專利名稱：估算干擾信號(hào)代碼冪次和噪聲偏差的碼分多路存取基站的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
概括而言，本實(shí)用新型涉及無(wú)線電時(shí)分雙工(time division duplex)或頻分雙工(frequency division duplex)通信系統(tǒng)，更具體地講，本實(shí)用新型涉及一種TDD系統(tǒng)，該系統(tǒng)可實(shí)施為一種用于干擾信號(hào)代碼冪次(interference signal code power，ISCP)和噪聲偏差的估算方法，該噪聲偏差使用了部分采樣平均(partial sample average)。
背景技術(shù)：
在UMTS陸地?zé)o線電訪問(wèn)(terrestrial radio access)TDD系統(tǒng)中，ISCP噪聲偏差的估算已變得日益重要。接收器設(shè)計(jì)需要估算噪聲偏差，以便用于信道估算的后處理和多用戶檢測(cè)(multi-user detection，MUD)所使用的最小均方誤差程序塊線性均衡(minimum mean squareerror-block liner equalization，MMSE-BLE)算法。另外，動(dòng)態(tài)信道分配(dynamic channel allocation，DCA)和時(shí)隙分配(timeslot allocaion)也依賴于干擾信號(hào)代碼冪次(ISCP)。如在3GPP TS25.225中所規(guī)定的，測(cè)量“時(shí)隙ISCP”僅是單元間干擾的測(cè)量。因?yàn)榭蓪卧g干擾作為白高斯噪音(white Gaussian noise)處理，ISCP和噪聲偏差的估算可結(jié)合在一個(gè)步驟中。一種原有技術(shù)的估算方法利用了保護(hù)期間的芯片序列號(hào)。但因?yàn)槎〞r(shí)超前(timing advance)和延遲展開(kāi)(delay spread)的長(zhǎng)度，在保護(hù)期間沒(méi)有足夠數(shù)量的芯片可供完成估算。

發(fā)明內(nèi)容
提供了一種無(wú)線電碼分多路存取(code division multiple access)基站，該基站由信道估算設(shè)備和噪聲偏差設(shè)備組成。該信道估算設(shè)備有一輸出，其配置為對(duì)多個(gè)中緩行(midamble)移位中的每一移位都產(chǎn)生信道估算采樣。該噪聲偏差設(shè)備有一個(gè)輸入和一個(gè)輸出，該輸入配置為接收信道估算，該輸出配置為產(chǎn)生干擾信號(hào)代碼冪次或噪聲偏差的估算。


圖1為截位雷利分布隨機(jī)變量(truncated Rayleigh distributedrandom variable)的理論綜合平均冪次和采樣數(shù)字平均值關(guān)于各信道估算的W＝57芯片的較小采樣數(shù)目的冪次；圖2為曲線圖，顯示采用算法1并用實(shí)際噪聲偏差加以歸一化處理的估算噪聲偏差的平均值和均方誤差，該實(shí)際噪聲偏差10,000作了平均化處理而與模擬試驗(yàn)無(wú)關(guān)；圖3為估算的噪聲偏差序列，經(jīng)過(guò)了實(shí)際噪聲偏差的歸一化處理。工作組4(WG4)例2(緩慢衰退)處于3dB Eb/No；圖4a顯示Raw BER曲線，圖4b顯示估算噪聲偏差的歸一化平均值而圖4c顯示經(jīng)實(shí)際噪聲偏差歸一化的估算均方誤差。對(duì)于30次采樣使用了算法1，而在工作組4(WG4)信道例2(緩慢衰退)中以6個(gè)遞推采用了算法2；圖5a顯示Raw BER曲線，圖5b顯示估算噪聲偏差的歸一化平均值而圖5c顯示經(jīng)實(shí)際噪聲偏差歸一化的估算均方誤差。對(duì)于30次采樣使用了算法1，而在國(guó)際電信聯(lián)盟(ITU)pedestrian B channel case中以6個(gè)遞推采用了算法2；圖6為用于UE接收器的信道估算和后處理的框圖，顯示了采用根據(jù)本實(shí)用新型的裝置和方法而取得噪聲偏差估算的方式。
具體實(shí)施方式
在本實(shí)用新型中，采用了運(yùn)用信道估算器(channel estimator)的輸出信息的ISCP及噪聲偏差的估算方法。該方法解決了原有技術(shù)估算方法的問(wèn)題，并通過(guò)在估算中采用動(dòng)態(tài)信道分配(DCA)和多用戶檢測(cè)(MUD)而提供了高得多的精確度。尤其是使用了一種部分采樣平均算法來(lái)進(jìn)行計(jì)算。
雖然本實(shí)用新型的ISPC和噪聲偏差估算方法建立在WCDM TDD系統(tǒng)的基礎(chǔ)上，但這一算法可應(yīng)用于所有種類的使用估算信道響應(yīng)信息的通信系統(tǒng)中。圖3b和圖3c顯示了采用本實(shí)用新型的算法1和算法2所得的噪聲偏差估算與得自保護(hù)期間(GP)的噪聲偏差的比較。
以下描述用于Stiner信道估算的信號(hào)模型。令Kmax為一個(gè)中緩行代碼所允許的相異中緩行的最大數(shù)目。則對(duì)于字符組(burst)類型1，有Kmax＝16、8或4，而對(duì)于字符組類型2，則有Kmax＝6或3。用于接收到的序列的信號(hào)模型可表示為r‾=Gh‾+n‾=[G1|G2|···|GK]h‾(1)h‾(2)···h‾(K)+n]]>公式(1)最大可能估算值(maximaum-likelihood eatimate，MLE)由下式給出□＝(GHG)-1GHr＝h+w公式(2)其中w＝(GHG)-1GHn公式(3)在現(xiàn)用中緩行移位完全已知的情況下(以共用中緩行移位而鏈接上行鏈路或下行鏈路)，可減少矩陣G單元列的數(shù)目和干擾。但從最大中緩行移位(Kmax)和現(xiàn)用中緩行移位(Kactive)的比較中，并未看到有性能增益。實(shí)際上，因?yàn)楸仨氃诿恳粫r(shí)隙中計(jì)算偽逆矩陣系數(shù)，從而增加了系統(tǒng)的復(fù)雜性。假設(shè)中緩行的最大數(shù)目，則在單元分類(cellspecification)后可僅僅一次即計(jì)算出所有中緩行。但不帶有信號(hào)組分的輸出序列對(duì)于ISCP和噪聲偏差估算是有用的，即使中緩行已知也是如此。因此希望信道估算器提供信道估算的Kmax數(shù)目，而無(wú)論有多少中緩行處于現(xiàn)用中。
以下描述根據(jù)本實(shí)用新型所提出的用于ISCP和噪聲偏差的估算方法。信道估算器的輸出序列芯片長(zhǎng)度總為KmaxW，其中W為信道脈沖響應(yīng)的長(zhǎng)度。大部分輸出序列僅僅由ISCP和噪聲偏差組分構(gòu)成，僅有一小部分包括信號(hào)和噪聲組分。當(dāng)現(xiàn)用中緩行已知，則易于從用于非現(xiàn)用中緩行的信道估算中得出估算。但對(duì)于具有共用中緩行而其中中緩行未知的上行鏈路和下行鏈路而言，估算就變得困難了。這里描述針對(duì)具有多個(gè)中緩行而其中現(xiàn)用中緩行未知的上行鏈路和下行鏈路。
為簡(jiǎn)明起見(jiàn)，對(duì)于算法1的噪聲偏差，以下ISCP和噪聲偏差指的是部分采樣平均值，復(fù)數(shù)噪聲幅值的概率密度(probability density)函數(shù)為一個(gè)雷利函數(shù)(Rayleigh function)，表示為f(x)=2xσw2exp(-x2σw2)U(x)]]>公式(4)其中σw2為其偏差。
目的在于以最少數(shù)目的采樣估算出偏差。如圖3所示，估算的平均值和均方誤差均隨采樣數(shù)目增加而下降。顯然，采樣冪次的平均值并不收斂到綜合平均值冪次上。反之，當(dāng)采用W個(gè)采樣中的最小N，采樣偏差將收斂于第二要素，表示為σw2=∫x=0αx2f2(x)dx]]>公式(5)其中滿足條件Pr{x<a}=NW]]>經(jīng)過(guò)小的推導(dǎo)即得a=σw2ln(1-NW)]]>公式(6)而且W個(gè)采樣中的最小N的綜合平均值冪次收斂到σα2=cσw2]]>公式(7)其中c=NW+(1-NW)·1n(1-NW)]]>公式(8)所以，比例系數(shù)c是比值N/W的函數(shù)。關(guān)于N的理論及數(shù)值比例系數(shù)示于圖1，在字符組類型1和W＝57的條件下。
采用這一比例系數(shù)，得自W中N最小采樣的噪聲偏差估算變?yōu)?amp;sigma;^w2=1cKNΣj=lKΣi=IN|hi(j)|2]]>公式(9)其中hi(j)，i＝1，2，…W為升冪幅值的冪次。
以下論及噪聲偏差估算方法所用參數(shù)和信道估算所用參數(shù)。對(duì)本算法將借助于一些系統(tǒng)參數(shù)而在系統(tǒng)等級(jí)上進(jìn)行描述。系統(tǒng)參數(shù)包括如下內(nèi)容·W信道長(zhǎng)度；·Kmax；中緩行移位的最大數(shù)目；
·P基本中緩行代碼的長(zhǎng)度，其為信道估算程序塊輸入的長(zhǎng)度；·Lm中緩行代碼的長(zhǎng)度；·Lchest信道估算器的輸出長(zhǎng)度，該值不一定與W相等；Kmax特別用于字符組類型1擴(kuò)展的中緩行情況；·HpI＝1，2，…，Nchest估算的結(jié)合信道系數(shù)(joint channelcoefficient)；·Kactive現(xiàn)用中緩行移位的數(shù)目；·Np1每信道路徑的最大數(shù)目；·Np2每信道路徑的實(shí)際數(shù)目。
上述各參數(shù)的說(shuō)明及相互關(guān)系概括于表1中表1

*W＝28用于偶數(shù)中緩行數(shù)目，W＝29用于奇數(shù)中緩行數(shù)目。
在用戶設(shè)備(UE)中ISCP和噪聲偏差估算程序塊14的位置示于圖6。在上行鏈路中，因?yàn)橹芯徯袡z測(cè)18和混合代碼檢測(cè)20在BS接收器為已知的，所以并不需要它們。因?yàn)椴⒉恢垃F(xiàn)用中緩行的數(shù)目，下行鏈路估算將使用Kmax而非Kactive，并通過(guò)中緩行檢測(cè)而估算Kactive?？蛇x擇使現(xiàn)用中緩行的數(shù)目從中緩行18經(jīng)路徑18a而反饋給噪聲(ISCP)估算程序塊14，但這會(huì)導(dǎo)致處理延遲而總的檢測(cè)性能增益減小。
在此可將采用部分采樣平均值的本實(shí)用新型所提估算算法概括如下σ^w2=G·γ(r)1NsampleΣj=lNsampleK|hn(i)|2]]>公式(10)其中Nsample＝Lchest-Npl·Kactive公式(11)γ(r)=[1+(1r-1)·ln(1-r)]-1]]>公式(12)
r=NsampleLchest:]]>采樣比 公式(13)對(duì)于字符組類型1和3，G＝400，且對(duì)于字符組類型2，G＝169n(i)，i＝1，2，…，Lchest為第I個(gè)最小系數(shù)的索引(即hn(i)，i＝1，2，…，Lchest)，該系數(shù)處于升冪幅值的冪次上。為簡(jiǎn)化其實(shí)施，可對(duì)表2所示各情況使常數(shù)固定，表2對(duì)應(yīng)于時(shí)隙配置的比例常數(shù)T；其中P為可用采樣的數(shù)目，而被標(biāo)以雙星符號(hào)的數(shù)目可能未在實(shí)踐上作過(guò)假設(shè)。這里常數(shù)T由下式所定義T=G·γ(r)Nsample]]>公式(14)且估算的噪聲偏差變?yōu)?amp;sigma;^n2=T·Σj=lNsampleK|hn(i)|2]]>公式(15)表2

還可選擇從略去的估算信道輸出系數(shù)估算噪聲偏差，并每次遞歸地加以更新，如下所示σ^w2=1KWΣj=lKΣi=IW|hi(j)-h^i(j)|2]]>其中

是后處理以噪聲偏差估算了

之后、并且

初始值全部為零時(shí)的信道估算。
模擬試驗(yàn)中遞歸6次，根據(jù)傳播信道情況可進(jìn)一步降低次數(shù)。
以下解釋一例模擬試驗(yàn)。下面是本例所用的假設(shè)及參數(shù)的列表字符組類型1；
W＝57·8數(shù)據(jù)字符組，其中傳播系數(shù)(SF)＝16；·8個(gè)相異中緩行；·WG4 case 2及ITU pedestrian B信道情況；·30采樣用于算法1；·6次遞歸用于算法2；對(duì)應(yīng)于不同機(jī)制的MMSE-BLE性能非常類似，如圖4a和圖5a所示。因此，數(shù)據(jù)檢測(cè)性能對(duì)于為實(shí)際噪聲偏差所歸一化的估算誤差并不敏感，如圖4c和圖5c所示；·算法1所作偏差估算偏置于略高數(shù)值，特別是對(duì)于較高SNR和較多的多重路徑而言，這點(diǎn)可從圖5b和圖6觀察到；·算法2具有最佳性能，但必須完成多個(gè)閾值測(cè)試以進(jìn)行后處理。復(fù)雜性的增加取決于迭代次數(shù)和比較的復(fù)雜程度；·如果噪聲偏差僅僅用于MMSE-BLE和后處理，則對(duì)于大多數(shù)無(wú)線電應(yīng)用環(huán)境來(lái)說(shuō)，算法1就足夠了。但在總的通信系統(tǒng)性能對(duì)于噪聲偏差要敏感得多，從而需要更精確的噪聲偏差估算時(shí)，算法2即為最佳選擇。
權(quán)利要求1.一種無(wú)線電碼分多路存取基站，包括具有輸入及輸出的信道估算裝置，該輸入被配置為接收字符組的中緩行的部分的采樣，該輸出被配置為對(duì)多個(gè)中緩行移位中的每一個(gè)都產(chǎn)生信道估算的采樣；連接至該信道估算裝置且具有輸入及輸出的噪聲偏差估算裝置，該輸入被配置為接收信道響應(yīng)，該輸出用于產(chǎn)生干擾信號(hào)代碼冪次估算；及連接至該噪聲偏差估算裝置及該信道估算裝置且具有輸入及輸出的后處理裝置，該輸入被配置為接收該干擾信號(hào)代碼冪次估算，該輸出被配置為產(chǎn)生已后處理的信道響應(yīng)及已后處理的干擾信號(hào)代碼冪次；及具有輸入及輸出的數(shù)據(jù)檢測(cè)裝置，該輸入被配置為接收一所接收字符組的采樣、該已后處理的信號(hào)響應(yīng)及該已后處理的干擾信號(hào)代碼冪次，該輸出被配置為產(chǎn)生估算的符號(hào)序列；其特征在于所述噪聲偏差估算和所述后處理裝置耦合至所述信道估算裝置。
2.一種無(wú)線電碼分多路存取基站，包括具有輸入及輸出的信道估算裝置，該輸入被配置為接收字符組的中緩行的部分的采樣，該輸出被配置為對(duì)多個(gè)中緩行移位中的每一個(gè)都產(chǎn)生信道估算的采樣；連接至該信道估算裝置且具有輸入及輸出的噪聲偏差估算裝置，該輸入被配置為接收信道響應(yīng)，該輸出用于產(chǎn)生干擾信號(hào)代碼冪次估算；及連接至該噪聲偏差估算裝置及該信道估算裝置且具有輸入及輸出的后處理裝置，該輸入被配置為接收該噪聲偏差估算及所產(chǎn)生的該信道響應(yīng)，該輸出被配置為產(chǎn)生已后處理的信道響應(yīng)及已后處理的干擾信號(hào)代碼冪次；及具有輸入及輸出的數(shù)據(jù)檢測(cè)裝置，該輸入被配置為接收一所接收字符組的采樣、該已后處理的信號(hào)響應(yīng)及該已后處理的干擾信號(hào)代碼冪次，該輸出被配置為產(chǎn)生估算的符號(hào)序列；其特征在于所述噪聲偏差估算和所述后處理裝置耦合至所述信道估算裝置。
專利摘要提供了一種無(wú)線電碼分多路存取基站，該基站由信道估算設(shè)備和噪聲偏差設(shè)備組成。該信道估算設(shè)備有一輸出，其配置為對(duì)多個(gè)中緩行移位中的每一移位都產(chǎn)生信道估算采樣。該噪聲偏差設(shè)備有一個(gè)輸入和一個(gè)輸出，該輸入配置為接收信道估算，該輸出配置為產(chǎn)生干擾信號(hào)代碼冪次或噪聲偏差的估算。
文檔編號(hào)H04L1/20GK2692925SQ0225496
公開(kāi)日2005年4月13日 申請(qǐng)日期2002年9月18日 優(yōu)先權(quán)日2001年9月18日
發(fā)明者金泳祿, 潘鐘霖, A·澤拉 申請(qǐng)人:交互數(shù)字技術(shù)公司