正交相位(Q)信號，該中頻和所接收的信號帶寬具有相同的數(shù)量級。
直接變頻接收機立刻將所接收的無線電信號下變頻成一基帶信號，這樣完全省略了中頻級。然而這種接收機要經(jīng)受一個非常大的與基帶信號相互干擾的無用直流分量。該直流分量主要是由在接收機的天線端與有用信號一起接收的本地振蕩器的泄露所形成，并且也由于接收機中放大器和混頻器的偏移而形成。
為克服這些問題，已經(jīng)提出了一種甚低中頻接收機，在該接收機中所接收的信號被第一下變頻集中在一個中頻附近，該中頻等于半個信道間隔(即有用信號帶寬的一半)，然后再次下變頻到基帶。以這種方式，當?shù)谝幌伦冾l發(fā)生時，仍然存在的該直流分量位于(在頻率上)有用信號的極邊緣。因此，由于該直流分量的位置在有用信號的極邊緣，通過適當?shù)闹绷鞣至繛V波器應(yīng)能較容易地除去該無用直流分量，而不會損失(非常多的)包含在有用信號中信息。
由于通過一個工作在半個信道間隔的振蕩器，與一鎖相環(huán)結(jié)合使用以產(chǎn)生半個信道間隔的倍數(shù)，可以產(chǎn)生一個合適的頻率，用于產(chǎn)生這樣一個中頻信號(該適當?shù)念l率是有用信道的中心頻率加上或減去有用的中頻信號(即半個信道間隔))，所以半個信道間隔的準確選擇是很方便的。
優(yōu)選地，在其附近集中有有用信號的VLIF在大于半個信道間隔的百分之十到百分之二十之間。這樣一種中頻選擇對于復合調(diào)制方案是特別有利的，在該調(diào)制方案中每個碼元代表兩個比特或多個比特，就像正在發(fā)展的叫做EDGE(增強數(shù)據(jù)率GSM發(fā)展)的標準所要求的一樣，以及相應(yīng)的美國標準所要求的一樣，因為對于這些調(diào)制方案，本發(fā)明人已經(jīng)發(fā)現(xiàn)，重要信息包含在信號的邊緣部分(即直到從信號中心加上或減去半個信道間隔處)，該信號的損耗可以引起難以接受的較大的比特或塊誤差率。一個復合調(diào)制方案的例子是8QPSK(8個位置的正交相移鍵控)，在該方案中重要信息包含在信道的極邊緣，其中每一碼元代表3比特。
優(yōu)選地，本地振蕩器是一分數(shù)N鎖相環(huán)(fracNpll)。
優(yōu)選地，該fracNpll是一多重累加器fracNpll。
優(yōu)選地，該裝置還包括一復合乘法器，用于將有用信號從VLIF附近的集中位置下變頻到基帶信號，同時基本除去任何無用的鏡像信號。最好是，該復合乘法器包括調(diào)整裝置，用于將同相位和正交相位信號之一相對于另一個來調(diào)整相位或增益，或同時調(diào)整相位和增益。在較簡單的情況下，使用一階調(diào)整裝置可能是便利的。然而在某些情況下，使用高階調(diào)整裝置可能更好。
在本發(fā)明中，由于調(diào)整裝置幫助克服以前認識到的與使用大于半個信道間隔的VLIF相關(guān)的困難，該調(diào)整裝置特別有利。其缺點是由于VLIF的增加，而模數(shù)轉(zhuǎn)換器(adc)的帶寬必須增加，這樣依次增加由adc所接納的負相間信道的數(shù)量；這樣也增加這種負相間信道的數(shù)量，該相間信道作為鏡像，出現(xiàn)在有用信號的帶寬內(nèi)并且必須通過復合乘法器除去。通過提供一階或者甚至二階相位和增益調(diào)整裝置，對于一個(在一階調(diào)整裝置的情況下)或甚至兩個或多個(在二階或更高階調(diào)整裝置的情況下)特定的頻率，可以將鏡像抗拒設(shè)置為零(即，使得作為噪聲出現(xiàn)在基帶信號內(nèi)的大量的鏡像分量在通過復合乘法器之后基本上是零)。以這種方式，調(diào)整裝置的好的設(shè)置可減少負相間信道(其在許多系統(tǒng)中事實上可以比其它的相鄰信道大得多)的作用。
優(yōu)選地，該裝置包括一adc，其最好采用過采樣總和增量(Over-sampled Sigma detla)adc，設(shè)置為接收復合IF信號并將其轉(zhuǎn)換為一數(shù)字信號。
優(yōu)選地，該裝置形成在集成電路上，最好包括發(fā)送信號的發(fā)射線路。理想的情況是，該裝置和發(fā)射線路共享著許多部件，例如本地振蕩器。
圖4是適用于使用在

圖1的接收機的一階復合平衡乘法器的方框圖；圖5是與圖4所示相似的適用于使用在圖1接收機的可選擇的復合平衡乘法器的方框圖。
附圖的詳細說明參考圖1，這里給出了一數(shù)字甚低中頻(DVLIF)接收機1，其包括射頻(RF)部分10、甚低中頻(VLIF)部分30和基帶部分60、位于射頻部分10和VLIF部分30之間的RF混頻器級20、以及位于VLIF部分30和基帶部分60之間的數(shù)字VLIF混頻器級50。RF部分10包括一副天線12，一RF帶通接收濾波器14和一放大器16。RF混頻器級20包括一同相(I)RF混頻器22，一正交相位(Q)RF混頻器24，一90度RF移相器26及一RF本地振蕩器(LO)28。VLIF部分30包括I和Q中頻放大器31、32，I和Q低通抗混淆濾波器33、34，I和Q總和增量(∑-Δ)調(diào)制器35、36以及I和Q數(shù)字低通濾波器37、38。數(shù)字VLIF混頻器級50包括一用作為數(shù)字IF混頻器的復合平衡乘法器51，和一IF LO 52。給出的基帶部分60僅包括低通I和Q數(shù)字選擇性濾波器61和62，如本領(lǐng)域的技術(shù)人員將能理解的那樣，當然還可以想到包括用于數(shù)字信號解碼的數(shù)字信號處理單元等等。
現(xiàn)在說明圖1所示接收機的基本操作。天線12基本上捕獲所有的撞擊在天線上的無線電信號，并且將這些信號饋入到接收機濾波器14，該濾波器14試圖濾掉在感興趣頻率范圍之外的所有信號。例如，假如接收機想用作為GSM接收機，該接收機濾波器14將極大地減小由天線所接收的不在GSM頻率900MHz±10％范圍內(nèi)的所有無線電信號的幅度。然后在輸入到RF混頻級20之前，通過放大器16將接收機濾波器14的輸出放大。
在RF混頻級20，從放大器16輸出的信號被下變頻到VLIF。RF LO28產(chǎn)生一射頻信號，該射頻信號的頻率是這樣的，其與接收機試圖接收的信道的中心頻率的差值等于預(yù)定的所期望的VLIF。90度移相器26的目的是使下變頻信號的I和Q分量能從I和Q RF混頻器22、24輸出。通過對放大器16輸出的信號產(chǎn)生I和Q分量，這樣就可以把該信號看作一具有實的和虛的分量(對應(yīng)于其I和Q分量)的復合信號，并且以這種方法可以分別區(qū)分具有正和負頻率的信號。
通過I和Q RF混頻器22、24輸出的I和Q信號分別地輸入到I和Q放大器31、32及I和Q低通抗混淆濾波器33、34。這些部件的目的是除去所有的到達天線12的信號的頻率分量，該信號太高(當下變頻后)而不屬于感興趣的信號(當其下變頻后將大約位于直流和信道間隔之間)。實際上，由于濾波器33、34是簡單的(即無復合的)，它也將通過包含在負相鄰信道中(這是與有用信號相鄰且主要位于由RF LO 28產(chǎn)生的射頻信號的頻率的另一側(cè)的信道)的信號。此外，因為實際(非理想)的濾波器沒有非常陡峭的截止點，該濾波器33、34(為避免有用信號的失真)也將允許正相鄰信道(該信道與有用信號相鄰，且和有用信道位于由RF LO 28產(chǎn)生的射頻信號的頻率的同一側(cè))和負相間信道(該信道與位于由RF LO 28產(chǎn)生的射頻信號頻率的另一側(cè)上的有用信道間隔一個信道，即該信道與前面提到的負相鄰信道相鄰)的主要部分通過。
從濾波器33、34輸出的信號然后輸入到I和Q∑-Δ調(diào)制器35、36。如本領(lǐng)域的技術(shù)人員理解的一樣，該∑-Δ調(diào)制器35、36產(chǎn)生數(shù)字信號，該數(shù)字信號對應(yīng)于輸入的模擬信號加上大量的高頻噪聲。由∑-Δ調(diào)制器35、36輸出的數(shù)字信號由此通過數(shù)字低通濾波器37、38，該數(shù)字低通濾波器的目的是除去由∑-Δ調(diào)制器35、36產(chǎn)生的高頻噪聲的大部分，以至于留下由抗混淆濾波器33、34通過的模擬信號的數(shù)字表示(即有用信道，負相鄰信道和正相鄰信道及負相間信道的部分)。
這些信號然后輸入到數(shù)字VLIF混頻器級50。這一級的主要功能是進一步將有用信號下變頻到想要的基帶信號(即集中在直流(d.c)頻率附近)。然而，在本發(fā)明中，其也起IQ平衡作用。IQ平衡意思是補償該信號在信號的I和Q分量之間的幅度和相位的變化，該信號是通過RF混頻級20和VLIF部分30的模擬部分傳輸?shù)?，其變化是因為在模擬部件(或更精確地說，是在模擬部件對通過它們的信號的響應(yīng))中，分別在該I(22，31，33，35)和Q(24，32，34，36)路徑上的差別而被引入的。如果不補償這些不平衡，將導致除有用信號外的信號的無用鏡像分量作為噪聲和有用信號一起出現(xiàn)在同一基帶上。下面將更詳細地討論其發(fā)生的這種方式。注意給出的數(shù)字VLIF混頻器級50包括一復合平衡乘法器51和一IF LO 52。完整的VLIF混頻器級50包括用于提供IQ平衡的單元，這些單元可被看成是與復合平衡乘法器或IF LO分離的，或被看作是根據(jù)具體配置的這些單元的一個或另一個或兩個的形成部分。這將在下面參考圖4和圖5作更詳細的說明。
從數(shù)字VLIF混頻器級50輸出的信號被輸入到I和Q數(shù)字低通選擇性濾波器61、62，該數(shù)字低通選擇性濾波器的目的是除去所有的在包含有用信號的信道外的噪聲分量。然后，一般將這些濾波器的輸出饋入到適用于對由濾波器61、62輸出的I和Q信號進行數(shù)字信號處理的數(shù)字信號處理器，例如均衡、話音解碼等。
參考圖2，現(xiàn)在描述圖1所示接收機的信號響應(yīng)的例子。圖2的第一幅頻譜圖(圖2A)給出一有用信號100和一負相鄰信號99，其中心頻率分別在900.2MHz和900.0MHz，同時用虛線表示由RF LO 28產(chǎn)生的單音信號110。這些信號表示典型的GSM信號，這樣每個信號99，100具有一GMSK頻譜和信道間隔是200KHz。根據(jù)本發(fā)明，這樣選擇RF LO信號110的頻率當下變頻時，有用信號將集中在稍微大于半個信道間隔的VLIF附近，并且最好在半個信道間隔的1.1-1.2倍之間。這樣在圖2中，給出的RF LO信號110在900.085MHz的頻率上。當通過RF混頻器級50下變頻時，這種對RF LO信號110的頻率的選擇導致有用信號100集中在115KHz的VLIF周圍。根據(jù)本發(fā)明，當這個頻率可由多重累加分數(shù)N鎖相環(huán)(Multiple ACCumulatorFRACtional-N Phase Locked Loop)，簡記為(MACC FRAC-N PLL)的頻率合成器產(chǎn)生時，該RF LO的最佳特別選擇將是例如產(chǎn)生的有用信號被集中在115.051KHz的VLIF附近，其對應(yīng)于13MHz/24*435/2048。這種頻率合成器在現(xiàn)有技術(shù)中是已知的，并且例如在Hietala等人的美國專利5,111,162“應(yīng)用于分頻器的具有AFC和調(diào)制的數(shù)字頻率合成器”中公開。
圖2的第二幅頻譜圖(圖2B)顯示了在下變頻到VLIF信號之后的100、99，這樣有用信號100被集中在115KHz的VLIF附近。負相鄰信號也下變頻到中心頻率大約為-85KHz的VLIF(注意這里我們把該信號看作是復合信號，因此可以區(qū)分正和負頻率)。圖2B還顯示了一個真正的直流信號120，其被稱作IM2(二次互調(diào))信號。該IM2信號是噪聲，其是由天線12檢測的來自RF LO的泄漏及其在RF混頻器級20上與其自身的再組合，以及在模擬混頻器22、24內(nèi)的二階非線性的組合產(chǎn)生的。濾波器33、34的作用通過濾波響應(yīng)曲線130也顯示在圖2B中。由于濾波器33、34是實際的濾波器，它們的頻率響應(yīng)對直流是對稱的。為避免有用信號100的消波或失真，濾波器的角頻率被設(shè)置為超出215KHz。這實質(zhì)上導致所有的負相鄰信道99(其沒有延伸超出-185KHz)由這些濾波器33、34通過。
圖2B也給出了某些稱作為負相鄰信號鏡像99’和有用信號鏡像100’的鏡像信號99’和100’。該負相鄰信號鏡像99’被集中在+85KHz附近，同時有用信號鏡像100’被集中在-115KHz附近。這些鏡像信號導致I和Q路徑之間的不平衡，從而導致包含在不同的I和Q路徑的模擬元件的不平衡(更準確地說是這種元件的頻率響應(yīng))。
圖2的最后一幅頻譜圖(圖2C)給出了有用信號100、負相鄰信號99和IM2信號120及鏡像信號99’、100’，它們由數(shù)字VLIF混頻器級50進一步下變頻，從而是有用信號100現(xiàn)在處于基帶上(即集中在直流附近)并且是數(shù)字格式。該負相鄰信號已經(jīng)進一步下變頻并被集中在-200KHz上，同時該IM2信號位于-115KHz上。事實上該IM2信號是位于距離有用信號的中心115KHz處，這是本發(fā)明接收機的主要優(yōu)點，因為其使這種信號通過低通濾波器或陷波濾波器濾除而對有用信號100無消波或無失真。圖2C也顯示出鏡像信號99’、100’，其也通過-115KHz被下變頻，這樣該負相鄰信號鏡像99’現(xiàn)在被集中在-30KHz以及有用信號鏡像100’現(xiàn)在被集中在-230KHz。由于VLIF混頻器級50的I、Q平衡的結(jié)果，在圖2B中顯示出鏡像信號也已經(jīng)被降低了幅度。這種I、Q平衡是VLIF混頻器級50的第二個功能。實際上，該VLIF混頻器級50的I、Q平衡僅能在特定的頻率(或在幾個個別的頻率)上真正很好地實現(xiàn)，然而，為了清晰的緣故及為了更好地看見什么地方是最佳頻率或頻率，這種VLIF混頻器級的陷波效果沒有顯示在圖2C和圖3C上。顯然，有用信號鏡像100’完全地與有用信號100(其延伸基本上沒有超出±100KHz)分離，這樣，在這個頻率上將不需要該VLIF混頻器級平衡的最大化，然而該負相鄰信道鏡像99’被集中到-30KHz附近，并將作為噪聲出現(xiàn)在有用信號內(nèi)，從而這樣就需要在負相鄰信號鏡像99’的中心頻率上最大化VLIF混頻器級的平衡。
現(xiàn)在參考圖3，將說明圖1所示接收機的信號響應(yīng)的第二個例子，在圖中顯示了在天線12上到達的有用信號100和負相間信號98分別集中在900.2MHz和899.8MHz(同時用一虛線表示由RF LO28產(chǎn)生的單音信號110)，代替了有用信號100和負相鄰信號99。當然，在實際環(huán)境中工作時，有用信號100將和許多其它信號包括負相鄰信號和負相間信號一起接收；然而，為清晰起見，圖2和圖3除有用信號外，僅同時考慮一個信號。
負相間信號98與有用信號100間隔400KHz。給出的負相間信號98比有用信號100大得多，這是因為根據(jù)GSM規(guī)范，相間信道能包含其信號的總功率比有用信號100的功率高達41dB的信號，以作為GSM網(wǎng)絡(luò)蜂窩結(jié)構(gòu)的復用規(guī)定的結(jié)果。
從圖3的第二頻譜圖(圖3B)可以看出，雖然下變頻后的負相間信號98的大部分將被濾波器33、34(通過濾波響應(yīng)曲線130，其頻率響應(yīng)再次顯示在圖3中)濾掉，其由濾波器33、34通過的負相間信號98遺留的信號功率仍然非常大。這種情況的主要原因就是負相間信號比有用信號大很多，其功率甚至在通過濾波器的作用衰減后仍然很大。此外，由于這些信號關(guān)于他們的信號強度頻率分布都具有高斯性，并且由于該負相間信號是如此之大，因此超出其指配信道(即擴展至負相鄰信道)的部分也將表現(xiàn)為一顯著的噪聲電平，在設(shè)計接收機時必須考慮這種大的噪聲電平。
從圖3的第三幅頻譜圖(圖3C)可以看出，對于在接收機的I和Q路徑之間合理的非平衡量，復合平衡乘法器51沒有進行任何平衡，在變換到基帶后(注意該鏡像信號98`、100’應(yīng)該確實包括在圖3B中，但為了清晰起見已經(jīng)省略)，負相間信號鏡像98’的較大部分出現(xiàn)在有用信道上。通過比較圖3C和圖2C，顯然負相間信號鏡像98’在有用信號信道內(nèi)比負相鄰信號鏡像99’潛在地表現(xiàn)出的無用噪聲將要大得多。此外，兩個鏡像的峰值顯然在不同的頻率上(又，VLIF混頻器級的平衡作用僅在一個或幾個個別的頻率上有效，該頻率沒有顯示在圖3C上)。這樣該復合平衡乘法器最好應(yīng)該能夠以這樣一種方式進行IQ平衡，即至少盡量減少負相間信號鏡像的影響，理想的是同時減少負相間信號鏡像和負相鄰信號鏡像的影響。
圖4給出了一階復合平衡乘法器500。該復合平衡乘法器500包括一個正交相位產(chǎn)生器510；一Q路徑增益調(diào)整裝置520；第一、第二、第三和第四乘法器531、532、533、534；以及第一和第二加法器/減法器541、542。正交相位產(chǎn)生器510接收來自IF LO 52的相位信號Osd和作為輸入的可編程Q-路徑相位校正β，并且輸出cos(Osd)、sin(Osd)、cos(Osd+β)和sin(Osd+β)信號，將其分別施加到第一、第二、第三和第四乘法器531、532、533、534的第二輸入端；另外，該第一和第二乘法器531、532有數(shù)字I-路徑信號Iin(從圖1的數(shù)字I濾波器37輸出)被施加到其第一輸入端；同時第三和第四乘法器533、534有數(shù)字Q-路徑信號Qin(從圖1的數(shù)字Q濾波器38輸出)被施加到其第一輸入端。第一和第四乘法器531、534的輸出作為輸入施加到第一加法器/減法器541，其輸出一數(shù)字基帶I信號Iout；同時第二和第三乘法器532、533的輸出作為輸入施加到第二乘法器542，其輸出一數(shù)字基帶Q信號Qout。
復合平衡乘法器500的作用是從輸入信號Iin、Qin和Osd產(chǎn)生輸出信號I和Q信號，以公式1表示如下Iout+jQout＝(Iin+jAd·ejβ·Qin)·e+jOsd公式1
從公式1可以看出，假如Qin不同，由于在I和Q路徑之間的相對不平衡，假設(shè)增益為1/Ad和相位為-β，則該復合平衡乘法器500的作用是按要求修正不平衡。不幸的是，在路徑之間的不平衡在頻率上不是常數(shù)。這樣圖1的復合平衡乘法器500僅能夠在單一頻率上準確地平衡I和Q路徑。為了全面地描述由于包含在這些路徑中的模擬元件的不同而產(chǎn)生的路徑之間的不平衡，必須考慮由具有有限脈沖響應(yīng)(FIR)的濾波器造成的不平衡，通過公式2給出如下 顯然地，為了計算這樣一個FIR的作用，必須提供一個具有由下面公式3給出的響應(yīng)的濾波器或等效裝置； 根據(jù)公式3可以看出，顯然由復合平衡乘法器500提供的一階補償對應(yīng)于Hbalance的第一項。為提供高階補償或平衡，可提供一個專用的具有FIR的數(shù)字濾波器以對不平衡進行直到所需要階次的補償。然而，最好是復用包含在數(shù)字VLIF混頻器級50內(nèi)的復合乘法器的某些單元。
圖5給出了一個復合平衡器600，在復合平衡器600內(nèi)復用了某些部分使其可執(zhí)行高于一階的FIR，可在多于一個的頻率對I和Q路徑之間的不平衡進行補償(注意一般來說，二階FIR能在兩個特定頻率上精確地補償不平衡，而三階FIR能在三個特定頻率上精確的補償不平衡，依此類推)的位置上。圖5具體給出了一個四階復合平衡乘法器，然而，對讀者來說將很容易明白，該設(shè)備可以被修改以改變設(shè)備的FIR的階數(shù)，與I和Q信號輸入的樣本頻率相比，最大的限制是可用于復用單元的時鐘速度。
復合平衡乘法器600包括一個Qin存儲寄存器601和一個關(guān)聯(lián)的多路復用裝置602；一正交相位產(chǎn)生器610和一相位修正βi存儲寄存器611；一Q-路徑增益調(diào)整裝置620和一增益調(diào)整ADi存儲寄存器621；第一、第二、第三和第四乘法器631、632、633、634；第一和第二加法器/減法器641、642；Iout和Qout存儲寄存器651、652；以及第一和第二開關(guān)661、662。
復合平衡乘法器600的操作如下。輸入到復合平衡乘法器600的I和Q信號是數(shù)字樣本值的形式。假定樣本值為Iin0，Qin0，Qin-1，Qin-2，Qin-3，這里Iin0和Qin0是Iin和Qin在時間t＝0時的值，Qin-1是Qin的前一個在時間t＝-Ts時樣本的值，Qin-2是Qin在時間t＝-2Ts時的值等。Ts是采樣頻率fs的倒數(shù)。Qin存儲器601存儲Qin的前面3個值，稱為Qin-1、Qin-2、Qin-3。該關(guān)聯(lián)的多路復用裝置602具有四個輸入(稱作Qin0，Qin-1，Qin-2，Qin-3)，它們中的任何一個可選擇為形成輸出，該輸出在增益調(diào)整裝置620上通過。增益調(diào)整裝置620將出現(xiàn)在其兩個輸入端的兩個值一起相乘，即從多路復用裝置602輸出的值和從增益調(diào)整ADi存儲寄存器621輸出的值，該增益調(diào)整ADi存儲寄存器621存儲有增益調(diào)整系數(shù)AD0，AD1，AD2，AD3。
正交相位產(chǎn)生器610接收作為輸入的信號Osd和接收從相位修正βi存儲寄存器611輸出的信號。通過正交相位產(chǎn)生器610輸出的信號是在fs的速率下輸出的cos(Osd)和sin(Osd)，以及在4fs的速率下輸出的cos(Osd+βi)和sin(Osd+βi)。該信號cos(Osd)、sin(Osd)、cos(Osd+β)和sin(Osd+β)被分別施加到第一、第二、第三和第四乘法器631、632、633、634的第二輸入端；另外，該第一和第二乘法器631、632具有被施加到它們的第一輸入端的數(shù)字I-路徑信號Iin0(從圖1的數(shù)字I濾波器37輸出)；同時第三和第四乘法器633、634具有施加到它們的第一輸入端的增益調(diào)整裝置620的輸出。第一乘法器631的輸出被施加到第一開關(guān)661的第一端；第二乘法器632的輸出被施加到第二開關(guān)662的第一端；第三乘法器633的輸出作為輸入被施加到第二加法器/減法器642；以及第四乘法器634的輸出作為輸入被施加到第一加法器/減法器641。第一加法器/減法器641的輸出施加到Iout存儲寄存器651，第二加法器/減法器642的輸出施加到Qout存儲寄存器652。該Iout存儲寄存器651的輸出形成復合平衡乘法器600的輸出Iout并又被反饋到第一開關(guān)661的第二端。該Qout存儲寄存器652的輸出形成復合平衡乘法器600的輸出Qout并又被反饋到第二開關(guān)662的第二端。第一開關(guān)661用作將其第一端或其第二端連接到第一加法器/減法器641的輸入端。第二開關(guān)662用作將其第一端或其第二端連接到第二加法器/減法器的輸入端。對讀者來說，很明顯地當兩個開關(guān)661、662將各自加法器/減法器的輸入端連接到開關(guān)的第二端時，該加法器/減法器和各自的存儲寄存器一起將被用作將運行總數(shù)儲存在各自的存儲寄存器中的累加器。
現(xiàn)在考慮所要求的復合平衡乘法器600的輸出，其由公式4給出如下Iout+jQout(Iin0+jQin0·AD0·ejβ0+jQin-1·AD1·ejβ1+…+jQin-3·AD3·ejβ3)ejOsd公式4為了實現(xiàn)由這個公式給出的Iout和QOUt信號，該復合平衡乘法器在每一個取樣周期TS運行四個循環(huán)。在第一個循環(huán)，計算項Iin0*ejOsd和jQin0*AD0*ejβ0*ejOsd。為此，多路復用器602選擇其接收Qin0的第一輸入端作為其輸出，并且增益調(diào)整存儲寄存器621輸出增益調(diào)整常數(shù)AD0，然而在增益調(diào)整裝置620將AD0與Qin0相乘產(chǎn)生Qin0*AD0。同樣相位調(diào)整存儲寄存器611輸出β0，其通過正交相位產(chǎn)生器610的使用分別產(chǎn)生ejOsd和ej(β0+Osd)分量的實部(cos)和虛部(sin)。
這些分量適當?shù)嘏cIin0和Qin0在乘法器631和634中相乘，并且實數(shù)項和虛數(shù)項適當?shù)卦诩臃ㄆ?減法器641和642中相加，以分別產(chǎn)生(Iin0+jQin0*AD0*ejβ0)*ejOsd的實部和虛部。然后將它們分別存儲在Iout和Qout存儲寄存器651、652上，第一循環(huán)結(jié)束。
在第二循環(huán)期間，第一和第二開關(guān)661、662切換到其第二狀態(tài)，這樣存儲寄存器651、652的輸出被反饋到加法器/減法器641、642的第一輸入端。同樣，多路復用裝置602選擇其從Qin存儲寄存器601接收的第二輸入Qin-1作為其輸出；增益調(diào)整存儲寄存器621將AD1輸出到增益調(diào)整裝置620；以及相位調(diào)整裝置611將β1輸出到正交相位產(chǎn)生器610以產(chǎn)生ej(β1+Osd)的實部和虛部分量，它們在乘法器633和634中與增益調(diào)整裝置620的輸出相乘(即Qin-1*AD1)，以產(chǎn)生項目jQin-1*AD1*ej(β1+Osd)的虛部和實部分量，其被分別累加到存儲在存儲寄存器652和651的數(shù)值中；然后新的總數(shù)被重新存儲在寄存器652和651中，準備第三和第四次循環(huán)。
第三和第四循環(huán)以與第二循環(huán)相似的方式進行，直到公式4的所有分量都已經(jīng)計算出來，由此信號Iout和Qout變成有效；開關(guān)661和662被返回到其第一位置；并且在復合平衡乘法器600的輸入端接收Iin、Qin和Osd的新樣本值。
現(xiàn)在讀者將更加明白，本發(fā)明提供了一無線電接收機結(jié)構(gòu)，其具有直接變頻接收機的如下優(yōu)點其不需要昂貴的SAW濾波器和不需要第二射頻本地振蕩器，且其能接收比以每秒20-30千碼元的速度(根據(jù)GSM或相似的規(guī)范，在其相鄰信道和相間信道可包含比有用信號幅度大得多的噪聲)傳送碼元的一階調(diào)制(即每個碼元2個或多個比特)大得多的窄帶(例如200KHz)無線電信號，仍然能。這是利用一本地振蕩器來實現(xiàn)的，該本地振蕩器將有用信號下變頻到集中在一VLIF頻率的附近，該頻率是半個信道間隔的1.1到1.2倍。為了克服基帶上位于有用信號信道內(nèi)的、由于信道間隔的選擇而導致的負相間鏡像信道產(chǎn)生的附加噪聲量，使用一平衡復合乘法器執(zhí)行中頻到基帶的下變頻以增強鏡像抗拒比。理想的是，使用二階或高階平衡復合乘法器，其在兩個或多個頻率上基本上有很好的鏡像抗拒比，其可被預(yù)編程以減小來自無用鏡像信號噪聲的影響。
本領(lǐng)域的技術(shù)人員很容易理解，圖4和圖5的該復合平衡乘法器僅是可能的設(shè)備和可選擇性設(shè)備的例子。
權(quán)利要求
1.一種用于接收用有用信號調(diào)制的載波信號的裝置，調(diào)制的載波信號占用多個信道中的一個，這些信道的中心頻率由稱為信道間隔的固定頻率相互分隔開，該裝置包括一本地振蕩器，用于產(chǎn)生具有一頻率的第一和第二信號，該頻率不是半個信道間隔的整數(shù)倍，由此，當將接收的載波信號與第一和第二信號混頻時，產(chǎn)生一個復合的、數(shù)字甚低中頻(VLIF)信號，在該信號中有用信號被集中在稍微大于半個信道間隔的VLIF的附近。
2.如權(quán)利要求1所述的裝置，其中在其附近集中了有用信號的VLIF在大于半個信道間隔的10％到20％之間。
3.如前述的權(quán)利要求中的任一項所述的裝置，其中該本地振蕩器是分數(shù)N鎖相環(huán)頻率合成器。
4.如權(quán)利要求3所述的裝置，其中該分數(shù)N鎖相環(huán)頻率合成器并入到兩個或多個累加器中。
5.如前述的權(quán)利要求中的任一項所述的裝置，進一步包括一復合乘法器，用于將集中在VLIF附近的有用信號下變頻到基帶信號，同時完全地除去任何無用鏡像信號。
6.如權(quán)利要求5所述的裝置，其中該復合乘法器包括調(diào)整裝置，用于將同相位和正交相位信號之一相對于另一個調(diào)整相位或增益，或同時調(diào)整相位和增益。
7.如權(quán)利要求6所述的裝置，其中該調(diào)整裝置是一階調(diào)整裝置。
8.如權(quán)利要求6所述的裝置，其中該調(diào)整裝置是二階或更高階調(diào)整裝置。
9.如前述的權(quán)利要求中的任一項所述的裝置，進一步包括一模數(shù)轉(zhuǎn)換器，設(shè)置為接收復合中頻信號以及將其轉(zhuǎn)換為一數(shù)字信號。
10.如權(quán)利要求9所述的裝置，其中所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器是一過采樣總和增量模數(shù)轉(zhuǎn)換器。
11.如前述的權(quán)利要求中的任一項所述的裝置，其中所述裝置被形成為一集成電路。
全文摘要
用于接收由有用信號調(diào)制的載波信號的裝置(20,30,50,60),該已調(diào)制載波信號占有多個信道中的一個,這些信道的中心頻率通過一個稱作信道間隔的固定頻率與其它信道隔開,該裝置包括一個本地振蕩器(28),用于在一頻率上產(chǎn)生第一和第二信號,而該頻率不是半個信道間隔的整數(shù)倍,由此,當將接收的載波信號與第一和第二信號混頻時,產(chǎn)生一個復合的、數(shù)字甚低中頻(VLIF)信號,在該信號中有用信號被集中在稍微大于半個信道間隔的VLIF附近。
文檔編號H04L27/16GK1353884SQ00808162
公開日2002年6月12日 申請日期2000年6月1日 優(yōu)先權(quán)日1999年6月1日
發(fā)明者亞歷克斯·希耶塔拉, 納笛姆·克拉特, 帕特里克·克萊門特 申請人:摩托羅拉公司