專利名稱：擴頻信號解調(diào)方法和裝置的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及用于解調(diào)諸如GPS(全球定位系統(tǒng))衛(wèi)星信號之類的擴頻信號的方法和裝置。
背景技術：
在用于測量使用衛(wèi)星(GPS衛(wèi)星)的移動單元的位置的GPS系統(tǒng)中，GPS接收機具有從四個或更多的GPS衛(wèi)星接收信號、根據(jù)接收信號計算接收機的位置以及將該位置通知給用戶的基本功能。
GPS接收機解調(diào)來自GPS衛(wèi)星的信號，以捕獲GPS衛(wèi)星的軌道數(shù)據(jù)，隨后從GPS衛(wèi)星的軌道獲得當前接收機的三維位置，并通過聯(lián)立方程獲得接收信號的時間信息和延遲時間。之所以需要從其獲得信號的四個GPS衛(wèi)星是因為，在GPS接收機中的時間和每個衛(wèi)星中的時間之間存在誤差，所述信號被用于消除誤差的影響。
民用GPS接收機在L1頻段上從GPS衛(wèi)星(Navstar)獲得稱為C/A(Clear and Acquisition)代碼的擴頻信號波。
C/A代碼是一種信號，其載波波形(以下稱為載波)的頻率為1575.42MHz，用通過用諸如戈德碼之類的PN(偽隨機噪聲)序列碼對50bps數(shù)據(jù)進行擴展獲得的信號進行BPSK(二進制相移鍵控)調(diào)制方式，所述黃金碼的傳輸信號速率(碼片速率)為1.023MHz，碼長為1023。在這種情況下，由于碼長為1023，如圖21中(A)所示，在1023個碼片與一個周期對應(因此，一個周期＝一毫秒)的情況下，充當PN序列碼的C/A代碼重復。
GPS衛(wèi)星使用不同的PN序列碼作為C/A代碼。GPS接收機可事先使各GPS衛(wèi)星使用的PN序列碼種類彼此區(qū)分。GPS接收機還使用導航消息確定從每個GPS衛(wèi)星傳輸?shù)男盘柨梢栽陬A定時間在預定位置上接收，如下文所述。因此，例如，在三維定位中，GPS接收機從四個或更多的GPS衛(wèi)星接收在該位置、該時刻可以獲得的無線電波，然后執(zhí)行頻譜擴展和定位操作以獲得其自身位置。
如圖21中(B)所示，每20個PN序列碼周期(即，20毫秒)傳送一比特衛(wèi)星信號數(shù)據(jù)。即，數(shù)據(jù)傳輸速率是50bps。在一個比特指示“1”的情況中，1023個碼片對應于一個PN序列周期的代碼模式與在一個比特指示“0”的情況中的代碼模式相反。
如圖21中(C)所示，在GPS中，一個字包括30比特(600毫秒)。如圖21中(D)所示，一個子幀(6秒)包括10個字。如圖21中(E)所示，前置碼放在一個子幀的前端字處，前置碼是一個即使數(shù)據(jù)被更新仍然保持固定的比特模式。數(shù)據(jù)在前置碼之后傳輸。
此外，一幀(30秒)包括5個子幀。導航消息每隔作為數(shù)據(jù)單元的一個幀傳輸一次。衛(wèi)星所特有的稱為星歷表信息的信息構成一幀數(shù)據(jù)的前三個子幀。這一信息包括獲得衛(wèi)星軌道以及來自衛(wèi)星的信號的傳輸時間的參數(shù)。
每個GPS衛(wèi)星都有一個原子鐘并且使用公共的時間信息。來自GPS衛(wèi)星的信號的傳輸時間以原子鐘的秒為單位測量。GPS衛(wèi)星的PN序列碼在該代碼與原子鐘同步的條件下生成。
星歷表信息的軌道信息每隔數(shù)小時更新一次。在該信息被更新前，使用相同的軌道信息。然而，當星歷表信息的軌道信息存儲在GPS接收機的存儲器中時，相同的軌道信息可以被準確地使用數(shù)小時。來自每個GPS衛(wèi)星的信號的傳輸時間每秒都更新。
構成一幀數(shù)據(jù)的后兩個子幀的導航信息表示共同從所有衛(wèi)星傳輸?shù)姆Q為天文歷的信息。天文歷信息需要25幀以獲得所有信息。天文歷信息包括GPS衛(wèi)星的近似位置信息以及指示哪個GPS衛(wèi)星可以被使用的信息。天文歷信息每隔數(shù)月更新一次。在該信息被更新前，使用相同的天文歷信息。然而，當天文歷信息存儲在GPS接收機的存儲器中時，相同的信息可以被準確地使用數(shù)月。
為了接收GPS衛(wèi)星信號并隨后獲得上述數(shù)據(jù)，首先移除載波。然后，使用與在要接收的GPS衛(wèi)星中使用的C/A碼的PN序列碼相同的PN序列碼(下文中，PN序列碼將稱為PN碼)，該相同的PN序列碼在GPS接收機中準備，使來自GPS衛(wèi)星的信號的相位與C/A碼的相位同步，以捕獲來自GPS衛(wèi)星的信號。然后，對捕獲的信號擴頻。在獲得與C/A碼的相位同步并且執(zhí)行了擴頻后，檢測各比特。因此，可以從來自GPS衛(wèi)星的信號獲得包括時間信息等的導航消息。
通過搜索與C/A碼的相位同步來獲得來自GPS衛(wèi)星的信號。在搜索相位同步時，檢測在GPS接收機的PN碼與來自GPS衛(wèi)星的接收信號的PN碼間的相關。例如，當相關檢測結果的相關值大于一個預定值時，確定這兩種代碼彼此相關。如果確定它們彼此不相關，使用任何同步方式來控制GPS接收機的PN碼的相位，以使其與接收信號的PN碼同步。
如上所述，GPS衛(wèi)星信號是一個信號，其載波受到通過用擴頻碼對數(shù)據(jù)進行擴展得到的信號的BPSK調(diào)制。因此，為了允許GPS接收機接收GPS衛(wèi)星信號，不僅有必要獲得擴頻碼同步，還有必要獲得與GPS衛(wèi)星信號的載波同步和數(shù)據(jù)同步。然而不能單獨執(zhí)行擴頻碼同步和載波同步。
在GPS接收機中，通常接收信號的載波頻率被轉換為幾MHz的中頻，并且使用該中頻執(zhí)行上述的同步檢測過程。中頻信號中的載波包括由與GPS衛(wèi)星的移動速度對應的多普勒頻移導致的頻率誤差以及本地振蕩器的頻率誤差，該誤差在接收信號被轉換成中頻信號時在GPS接收機中產(chǎn)生。
因此，由于這些頻率誤差，中頻信號的載波頻率是未知的。有必要搜索載波頻率。由于在擴頻碼的一個周期中的同步點(同步的相位)取決于GPS接收機與GPS衛(wèi)星之間的位置關系，同步點也是未知的。如上所述，需要任何同步方法。
在常規(guī)的GPS接收機中，使用相對于載波的頻率搜索和使用滑動相關器+DLL(延遲鎖定環(huán))+科斯塔環(huán)的同步方法。下文將描述該方法。
通常使用具有通過對在GPS接收機中準備的基準頻率振蕩器的頻率進行分頻獲得的頻率的時鐘，作為驅動GPS接收機中的PN碼生成器的時鐘。使用高精度石英振蕩器作為基準頻率振蕩器?；诨鶞暑l率振蕩器的輸出，生成用于將來自GPS衛(wèi)星的接收信號轉換為中頻信號的本地振蕩信號。
圖22是表示頻率搜索的圖表。也就是說，當將驅動GPS接收機的PN碼生成器的時鐘信號的頻率設置為頻率f1時，執(zhí)行相對于PN碼的相位同步搜索。換言之，逐個碼片依次移動PN碼的相位。在每個碼片相位檢測GPS接收信號和PN碼間的相關，以檢測最高相關值。因此，檢測可以在該處獲得同步的相位。
在將時鐘信號的頻率設置為f1情況下，如果在搜索1023個碼片的相位時沒有用于同步的相位，例如，改變基準頻率振蕩器的分頻率以將驅動時鐘信號的頻率變?yōu)閒2。然后，類似地搜索1023個碼片的相位。如圖22所示，在逐步改變驅動時鐘信號的頻率的同時，重復以上操作。上述操作是頻率搜索。
當頻率搜索檢測到可以實現(xiàn)同步的驅動時鐘信號的頻率時，在該時鐘頻率執(zhí)行PN碼之間的最終相位同步。因此，即使石英頻率振蕩器中有震蕩頻率偏移，仍能夠捕獲衛(wèi)星信號。
然而，理論上，作為同步方法的上述常規(guī)方法不適用于高速同步。在實際接收機中，為了補償上述方法，有必要實現(xiàn)多信道形成和并行搜索同步點。如上所述，擴頻碼同步和載波同步需要長時間，這導致GPS接收機的慢響應。不幸的是，這在實際使用中不方便。
對于擴頻碼的相位同步，由DSP(數(shù)字信號處理器)代表的硬件的能力的改善實現(xiàn)了一種用于高速代碼同步的方法，此方法使用利用快速傅立葉變換(以下稱為FFT)過程的數(shù)字匹配濾波器而不使用上述使用滑動相關的方法。
然而，使用數(shù)字匹配濾波器需要與接收信號的載波同步，以消除載波分量。至今，為了消除載波分量，通過例如無線電網(wǎng)絡從別處獲得有關載波頻率的信息?；谠撔畔ⅲ刂瓶勺冾l率振蕩器的振蕩頻率。然后，在FFT之前的時域中，用可變頻率振蕩器的振蕩輸出乘以接收信號，由此消除載波分量。
因此，除了用于將信號轉換為中頻信號的乘法器之外，還需要一個乘法器。不幸的是，這使得與接收信號進行同步的結構復雜化。
考慮到上述缺陷，本發(fā)明的一個目的是提供一種方法，由此可以采用相對簡單的結構、使用FFT高速執(zhí)行利用諸如GPS衛(wèi)星信號的擴展碼獲得和載波獲得，還提供使用該方法的裝置。

發(fā)明內(nèi)容
為了解決上述問題，根據(jù)本發(fā)明(1)，提供了一種擴頻信號解調(diào)方法，包括如下步驟對接收信號執(zhí)行FFT，所述接收信號用通過用擴展碼對數(shù)據(jù)進行頻譜擴展獲得的信號進行調(diào)制，并且隨后在第一存儲器中存儲FFT的結果；讀取存儲在第一存儲器中的接收信號的FFT結果和擴展碼的FFT的結果，該結果存儲在第二存儲器中，并且使它們相乘以檢測接收信號和擴展碼之間的相關；使接收信號的FFT結果或者擴展碼的FFT結果的讀出結果移動一個與接收信號的載波頻率相對應的量，并且隨后從第一或第二存儲器讀取快速傅立葉變換結果；以及對相乘的結果執(zhí)行反向FFT，以檢測接收信號與擴展碼之間的相關。
根據(jù)本發(fā)明(2)，在根據(jù)本發(fā)明(1)的擴頻信號解調(diào)方法中，接收信號的載波頻率在接收機中已知，該讀出結果被偏移一個與已知的載波頻率相對應的量，然后從第一或第二存儲器中讀取FFT結果。
根據(jù)本發(fā)明(3)，提供了一種擴頻信號解調(diào)方法，包括如下步驟對接收信號執(zhí)行FFT，并且隨后在第一存儲器中存儲FFT的結果；使從第一存儲器讀出的接收信號的FFT結果與擴展碼的FFT結果相乘，該結果從第二存儲器讀出；對相乘的結果執(zhí)行反向FFT，以獲得接收信號與擴展碼之間的相關檢測輸出；以及根據(jù)相關檢測輸出搜索接收信號與擴展碼之間的相關的峰值，并且確定該相關的峰值，同時根據(jù)搜索結果移動控制在第一存儲器或第二存儲器中的接收信號的FFT結果或擴展碼的FFT的讀出結果，以檢測接收信號與擴展碼之間的相關點。
根據(jù)本發(fā)明(4)，在根據(jù)本發(fā)明(3)的擴頻信號解調(diào)方法中，每隔M個擴展碼周期(M是大于等于2的整數(shù))執(zhí)行接收信號的FFT和擴展碼的FFT，接收信號的載波用一個通過用擴展碼對數(shù)據(jù)進行頻譜擴展所獲得的信號進行調(diào)制。
根據(jù)本發(fā)明(5)，在根據(jù)本發(fā)明(4)的擴頻信號解調(diào)方法中，在接收信號的FFT中，不同時計算接收信號的整個頻率分量，接收信號的FFT被分為L次(L是大于等于2的整數(shù))，并且每個1/L時間執(zhí)行接收信號的FFT。
如下文所述，例如，當對接收信號與載波信號的相乘結果進行FFT時，其FFT結果等價于通過將一個離散頻率移動一個與載波頻率相對應的量獲得的接收信號的FFT結果。
使用FFT的特性，在本發(fā)明(1)中，將接收信號的FFT結果或擴展碼的FFT結果移動一個與接收信號的載波頻率相對應的量并隨后從存儲器中讀出。以這種方式偏移并讀出的FFT結果等價于從其中去除了載波分量的FFT結果。
因此，當將從第一存儲器中讀出的接收信號的FFT結果與擴展碼的FFT結果相乘時，對相乘結果進行反向FFT，以獲得它們之間的相關，這可以獲得相關的峰值而無須載波的頻率搜索。因此，可以檢測擴展碼同步。換言之，根據(jù)本發(fā)明(1)，可獲得擴展碼同步和載波同步，而無須使用用于載波消除的乘法器。
當在本發(fā)明(2)中載波頻率未知的情況下，本發(fā)明(1)十分有效。例如，當精確地消除了多普勒頻移量并且GPS接收中的振蕩頻率和時間信息正確時，載波頻率已知。存儲器中的讀出地址使用已知的載波頻率進行偏移，使得可以獲得載波同步。
與本發(fā)明(1)相同的方式，根據(jù)本發(fā)明(3)，基本上，控制FFT結果的讀出地址，以獲得載波同步。當載波頻率未知時，本發(fā)明(3)十分有效。
換言之，根據(jù)本發(fā)明(3)，在基于反向FFT的結果的相關檢測輸出改變接收信號的FFT結果或擴展碼的FFT結果的讀出結果的偏移量的同時，搜索接收信號與擴展碼之間的相關點。檢測相關檢測輸出的峰值，因此檢測相關點。可以在相關檢測輸出具有峰值的偏移相位上檢測載波頻率。
根據(jù)本發(fā)明(4)，不在每一個擴展碼周期執(zhí)行接收信號的FFT。每隔若干擴展碼周期執(zhí)行接收信號的FFT。當如上所述每個若干擴展碼周期執(zhí)行FFT時，與一個周期對應的各FFT結果在若干周期中累計，并且減少了隨機統(tǒng)計分布的噪聲分量。因此，相關檢測結果的C/N得以改善。
當如在本發(fā)明(4)中那樣按每多個擴展碼周期執(zhí)行FFT時，需要一個具有大容量當存儲器。根據(jù)本發(fā)明(5)，考慮到FFT計算流，將FFT計算分為L次(L是大于等于2的整數(shù))，以便相同的計算結構分量被設置為一個單元，并且每隔1/L執(zhí)行接收信號的FFT。因此，當存儲器具有每次FFT計算所需的容量時，已經(jīng)足夠。


圖1是顯示根據(jù)本發(fā)明第一實施例的擴頻信號解調(diào)裝置的GPS接收機的結構的框圖。
圖2顯示相關檢測輸出的頻譜的示例。
圖3是用于解釋用于獲得與接收信號的載波同步和擴展碼同步的方法的示例。
圖4是用于解釋根據(jù)本發(fā)明的實施例的用于獲得與接收信號的載波同步和擴展碼同步的方法的示例。
圖5顯示考慮到根據(jù)第一實施例的操作的主要部分的結構。
圖6是顯示根據(jù)本發(fā)明第二實施例的擴頻信號解調(diào)裝置的GPS接收機的結構的框圖。
圖7是用于解釋根據(jù)本發(fā)明第二實施例的操作的流程圖的一部分。
圖8是用于解釋根據(jù)本發(fā)明第二實施例的操作的流程圖的一部分。
圖9顯示考慮到根據(jù)第二實施例的操作的主要部分的結構。
圖10用于解釋根據(jù)本發(fā)明第三實施例的擴頻信號解調(diào)裝置。
圖11用于解釋根據(jù)本發(fā)明第三實施例的擴頻信號解調(diào)裝置。
圖12顯示考慮到根據(jù)第三實施例的操作的主要部分的結構。
圖13用于解釋根據(jù)本發(fā)明第四實施例的擴頻信號解調(diào)裝置。
圖14用于解釋根據(jù)本發(fā)明第四實施例的擴頻信號解調(diào)裝置。
圖15用于解釋根據(jù)本發(fā)明第四實施例的擴頻信號解調(diào)裝置。
圖16用于解釋根據(jù)本發(fā)明第四實施例的擴頻信號解調(diào)裝置。
圖17用于解釋第四實施例的主要部分。
圖18用于解釋第四實施例的主要部分。
圖19是用于解釋根據(jù)第四實施例的操作的流程圖的一部分。
圖20是用于解釋根據(jù)第四實施例的操作的流程圖的一部分。
圖21用于解釋從GPS衛(wèi)星傳輸?shù)男盘柕慕Y構。
圖22用于解釋用于載波同步和擴展碼同步的常規(guī)過程。
圖23用于解釋關于本發(fā)明的實施例。
具體實施例方式
以下將參照附圖，描述將根據(jù)本發(fā)明的擴頻信號解調(diào)方法應用于如上所述的GPS接收機的情況時，該方法的實施例。
第一實施例

圖1是顯示根據(jù)本發(fā)明第一實施例的擴頻信號解調(diào)裝置的GPS接收機的結構的框圖。如圖1所示，通過天線11接收從GPS衛(wèi)星傳輸?shù)慕邮招盘?擴頻信號)。接收信號通過高頻放大電路12提供給中頻轉換電路13。包括石英振蕩器的基準振蕩器14的輸出提供給本地振蕩電路15，因此獲得一個本地振蕩輸出，在該輸出中其頻率與基準振蕩器的輸出頻率的比值是固定的。
本地振蕩輸出被提供給中頻轉換電路13以將衛(wèi)星信號下變頻轉換為具有1.023MHz中頻的中頻信號。中頻信號通過放大電路16放大，并且隨后由帶通濾波器17進行帶限。此后，將得到的信號提供給DSP(數(shù)字信號處理器)100。
在圖1中，與由虛線圍住的部分對應的框圖表示由DSP 100執(zhí)行的功能，每個功能都作為硬件。當然，每個塊也可以構成為使用離散電路的硬件。圖1中的DSP 100的結構表示了數(shù)字匹配濾波器的結構。
提供給DSP 100的信號首先通過A/D轉換單元101轉換為數(shù)字信號，隨后存儲到緩沖存儲器102中。存儲在緩沖存儲器102中的信號每隔一個擴展碼周期(1023碼片)讀出一次。讀出的信號由FFT處理單元103進行FFT處理。FFT結果存儲在存儲器104中。從存儲器104讀出的接收信號的FFT結果被提供給乘法單元105。
另一方面，從擴展碼生成單元106生成與在從衛(wèi)星傳輸?shù)慕邮招盘栔惺褂玫臄U展碼的序列相同的序列的擴展碼，此時該接收信號正在DSP 100中處理。從擴展碼生成單元106生成的與一個周期(1023碼片)對應的擴展碼被提供給FFT處理單元107并隨后進行FFT處理。此外，計算其復共軛，該處理結果被作為擴展碼的FFT結果提供給存儲器108。FFT結果以頻率的升序讀出并被提供給乘法單元105。
乘法單元105將來自存儲器104的接收信號的FFT結果與來自存儲器108的擴展碼的FFT結果相乘，以在頻域中計算接收信號和擴展碼之間的相關程度。相乘的結果被提供給反向FFT處理單元109。因此，頻域信號被轉換回時域信號。
通過反向FFT處理單元109獲得的反向FFT結果代表接收信號與擴展碼之間的時域相關檢測信號。相關檢測信號被提供給相關點檢測單元110。在相關點檢測單元110中，檢測接收信號是否與擴展碼同步。當檢測到它們彼此同步時，檢測到峰值的相位作為相關點。
相關檢測信號指示擴展碼的一個周期的每個碼片相位的相關值。當接收信號中的擴展碼與來自擴展碼生成單元106的擴展碼同步時，在圖2中獲得一個相關波形，在該波形中1023個碼片之一的相位上的相關值代表超過預定閾值的峰值。具有峰值的碼片相位充當相關點的相位。
另一方面，當接收信號中的擴展碼與來自擴展碼生成單元106的擴展碼不同步時，不會獲得如圖2所示的具有峰值的相關波形。在任何碼片相位都沒有超過預定閾值的峰值。
例如，基于指示是否有超過預定值的峰值存在于提供給相關點檢測單元110的相關檢測信號的事實，相關點檢測單元110檢測接收信號是否與擴展碼同步。當檢測到它們彼此同步時，相關點檢測單元110檢測峰值的相位，作為相關點。
在上述描述中，不考慮接收信號的載波。實際上，接收信號r(n)包括如圖23中表達式(3)所示的載波。在表達式(3)中，參考符號A表示幅度，d(n)表示數(shù)據(jù)，fo表示載波角頻率；n(n)表示噪聲。
參考符號fs表示A/D轉換單元101中的采樣頻率，N表示采樣次數(shù)(因此，0≤n≤N，0≤k＜N)。然后，如果0≤k≤N/2，通過離散傅立葉變換獲得的離散頻率k與實際頻率f間的關系由f＝k·fs/N表示。當N/2＜k＜N，它們間的關系由f＝(k-N)·fs/N(f＜0)表示。由于離散傅立葉變換的特性，當k＜0和k≥N，R(k)和C(k)分別都代表周期性。
為了從接收信號r(n)獲得數(shù)據(jù)d(n)，必須通過相對于擴展碼c(n)和載波cos2πnf0獲得同步來去除載波分量。換言之，在圖23的表達式(2)中(如下文所述)，當只有R(k)含有載波分量時，不會獲得如圖2所示的相關波形。
根據(jù)本實施例，通過只使用采用FFT的頻域處理的簡單構造，獲得相對于擴展碼c(n)和載波cos2πnf0的同步，以便可以去除載波分量。
換言之，通常，按接收信號的頻率分量中頻率的升序從存儲器104讀取來自GPS衛(wèi)星的接收信號的FFT結果(該FFT結果從FFT處理單元103獲得)，然后提供給乘法單元105。然而，根據(jù)本實施例，根據(jù)讀出地址控制單元111的控制偏移讀出地址，并且隨后從存儲器104讀出接收信號的FFT結果。
有關接收信號的載波頻率的信息被提供給讀出地址控制單元111，其中，所述信息是在正確估計相對于從其獲得接收信號的GPS衛(wèi)星的多普勒頻移量以及正確校準GPS接收機的振蕩頻率和時間信息的過程的基礎上檢測到的。只在GPS接收機中就可以形成載波頻率信息。通常，該信息從別處獲得。
讀出地址控制單元111根據(jù)獲得的載波頻率信息按與載波頻率對應的量偏移所述讀出地址，隨后從存儲器104讀取接收信號的FFT結果，并且將讀出的FFT結果提供給乘法單元105。
如上所述，按照與接收信號的載波頻率對應的量偏移接收信號r(n)的FFT結果，然后從存儲器104讀出，因此獲得FFT結果，所述FFT結果等價于在其中去除了載波分量的接收信號的FFT結果，如下文所述。對在其中去除了載波分量的FFT結果與擴展碼的一個周期的FFT結果的相乘結果進行解擴展。因此，一定可以獲得在其中峰值出現(xiàn)在如圖2所示的相關點處的相關檢測輸出。
如下文所述，不控制存儲器104中的FFT結果的讀出地址?？刂拼鎯ζ?08中的擴展碼的FFT結果的讀出地址。因此，接收信號r(n)的載波分量被添加到擴展碼的FFT結果。然后在乘法單元105中執(zhí)行相乘。因此，也可以實質上去除載波分量。
以下將描述由于通過控制存儲器104或108中的讀出地址而相對于接收信號進行載波同步和擴展碼同步導致的載波去除，以及DSP100中的數(shù)字匹配濾波過程的操作。
在本實施例中，DSP執(zhí)行數(shù)字匹配濾波器的過程。數(shù)字匹配濾波器的過程的原理基于的原理是，時域中的卷積傅立葉變換表示頻域中的相乘，如圖23中的表達式(1)所示。
在表達式(1)中，r(n)表示時域中的接收信號；R(k)表示其離散傅立葉變換；c(n)表示來自擴展碼生成單元的擴展碼；C(k)表示其離散傅立葉變換；n表示離散時間；k表示離散頻率；以及F表示傅立葉變換。
兩個信號r(n)和c(n)間的相關函數(shù)定義為f(n)。f(n)的離散傅立葉變換F(k)如圖23中表達式(2)所示。因此，當假定r(n)表示來自圖1的A/D轉換單元101的信號，c(n)表示來自擴展碼生成單元106的擴展碼時，可以根據(jù)如上所述的表達式(2)通過下列過程計算r(n)和c(n)間的相關函數(shù)，而無需使用常規(guī)的定義式。
·計算接收信號r(n)的離散傅立葉變換R(k)。
·計算擴展碼c(n)的離散傅立葉變換C(k)的復共軛C(k)。
·使用R(k)和C(k)的復共軛C(k)用表達式(2)計算F(k)。
·通過對F(k)執(zhí)行反向離散傅立葉變換計算相關函數(shù)f(n)。
如上所述，當包括在接收信號r(n)中的擴展碼與來自擴展碼生成單元106的擴展碼c(n)相匹配時，在上述過程中計算的相關函數(shù)f(n)的時間波形在相關點處具有峰值，如圖2所示。如上所述，在本實施例中，使用FFT和反向FFT的高速算法作為離散傅立葉變換和反向傅立葉變換。因此，可以以比基于定義計算相關的速度高得多的速度來計算相關。
以下將描述相對于包含在接收信號r(n)中的載波和擴展碼的同步。
如上所述，接收信號r(n)包含如圖23的表達式(3)所示的載波。為來獲得來自接收信號r(n)的數(shù)據(jù)d(n)，必須通過相對于擴展碼c(n)和cos2πnf0獲得同步來去除載波。換言之，當只有R(k)如圖23中表達式(2)所示包含載波時，不會獲得如圖2所示的相關波形。
當正確消除了多普勒頻移量并且GPS接收機中的振蕩頻率和時間信息正確時，接收信號r(n)中的載波頻率f0已知。在這種情況下，如圖3所示，乘法單元121放置在FFT處理單元103之前。乘法單元121使接收信號r(n)乘以來自信號生成單元122的頻率f0的載波，以執(zhí)行頻率轉換。因此，載波分量可以在FFT之前從接收信號r(n)中去除載波分量。
在這種情況下，從存儲器104獲得在其中去除了載波分量的接收信號的FFT結果。在乘法單元105中用擴展碼c(n)的FFT結果乘以FFT結果。因此，一定可以獲得如圖2所示的在相關點具有峰值的時間波形，作為反向FFT處理單元109的輸出。
如圖3所示，沒有從接收信號r(n)中去除載波分量，乘法單元121放置在擴展碼c(n)的FFT處理單元107之前，并且在乘法單元121中用來自信號生成單元122的頻率f0的載波乘以擴展碼c(n)以執(zhí)行頻率轉換，導致將載波分量添加到擴展碼中。因此，可以獲得相同的效果。
換言之，在這種情況下，使在從存儲器104讀取的接收信號的FFT結果中包含的載波分量與在從存儲器108讀取的擴展碼的FFT結果中包含的載波分量同步。因此，可以通過反向FFT處理單元109獲得在其中峰值出現(xiàn)在相關點處(如圖2所示)的相關檢測輸出。
然而，根據(jù)如上所述的如圖3所示的用于將時域信號乘以載波頻率信號的方法，特別需要用于去除載波分量的乘法單元。結果變得復雜。不幸的是，處理速度因與乘法運算相對應的負載而降低。
作為FFT的特性，上述頻率相乘可以表示為圖23的表達式(4)。在表達式(4)中，F(xiàn)表示離散傅立葉變換，Φ0表示與載波的相差，k0表示與f0對應的k，其中，f0＝k0·fs/N?；诒磉_式(4)，通過如圖3所示對接收信號r(n)進行頻率轉換獲得的信號的FFT具有通過按與載波頻率對應的k0偏移作為r(n)的FFT的R(k)而獲得的波形。
如上所述，圖3所示的結構可以被如圖4所示的結構替換。換言之，不是使接收信號r(n)或擴展碼c(n)與載波相乘，而是使在從存儲器104中讀取接收信號的FFT結果或在從存儲器108中讀取擴展碼的FFT結果時使用的讀出地址偏移一個與載波頻率對應的量。
在這種情況下，當偏移接收信號r(n)時，在k0＞0時使用下變頻。當偏移擴展碼c(n)時，在k0＜0時使用上變頻。
如上所述，當使用如表達式(4)所示的FFT特性時，不需要圖3所示的信號生成單元122。如圖4所示，當偏移存儲器中的FFT結果的讀出地址的相位時，就足夠了。因此，結構被簡化，導致高速處理。
由于前述表達式(4)中的相差Φ0未知，它在圖4中被忽略。例如，作為圖23的表達式(5)計算的F’(k)的反向FFT的運算結果獲得的相關函數(shù)f’(n)(0≤n＜N)表示一個復數(shù)。其實部由fR’(n)表示，其虛部由fI’(n)表示。相關峰值的幅度|f’(n)|由圖23表達式(6)得到。相差Φ0由圖23表達式(7)得到。因此，可以省略表達式(4)右側與exp(jΦ0)的相乘。相差Φ0表示兩個值彼此相差π，對應于表達式(3)的數(shù)據(jù)d(n)的符號。
圖5顯示通過反映根據(jù)如上所述的第一實施例對如圖1所示的框圖的處理運算獲得的結果。在圖5中，顯示上述信號輸出r(n)和c(n)以及運算結果R(k)、C(k)和f’(n)，作為這些塊的輸出。
如上所述，根據(jù)第一實施例的方法，在GSP接收機中利用FFT構建數(shù)字匹配濾波器的情況下，如圖5所示，按與載波頻率對應的量偏移存儲器中的接收信號的FFT結果的地址，并隨后與擴展碼相乘。因此，在例如如圖5所示的波形中獲得相關點np。當檢測到四個GPS衛(wèi)星的相關點np，即四種擴展碼c(n)，時，可以計算GSP接收機的位置。
換言之，根據(jù)第一實施例，在利用FFT執(zhí)行數(shù)字匹配濾波過程的情況下，為了獲得與接收信號的載波同步和擴展碼同步，在頻域中將接收信號的FFT結果乘以擴展碼的FFT結果，而無須時域相乘。在相乘時，偏移接收信號的FFT結果和擴展碼的FFT結果之一。通過這種簡單的方法，可以去除接收信號的載波分量。
在如圖5所示的示例中，偏移存儲器中的接收信號的FFT結果R(k)的讀出地址?？梢栽谂c偏移接收信號的FFT結果R(k)的方向(對應于乘法器中的上變頻)相反的方向上偏移存儲器中的擴展碼的FFT結果C(k)的讀出地址。
在上述關于第一實施例中的描述中，擴展碼生成單元106和FFT處理單元107是分立放置的。如果與各GSP衛(wèi)星對應的擴展碼先前受到FFT處理并且FFT結果被存儲在存儲器中，則可以省略在接收到每個衛(wèi)星信號時計算針對關于擴展碼c(n)的FFT。
第二實施例前述第一實施例涉及在其中來自GPS衛(wèi)星的接收信號的載波頻率已知的情況。第二實施例涉及在其中載波頻率未知的情況。圖6是根據(jù)第二實施例的GSP接收機的結構的框圖。在圖6中，與圖1的GPS接收機相同的組件使用相同的附圖標記。
根據(jù)第二實施例，如圖6所示，將相關點檢測單元110的相關檢測輸出提供給讀出地址控制單元112。在讀出地址控制單元112中，基于相關點檢測單元110的相關檢測輸出，主要使用根據(jù)過去數(shù)據(jù)確定的預測地址改變在存儲器104中的接收信號r(n)的FFT結果的讀出地址的前述偏移量，以便允許相關點檢測單元110檢測如圖2所示的峰值。當相關點檢測單元110檢測到如圖2所示的峰值時，讀出地址控制單元112以在該時刻的偏移量停止讀出地址偏移控制。
以下將參照圖7和8描述根據(jù)第二實施例的DSP 100中的處理流。圖7和圖8中的流程圖對應于DSP 100的軟件處理。
第一，由A/D轉換單元101轉換為數(shù)字信號的接收信號作為信號r(n)存儲在存儲器102中(步驟S1)。隨后，信號r(n)由FFT處理單元103進行FFT。FFT結果R(k)存儲在存儲器104中(步驟S2)。然后，在存儲器108中設置與從其接收信號的GPS衛(wèi)星對應的擴展碼的FFT結果C(k)(步驟S3)。
隨后，基于過去數(shù)據(jù)確定一個初始值k0’，該值充當存儲器104中接收信號r(n)的FFT結果R(k)的讀出地址的偏移量(步驟S4)。確定的初始值k0’被設置為存儲器104中FFT結果的讀出地址的偏移量k’，并且將偏移控制的改變次數(shù)m設置為一個初始值(m＝0)(步驟S5)。
然后，從存儲器104中讀取接收信號r(n)的FFT結果R(k)，以便使讀出地址偏移k’(步驟S6)。用擴展碼的FFT結果乘以讀出FFT結果R(k-k’)，以獲得相關函數(shù)F’(k)(步驟S7)。
然后，對相關函數(shù)F’(k)進行反向FFT，因此獲得時域函數(shù)f’(n)(步驟S8)。相對于函數(shù)f’(n)，獲得峰值f’(np)(步驟S9)。確定峰值是否大于預設閾值fth(步驟S11)。
作為步驟S11的確定的結果，如果峰值f’(np)小于或等于預設閾值fth，則確定不能檢測到相關點。確定偏移控制中的改變次數(shù)m是否小于預設最大值(mmax)。如果確定偏移控制中的改變次數(shù)m小于預設最大值mmax，將偏移控制中的改變次數(shù)m增大1(m＝m+1)，并且重新設置偏移量k’以便k’＝k’+(-1)mx m(步驟S17)。在此之后，操作返回步驟S6。重復步驟S6的前述過程以及后續(xù)過程。
在步驟S16中，如果確定偏移控制中的改變次數(shù)m大于或等于預設最大值mmax，確定是否關于所有衛(wèi)星的前述擴展碼同步搜索過程均已完成(步驟S14)。如果確定已經(jīng)完成關于所有衛(wèi)星的擴展碼同步搜索過程，則完成搜索操作(步驟S18)。
在步驟S14中，如果確定還有未完成擴展碼同步搜索過程的衛(wèi)星，選擇下一個要進行擴展碼同步搜索過程的衛(wèi)星。將擴展碼改變?yōu)樵谒x的衛(wèi)星中使用的擴展碼c(n)(步驟S15)。操作返回步驟S3并且執(zhí)行步驟S3的過程以及后續(xù)過程。
在步驟S11，如果確定峰值f’(np)大于預設閾值fth，則檢測獲得峰值f’(np)的離散時間(擴展碼的相位)np作為相關點，并且將存儲器104中的FFT結果R(k)的讀出地址的偏移量的初始值k0’重置為該時刻的偏移量k’(步驟12)。
確定檢測到的相關點np是否是第四個點(步驟S13)。如果確定它是第四個點，操作轉移到計算接收機的位置的過程和跟蹤過程。根據(jù)當獲得在S12步驟檢測到的相關點np時的讀出地址的偏移量k’，可以消除相對于正在接收的GPS衛(wèi)星的多普勒頻移量以及GPS接收機的振蕩頻率中的誤差。換言之，可以檢測到接收信號的載波頻率。
在步驟S13中，當檢測到被檢測的相關點np小于第四點時，確定是否已完成有關所有衛(wèi)星的前述擴展碼同步搜索過程(步驟S14)。當確定已結束所有衛(wèi)星的擴展碼同步搜索過程，則完成搜索操作(步驟S18)。
在步驟S14中，如果確定還有未完成擴展碼同步搜索的衛(wèi)星，則選擇下一個要進行擴展碼同步搜索的衛(wèi)星。將擴展碼改變?yōu)樵谒x的衛(wèi)星中使用的擴展碼c(n)(步驟S15)。操作返回步驟S3并且執(zhí)行步驟S3的過程以及后續(xù)過程。
圖8顯示通過反映根據(jù)如上所述的第二實施例對如圖6所示的DSP 100的內(nèi)部結構的處理運算獲得的結果。上述信號輸出和運算結果顯示為圖8中各塊的輸出。
如上所述，根據(jù)第二實施例，即使來自GPS衛(wèi)星的接收信號的載波頻率未知，仍然可主動執(zhí)行利用FFT的頻域處理，并且檢測相對于接收信號的載波同步和擴展碼同步，由此去除載波分量。因此，可以以簡單的結構高速實現(xiàn)通過利用FFT的數(shù)字匹配濾波器對GPS接收信號和擴展碼之間的相關點進行檢測。
在第二實施例中，類似的，如果對與各衛(wèi)星對應的擴展碼進行FFT，將FFT結果存儲在存儲器中，可以省略接收到每個衛(wèi)星信號時的擴展碼c(n)的FFT計算。
第三實施例如上所述，當使用數(shù)字匹配濾波器檢測接收信號和擴展碼間的相關點時，用于檢測相關點的單位數(shù)據(jù)長度通常被設置為擴展碼的一個周期長。
然而在來自GPS衛(wèi)星的接收信號中，如上所述，一比特數(shù)據(jù)對應于擴展碼的20個周期。對于該20個周期，會獲得相同的模式代碼。根據(jù)第三實施例，使用這種特性，用于由數(shù)字匹配濾波器檢測接收信號和擴展碼間的相關點的單位數(shù)據(jù)長度被設置為與擴展碼的多個周期對應的長度。
根據(jù)第三實施例，如上所述，每隔數(shù)個擴展碼周期對接收信號進行FFT運算過程，導致接收靈敏度提高。因此，與用于累加相同時域中的信號的方法相比，可以容易地搜索載波頻率。以下將詳細描述第三實施例。
一篇現(xiàn)有技術公開了用于檢測在擴展碼的M(M是2的冪，大于或等于2，這也適用于下文情形)個周期內(nèi)累加一個周期長度的數(shù)據(jù)的相關點(參見，例如，US專利號4,998,111或“ An Introduction toSnap TrackTMServer-Aided GPS Technology，ION GPS-98Proceedings”)。
換言之，根據(jù)現(xiàn)有技術的方法，如圖10所示，將接收信號r(n)與擴展碼的相乘結果累計并在M個周期內(nèi)相加。根據(jù)現(xiàn)有技術的方法，使用來自GPS衛(wèi)星的接收信號的周期性和噪聲的統(tǒng)計特性來提高C/N，當先前獲得與接收信號的載波同步和擴展碼同步時，C/N提高M倍。因此，接收靈敏度(相關點的檢測靈敏度)提高M倍。
然而，當未獲得與接收信號的載波同步和擴展碼同步時，具有不同相位的M個載波相加并且彼此組合。在累計相加結果中，重要的GPS信號被消除，且無法檢測相關峰值。
因此，當接收信號的載波頻率未知時，必須搜索載波頻率。因此，必須對要搜索的每個頻率執(zhí)行累計相加，即，低效率的操作。
另一方面，在如上所示的第一和第二實施例中，根據(jù)在頻域中偏移存儲器中的FFT結果的讀出地址的簡單方法，可以獲得與接收信號的載波同步和擴展碼同步。因此，累計相加的優(yōu)勢可以最為有效。
根據(jù)第三實施例，如第二實施例的情況，在來自GPS衛(wèi)星的接收信號的載波頻率未知時搜索載波頻率。在這種情況下，每隔M個擴展碼周期對接收信號r(n)進行FFT。通過控制存儲器中接收信號的FFT結果的讀出地址的偏移量，每隔M個擴展碼周期搜索一次接收信號的載波頻率。
當M≤20時，如上所述圖23中表達式(3)的數(shù)據(jù)d(n)在M個擴展碼周期中表示1或-1的固定值。因此，數(shù)據(jù)d(n)可以忽略。因此，表達式(3)可以表示為r(n)＝A·c(n)cos2πf0+n(n)在M個周期的長度中對接收信號r(n)進行離散傅立葉變換。由于數(shù)據(jù)的個數(shù)是1x N(N表示一個擴展碼周期的碼片的數(shù)量)，在0≤k≤MN/2的情況下，在離散傅立葉變換后獲得的k與實際頻率f之間相對于采用頻率fs的關系表示為f＝kfs/MN。當MN/2＜k＜MN時，f＝(k-MN)fs/MN(f＜0)。因此，分辨能力提高M倍。
然而，擴展碼c(n)是周期信號。當與一個周期長度對應的時間設置為T(T＝GPS的C/A碼中的一毫秒)時，沒有精確度為f＝1/T或更低的頻率分量。因此，每隔M，即在MN數(shù)據(jù)的N個點上集中進行了離散傅立葉變換的接收信號r(n)的FFT結果R(K)(K＝kM，0≤k＜MN)中的擴展碼c(n)的頻率分量。由于各頻率分量的幅度在M個周期中累計相加，所以所述幅度是一個周期長度時相同頻率分量的幅度的M倍。圖11顯示了M＝4的情況下頻譜的示例。
在圖11的示例中，每隔四個周期生成信號的頻譜。在它們之間沒有信號分量。在除N個點以外的點上沒有擴展碼c(n)的頻率分量。另一方面，在很多情況下，噪聲n(n)是非周期信號。因此，能量擴展到所有MN個頻率分量。因此，在接收信號r(n)的FFT結果R(K)中的擴展碼c(n)的N個頻率分量的和中，以與在時域中累計相加類似的方式使C/N提高M倍。
如果在接收信號r(n)中沒有表達式(3)所示的coS2πnf0的載波分量，每隔k＝jxM(0≤j＜N)集中一次FFT結果R(K)中的擴展碼c(n)的頻率分量。然而，存在載波分量。根據(jù)第三實施例，在每個擴展碼周期中k＝(ixM)-k0的情況下，存儲器中FFT結果R(K)中的讀出地址周期性地偏移與載波頻率對應的k0。
根據(jù)第三實施例的上述整個結構與如圖6所示的第二實施例的結構類似。圖12顯示了通過將前述處理操作反映到DSP 100的內(nèi)部結構所獲得的結構的視圖。
換言之，在FFT處理單元103中獲得通過將FFT運算處理單元設置為M個擴展碼周期獲得的FFT結果R(K)。FFT結果R(K)存儲在存儲器104中。讀出結果被偏移，并且FFT結果從存儲器104中讀出。該FFT結果被提供給乘法單元105，然后與來自存儲器108的擴展碼c(n)的FFT結果相乘。
在第三實施例的情況下，設置通過乘單元105獲得的相關函數(shù)F(K)，以滿足圖23的表達式(8)。在表達式(8)中，對于k0，f0＝k0fs/MN。
此時，在圖12中，對于通過反向FFT處理單元109獲得的相關函數(shù)f’(n)的峰值，由于R(K)包含M個周期的擴展碼，M個峰值出現(xiàn)在0≤n＜MN的范圍內(nèi)。然而，當檢測到一個擴展碼周期的一個相關點時，就足夠了。因此，以與前述第一和第二實施例類似的方式，只在0≤n＜N的范圍內(nèi)執(zhí)行反向FFT處理單元109中的計算。沒有必要執(zhí)行N≤n＜MN范圍內(nèi)的計算。
如上所述，根據(jù)第三實施例，接收信號r(n)的FFT提高，提高的量為一個擴展碼周期的FFT的M倍。因此，可以提高相關點的檢測靈敏度，即接收靈敏度。
在第三實施例中，當對與各衛(wèi)星對應的擴展碼進行FFT并將FFT結果存儲在存儲器中時，可以省略在接收到每個衛(wèi)星信號時的擴展碼c(n)的FFT的計算。
第四實施例在前述第三實施例中，對與擴展碼的M(M＞1)個周期對應的接收信號r(n)進行FFT過程。因此，可以搜索未知載波頻率并且提高接收靈敏度。然而，數(shù)據(jù)采樣的個數(shù)增加到MN個，即將一個擴展碼周期的數(shù)據(jù)采用數(shù)N提高M倍。因此，F(xiàn)FT的計算時間被延展，圖12中的存儲器104的容量增加。根據(jù)第四實施例，克服了有關存儲器容量的缺陷。
如圖11所示，在將M(M＞1)個擴展碼周期設置為FFT處理單元的情況下，F(xiàn)FT結果R(K)中的頻率分量每隔M出現(xiàn)一次。因此，不需要每隔M存在的頻率分量間的分量。
將FFT結果R(K)分到M個組中，即R(ix M)，R(ix M+1)，R(ix M+2)，...，和R(ix M+M-1)(0≤j＜N)。圖13到16分別顯示在將FFT結果分成M＝4組時的分解頻譜。盡管載波頻率未知，但M組之一具有作為相關檢測目標的GPS信號的能量。圖13到16中的示例顯示圖13中的組R(ix M)包括接收信號的頻率分量，其它三個分解頻譜包括噪聲。
在實際信號中，對于載波頻率k0，從嚴格意義上講，k’不等于k0。例如，當k0存在于k0’和k0’+1之間時，在k’＝k0’和k’＝k0’+1處都檢測相關。k0’和k0’+1中哪一個接近k0就表示大的相關。
在FFT結果R(K)被分為如上所述的M組的情況下，當M是2的冪時，就FFT計算過程的特性而言，每個組可以單獨計算。
圖17是八個數(shù)據(jù)g(0)到g(7)的FFT計算的信號流視圖。當圖17中的FFT結果G(k)被分組，以便每四個周期選擇數(shù)據(jù)時，獲得四組(G(0)，G(4))，(G(1)，G(5))，(G(2)，G(6))，和(G(3)，G(7))。當討論(G(0)，G(4))這一組時，應當理解，通過計算圖18所示的部分可以獲得該組。使用類似的計算結構可以獲得其他組(G(1)，G(5))，(G(2)，G(6))，和(G(3)，G(7))。
下面將檢查四組數(shù)據(jù)中的每個組。首先，計算(G(0)，G(4))。當檢查該組時，存儲(G(0)，G(4))的存儲器被清空，并且下一組被處理。類似地處理組(G(1)，G(5))，(G(2)，G(6))，和(G(3)，G(7))，以便順序地計算每個組，然后檢查，之后，存儲相應組的存儲器被清空。因此，可將存儲器容量降低到同時獲得G(0)到G(7)的FFT結果的情形的1/4。在將多個數(shù)據(jù)分為M個組并計算每個組的情況下，乘法的次數(shù)與同時對所有多個數(shù)據(jù)進行FFT計算的情況相同。
當M是2的冪時，可以將與上例中相同的運算應用于R(ix M)，R(ix M+1)，R(ix M+2)，...，和R(ix M+M-1)。存儲FFT結果的存儲器的容量可以減小到MN的1/M，即N。在以如下順序檢測R(ix M)，R(ix M+1)，R(ix M+2)，...，和R(ix M+M-1)中的相關的操作中，如果可以在任何組中檢測到相關點，則沒有必要檢查其它剩余的組。因此，可以期待，與在其中每隔M個擴展碼周期同時對接收信號進行FFT并隨后檢測相關點的情況相比，處理時間變短。
圖19和20顯示了根據(jù)上述第四實施例的擴展碼同步和載波同步。在圖19和20的示例中，為了減小FFT的次數(shù)，搜索每個FFT組的載波頻率，以便對作為對象的所有衛(wèi)星執(zhí)行相關檢測。圖19和20的流程圖對應于DSP 100中的軟件操作。
首先，初始化關于R(K)的分組數(shù)的變量j(0≤j≤M)(步驟S21)。隨后，由A/D轉換單元101轉換成數(shù)字信號的接收信號作為信號r(n)存儲在存儲器102中(步驟S22)。然后，由FFT處理單元103對信號r(n)進行FFT。FFT結果R(K)(k＝ix M+j)存儲在存儲器104中(步驟23)。隨后，在存儲器108中設置與從其接收信號的GPS衛(wèi)星對應的擴展碼的FFT結構C(k)(步驟24)。
然后，基于例如過去數(shù)據(jù)確定存儲器104中接收信號r(n)的FFT結果R(k)的讀出地址的偏移量的初始值k0’(步驟S25)。確定的初始值k0’被設置為存儲器104中FFT結果的讀出地址的偏移量k’，并且將偏移控制的改變次數(shù)m設置為一個初始值(m＝0)(步驟S26)。
然后，從存儲器104中讀取接收信號r(n)的FFT結果R(k)，以便使讀出地址偏移k’(步驟S27)。用擴展碼的FFT結果乘以讀出FFT結果R(k-k’)，以獲得相關函數(shù)F’(k)(步驟S28)。
然后，對相關函數(shù)F’(k)進行反向FFT，以獲得時域函數(shù)f’(n)(步驟S29)。獲得函數(shù)f’(n)的峰值f’(np)(步驟S30)。確定峰值f’(np)是否大于預設閾值fth(步驟S31)。
在步驟S31中，如果確定峰值f’(np)小于或等于預設閾值fth，則不能檢測該相關點。然后，確定偏移控制中的改變次數(shù)m是否小于預設最大值(mmax)(步驟S32)。當確定偏移控制中的改變次數(shù)m小于預設最大值mmax時，將偏移控制中的改變次數(shù)m增大1(m＝m+1)，并且設置新偏移量k’以便k’＝k’+(-1)mxm(步驟S33)。操作返回步驟S27。重復步驟S27的前述過程以及后續(xù)過程。
在步驟S32中，如果確定偏移控制中的改變次數(shù)m大于或等于預設最大值mmax，確定是否關于所有衛(wèi)星的前述擴展碼同步搜索過程均已結束(步驟S36)。當確定已經(jīng)結束關于所有衛(wèi)星的擴展碼同步搜索過程，則確定變量j是否小于最大值M(步驟S38)。當變量j小于最大值M時，增加變量j(步驟39)。此后，操作返回步驟S23，并重復步驟S23的過程以及后續(xù)過程。
在步驟S38中，當確定變量j大于或等于最大值M時，搜索操作結束(步驟40)。
在步驟S36中，當確定還有未執(zhí)行擴展碼同步搜索過程的衛(wèi)星時，選擇下一個要進行擴展碼同步搜索過程的衛(wèi)星并將擴展碼改變?yōu)樵谒x的衛(wèi)星中使用的擴展碼c(n)(步驟S37)。操作返回步驟S24。執(zhí)行步驟S24的前述過程以及后續(xù)過程。
在步驟S31，如果確定峰值f’(np)大于預設閾值fth，則檢測獲得峰值f’(np)的離散時間(擴展碼的相位)np，作為相關點。將存儲器104中的FFT結果R(k)的讀出地址的偏移量的初始值k0’重置為該時刻的偏移量k’(步驟S34)。
確定檢測到的相關點np是否是第四個點(步驟S35)。如果確定它是第四個點，操作轉移到計算接收機位置的過程和跟蹤過程。根據(jù)由其獲得在步驟S34檢測到的相關點np的偏移量k’，可以消除相對于正在接收的GPS衛(wèi)星的多普勒頻移量以及GPS接收機的振蕩頻率中的誤差。
在步驟35，如果檢測到的相關點np小于第四點，操作過程返回步驟S36，執(zhí)行步驟S36中的前述過程以及后續(xù)過程。
若如第一實施例載波頻率已知的情形，計算對應的結果R(ixM)，R(ix M+1)，R(ix M+2)，...，和R(ix M+M-1)。因此，可以類似地使用用于利用包括多個擴展碼周期的時間作為一個單位對接收信號執(zhí)行FFT的方法。
根據(jù)上述第一到第四實施例，在用于GPS接收機中的擴展碼和載波獲得的方法中，可以期待，與使用作為常規(guī)技術的滑動相關器(滑動相關器通常就要求長時間)相比，利用高速DSP顯著減少處理時間。
在上述實施例中，本發(fā)明適用于使用來自GSP衛(wèi)星的接收信號的情況。本發(fā)明不局限于使用來自GPS衛(wèi)星的接收信號的情況。本發(fā)明適用于用接收信號執(zhí)行擴展碼和載波獲得的所有情況，其中載波用通過用擴展碼對數(shù)據(jù)進行頻譜擴展所獲得的信號進行調(diào)制。
如上所述，根據(jù)本發(fā)明，在使用FFT的數(shù)字匹配濾波過程中，不執(zhí)行時域中的與振蕩器的相乘。當用擴展碼的FFT結果乘以接收信號的FFT結果時，偏移它們中任何一個的FFT結果。在簡單的方式中，可以去除載波分量。
使用用于將多個擴展碼周期用作一個處理單位對接收信號執(zhí)行FFT的方法。因此，提高了接收靈敏度。有利的是，與為了搜索載波頻率目的在時域中對信號累計相加的方法相比，可以容易地搜索載波頻率。由于提高了接收靈敏度，可以期待天線的小型化以及接收區(qū)域的擴大。
作為常規(guī)技術的滑動相關器通常要求長時間，才能獲得同步。根據(jù)本發(fā)明，可以使用高速DSP顯著縮短處理時間。因此，其優(yōu)勢是提高對GPS接收機的響應。
權利要求
1.一種擴頻信號解調(diào)方法，包括如下步驟對接收信號執(zhí)行快速傅立葉變換，其中載波波形用通過用擴展碼對數(shù)據(jù)進行頻譜擴展獲得的信號進行調(diào)制，并且隨后在一個第一存儲器中存儲快速傅立葉變換的結果；讀取存儲在第一存儲器中的接收信號的快速傅立葉變換結果和擴展碼的快速傅立葉變換結果，該結果存儲在第二存儲器中，并且使它們相乘以檢測接收信號和擴展碼之間的相關；使接收信號的快速傅立葉變換結果或者擴展碼的快速傅立葉變換結果的讀出地址果偏移一個與接收信號的載波頻率相對應的量，并且隨后從第一或第二存儲器讀取快速傅立葉變換結果；以及對相乘的結果執(zhí)行反向快速傅立葉變換，以檢測接收信號與擴展碼之間的相關點。
2.根據(jù)權利要求1所述的擴頻信號解調(diào)方法，其中接收信號的載波頻率在接收機中已知，該讀出地址被偏移一個與已知的載波頻率相對應的量，然后從第一或第二存儲器中讀取快速傅立葉變換結果。
3.一種擴頻信號解調(diào)方法，包括如下步驟對接收信號執(zhí)行快速傅立葉變換，其中載波波形用通過用擴展碼對數(shù)據(jù)進行頻譜擴展獲得的信號進行調(diào)制，并且隨后在一個第一存儲器中存儲快速傅立葉變換的結果；使從第一存儲器讀出的接收信號的快速傅立葉變換結果與擴展碼的快速傅立葉變換結果相乘，該結果從第二存儲器讀出；對相乘的結果執(zhí)行反向快速傅立葉變換，以獲得接收信號與擴展碼之間的相關檢測輸出；以及確定相關的峰值，同時根據(jù)相關檢測輸出偏移控制在第一存儲器或第二存儲器中的接收信號的快速傅立葉變換結果或擴展碼的快速傅立葉變換結果的讀出地址，以檢測接收信號與擴展碼之間的相關點。
4.根據(jù)權利要求1或3所述的擴頻信號解調(diào)方法，其中每隔M個擴展碼周期(M是2的冪，大于或等于2)執(zhí)行一次接收信號的快速傅立葉變換和擴展碼的快速傅立葉變換。
5.根據(jù)權利要求4所述的擴頻信號解調(diào)方法，其中在接收信號的快速傅立葉變換中，不同時計算接收信號的整個頻率分量，該快速傅立葉變換被分為L次(L是大于等于2的整數(shù))，以便快速傅立葉變換中的相同計算結構分量被設置為一個單元，并且每隔1/L執(zhí)行一次接收信號的快速傅立葉變換。
6.一種擴頻信號解調(diào)裝置，包括快速傅立葉變換裝置，用于對接收信號執(zhí)行快速傅立葉變換，其中載波波形用通過用擴展碼對數(shù)據(jù)進行頻譜擴展獲得的信號進行調(diào)制，一個第一存儲器，用于存儲通過快速傅立葉變換裝置獲得的接收信號的快速傅立葉變換的結果；一個第二存儲器，用于存儲接收信號中使用的擴展碼的快速傅立葉變換的結果；乘法裝置，用于用從第二存儲器讀取的擴展碼的快速傅立葉變換結果乘以從第一存儲器中讀取的接收信號的快速傅立葉變換結果；存儲器控制裝置，用于使接收信號的快速傅立葉變換結果或者擴展碼的快速傅立葉變換結果的讀出地址果偏移一個與接收信號的載波頻率相對應的量，并且隨后從第一存儲器或第二存儲器讀取快速傅立葉變換結果；反向快速傅立葉變換裝置，用于對通過乘法裝置獲得的相乘的結果執(zhí)行反向快速傅立葉變換，以獲得接收信號與擴展碼之間的相關檢測輸出；以及用于根據(jù)通過反向快速傅立葉變換裝置獲得的相關檢測輸出搜索接收信號與擴展碼之間的相關的峰值以檢測接收信號與擴展碼之間的相關點的裝置。
7.根據(jù)權利要求6所述的擴頻信號解調(diào)裝置，其中存儲器控制裝置將該讀出地址偏移一個與接收信號的載波頻率相對應的量，載波頻率被提供為一個已知值，然后從第一存儲器或第二存儲器中讀取快速傅立葉變換結果。
8.一種擴頻信號解調(diào)裝置，包括快速傅立葉變換裝置，用于對接收信號執(zhí)行快速傅立葉變換，其中載波波形用通過用擴展碼對數(shù)據(jù)進行頻譜擴展獲得的信號進行調(diào)制；一個第一存儲器，用于存儲通過快速傅立葉變換裝置獲得的接收信號的快速傅立葉變換的結果；一個第二存儲器，用于存儲接收信號中使用的擴展碼的快速傅立葉變換的結果；乘法裝置，用于用從第二存儲器讀取的擴展碼的快速傅立葉變換結果乘以從第一存儲器中讀取的接收信號的快速傅立葉變換結果；反向快速傅立葉變換裝置，用于對通過乘法裝置獲得的相乘的結果執(zhí)行反向快速傅立葉變換，以獲得接收信號與擴展碼之間的相關檢測輸出；以及用于確定相關的峰值，同時根據(jù)通過反向快速傅立葉變換裝置獲得的相關檢測輸出偏移控制在第一存儲器或第二存儲器中的接收信號的快速傅立葉變換結果或擴展碼的快速傅立葉變換結果的讀出地址，以檢測接收信號與擴展碼之間的相關的裝置。
9.根據(jù)權利要求6或8所述的擴頻信號解調(diào)裝置，其中每隔M個擴展碼周期(M是2的冪，大于或等于2)執(zhí)行一次接收信號的快速傅立葉變換和擴展碼的快速傅立葉變換。
10.根據(jù)權利要求9所述的擴頻信號解調(diào)裝置，其中接收信號的快速傅立葉變換被分為L次(L是大于等于2的整數(shù))，以便快速傅立葉變換中的相同計算結構分量被設置為一個單元，并且每隔1/L執(zhí)行一次接收信號的快速傅立葉變換。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種擴頻信號解調(diào)方法，其中使用相對簡單的結構、以高速度執(zhí)行擴展碼同步和載波同步獲得。對一個接收信號執(zhí)行FFT，其中該接收信號的載波波形用通過用擴展碼對數(shù)據(jù)進行頻譜擴展獲得的信號進行調(diào)制，并且在一個第一存儲器中存儲FFT的結果。讀取存儲在第一存儲器中的接收信號的FFT結果和擴展碼的FFT的結果，該結果存儲在第二存儲器中，并且使所述結果相乘以檢測接收信號和擴展碼之間的相關。在相關檢測過程中，使接收信號的FFT結果或者擴展碼的FFT結果的讀出地址果偏移一個與接收信號的載波頻率相對應的量，并且從第一或第二存儲器讀取FFT結果。對相乘的結果執(zhí)行反向FFT，以檢測接收信號與擴展碼之間的相關點。
文檔編號H04B1/707GK1465141SQ02802219
公開日2003年12月31日 申請日期2002年6月24日 優(yōu)先權日2001年6月25日
發(fā)明者田中勝之 申請人:索尼株式會社