專利名稱：多編碼的多發(fā)射與接收天線系統(tǒng)的無線通信裝置和方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種用于利用多編碼的多發(fā)射與接收天線系統(tǒng)的無線通信裝置和方法，特別地涉及一種能夠依據(jù)發(fā)射信號(hào)分配發(fā)射功率的裝置和方法。
背景技術(shù)：
通常，貝爾實(shí)驗(yàn)室分層的時(shí)空系統(tǒng)(BLAST)使用多發(fā)射-接收天線。BLAST系統(tǒng)在接收端使用適當(dāng)?shù)男盘?hào)處理來改善頻譜效率。換句話說，通過在使用發(fā)射/接收天線之間相互之間獨(dú)立的信道的純散射(rich-scattering)無線信道環(huán)境下從多發(fā)射/接收天線傳送獨(dú)立的子流(sub-stream)來實(shí)現(xiàn)高數(shù)據(jù)速率。根據(jù)信道狀態(tài)，來自每個(gè)發(fā)射天線的每個(gè)發(fā)射信號(hào)以預(yù)定的次序被檢測(cè)，并且當(dāng)檢測(cè)下一個(gè)發(fā)射信號(hào)時(shí)，通過其中從接收的信號(hào)中減去相應(yīng)的成分的連續(xù)干擾消除(SIC)處理來處理已經(jīng)檢測(cè)到的發(fā)射信號(hào)。這里，在BLAST系統(tǒng)中，通過獨(dú)立地編碼子流來大大地簡(jiǎn)化信號(hào)處理的方案是垂直BLAST(V-BLAST)。
同時(shí)，多編碼CDMA系統(tǒng)已經(jīng)被建議來作為具有高和可變的數(shù)據(jù)速率的傳輸方案。這里，根據(jù)多編碼CDMA系統(tǒng)的基本概念，某一用戶的數(shù)據(jù)被分成幾個(gè)流并且通過將正交碼分配到每個(gè)流被并行傳送。因此，在需要高數(shù)據(jù)速率的下一代移動(dòng)通信系統(tǒng)中，使用多編碼CDMA傳輸模式的V-BLAST系統(tǒng)被期待為重要的電信系統(tǒng)。
迄今執(zhí)行的V-BLAST系統(tǒng)的接收模式和性能分析已經(jīng)被使用在平坦頻率衰落信道環(huán)境下，即，基于傳播延遲持續(xù)時(shí)間遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于碼元持續(xù)時(shí)間的假設(shè)。然而，在具有傳播延遲的平坦頻率衰落信道環(huán)境下信號(hào)會(huì)嚴(yán)重失真。在碼元持續(xù)時(shí)間非常短的高速數(shù)據(jù)電信環(huán)境下，這個(gè)現(xiàn)象是一個(gè)更為嚴(yán)重的問題。因此，在頻率選擇性衰落信道環(huán)境下，雖然多編碼V-BLAST系統(tǒng)使用了正交編碼，但是在編碼之間出現(xiàn)干擾也是不可避免的。因此，消除編碼之間產(chǎn)生的干擾是必要的。
為了消除編碼之間的相關(guān)性，常規(guī)的方法使用了一種CDMA系統(tǒng)中使用的分組檢測(cè)技術(shù)。然而，在通過分組檢測(cè)技術(shù)反轉(zhuǎn)用于分組去相關(guān)檢波器的矩陣時(shí)所需要的矩陣的最大維數(shù)等于將天線的數(shù)量乘以編碼數(shù)量之后得到的數(shù)量。因此，當(dāng)使用的編碼的數(shù)量增加時(shí)，計(jì)算總量顯著增加，并且當(dāng)應(yīng)用到真實(shí)的系統(tǒng)時(shí)，分組檢測(cè)技術(shù)將會(huì)遇到嚴(yán)重問題。
傳統(tǒng)的技術(shù)也包括通過利用單個(gè)發(fā)射-接收天線的多編碼系統(tǒng)中的并行干擾消除方案來消除多編碼干擾(MCI)的技術(shù)。然而，由于該技術(shù)必須同時(shí)地處理相對(duì)于所有編碼解擴(kuò)的接收信號(hào)，所以該技術(shù)具有硬件復(fù)雜性與編碼數(shù)量成比例地增加的問題。另一方面，由于SIC方案依次單獨(dú)地處理每個(gè)編碼的每個(gè)接收信號(hào)，所以與并行干擾消除(PIC)方案相比，SIC方案具有相對(duì)低的硬件復(fù)雜性。
同時(shí)，根據(jù)多編碼系統(tǒng)的特性，對(duì)應(yīng)于每個(gè)編碼的所有發(fā)射信號(hào)通過相同信道到達(dá)接收端。在這里，在解擴(kuò)發(fā)射信號(hào)后，由于編碼的相關(guān)值之間的差值，能夠存在接收功率差。然而，在多編碼系統(tǒng)中，接收功率的強(qiáng)度相對(duì)于所有編碼很少存在。這是異于上行鏈路多用戶CDMA環(huán)境的特性。通常，在SIC方案中，具有最大強(qiáng)度的信號(hào)首先被檢測(cè)，從而可靠性增加。因此，如果SIC方案被使用以減輕MCI，通過傳統(tǒng)的SIC方案使用的依次檢測(cè)處理將具有可以忽略的效果。因此，克服由SIC模式引起的連續(xù)MCI消除方法的性能限制是必需的。

發(fā)明內(nèi)容
因此，已經(jīng)做出本發(fā)明來解決傳統(tǒng)系統(tǒng)中發(fā)生的上述問題，并且本發(fā)明的第一目的是通過提出用于多編碼V-BLAST系統(tǒng)的性能改善的有效方法來提供一種在需要高速數(shù)據(jù)速率的下一代移動(dòng)電信中的基本技術(shù)。
本發(fā)明的第二個(gè)目的是提供一種用于多編碼V-BLAST系統(tǒng)的有效檢測(cè)算法和在頻率選擇性衰落(frequency-selective fading)信道環(huán)境下用于該檢測(cè)算法的發(fā)射功率分配方法。
本發(fā)明的第三目的是通過利用已建議的檢測(cè)算法來提供一種編碼領(lǐng)域和天線領(lǐng)域中的連續(xù)干擾消除(SIC)以便連續(xù)地執(zhí)行相對(duì)于多編碼干擾(MCI)的消除。
本發(fā)明的第四個(gè)目的是提供一種適用于檢測(cè)算法的有效的發(fā)射功率分配方法。
為了實(shí)現(xiàn)這些目的，提供了一種在包括M個(gè)發(fā)射天線和N個(gè)接收天線的多編碼多天線系統(tǒng)的接收機(jī)中用于分配發(fā)射功率的方法，該方法使用K個(gè)擴(kuò)頻碼來區(qū)分信道，該方法包括步驟通過利用組合信道信號(hào)的功率對(duì)噪聲功率的比值(γ)來確定擴(kuò)頻碼之中彼此相鄰的兩個(gè)擴(kuò)頻碼的發(fā)射功率之間的功率比 并將所確定的功率比值(γ)發(fā)送到發(fā)射機(jī)，其中功率比值(γ)與組合信道信號(hào)的功率成正比，與噪聲功率成反比，并且被確定為具有在0和1之間的范圍內(nèi)的值。
還提供了一種在包括M個(gè)發(fā)射天線和N個(gè)接收天線的多編碼多天線系統(tǒng)的發(fā)射機(jī)中用于分配發(fā)射功率的方法，該方法使用K個(gè)擴(kuò)頻碼來區(qū)分信道，該方法包括步驟接收將要分配給兩個(gè)連續(xù)擴(kuò)頻碼中的每一個(gè)的發(fā)射功率(Pk，Pk+1)之間的功率比值(γ)，來作為從接收機(jī)發(fā)送的反饋信息，并通過把功率比值(γ)和總發(fā)射功率(PT)代入方程式Pk=(1-γ1-γkPT)γk-1,k=1,2,...K]]>中，來根據(jù)K個(gè)擴(kuò)頻碼分配發(fā)射功率(Pk)。
還提供一種在包括M個(gè)發(fā)射天線和N個(gè)接收天線的多編碼多天線系統(tǒng)中用于分配發(fā)射功率的方法，該方法使用K個(gè)擴(kuò)頻碼來區(qū)分信道，該方法包括步驟確定功率比值(γ)，使得在通過M個(gè)發(fā)射天線發(fā)送的K個(gè)信道之中，每個(gè)信道的信噪比已經(jīng)被測(cè)量，與具有較低信噪比的信道相比，將較高的功率分配給具有較高信噪比的信道；通過利用功率比值(γ)來將總發(fā)射功率(PT)劃分成與K個(gè)信道的每個(gè)相對(duì)應(yīng)的發(fā)射功率；以及將根據(jù)K個(gè)信道來劃分的發(fā)射功率分發(fā)到M個(gè)天線中的每一個(gè)上。


從下面結(jié)合附圖的詳細(xì)描述中本發(fā)明的上述和其它目標(biāo)、特征和優(yōu)點(diǎn)將變得更加清楚，其中圖1是舉例說明根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例的無線通信系統(tǒng)的方框圖；圖2是舉例說明具有圖1中所示的接收機(jī)結(jié)構(gòu)的V-BLAST檢測(cè)部分的連續(xù)MCI消除的詳細(xì)方框圖；圖3是示出信號(hào)處理過程的流程圖；圖4舉例說明發(fā)射功率分配的整個(gè)結(jié)構(gòu)；和圖5是示出根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例的示例性模擬結(jié)果的曲線圖。
具體實(shí)施例方式
在下文中，將參考附圖詳細(xì)描述本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例。注意圖中相同的或相似的部件由相同的標(biāo)號(hào)來指定，盡管它們?cè)诓煌膱D中被示出。在本發(fā)明的下面的描述中，當(dāng)它可以使本發(fā)明的主題不清楚時(shí)，這里所引入的已知功能和配置的詳細(xì)描述將被省略。
A.綜述在頻率選擇性衰落信道環(huán)境下用于多編碼V-BLAST系統(tǒng)的有效檢測(cè)算法和用于該檢測(cè)算法的發(fā)射功率分配方法現(xiàn)在將被詳細(xì)描述。特別地，根據(jù)本發(fā)明建議的檢測(cè)算法使用了一種用于連續(xù)地消除多編碼干擾(MCI)的方法。因此，連續(xù)地干擾消除(SIC)在編碼領(lǐng)域和空間領(lǐng)域也被使用。適用于這樣的檢測(cè)算法的有效的發(fā)射功率分配也被描述。因此，利用這種適用于這樣的檢測(cè)算法的有效的發(fā)射功率分配來計(jì)算分配給每個(gè)編碼的發(fā)射功率。這里，發(fā)射功率被確定為某個(gè)編碼信號(hào)的功率對(duì)下一個(gè)編碼信號(hào)的功率的簡(jiǎn)單比值。同樣，基于所計(jì)算的編碼發(fā)射功率來分配發(fā)射功率給每個(gè)發(fā)射天線。如上所述，在接收端計(jì)算的發(fā)射功率被通過反饋信道反饋到發(fā)射端。
另外，基于充分反映碼間所有相關(guān)性的方程式，根據(jù)本發(fā)明的檢測(cè)算法提供適用于V-BLAST系統(tǒng)的相對(duì)于傳播延遲如碼片時(shí)間單元一樣長(zhǎng)的時(shí)間周期的接收信號(hào)的信號(hào)處理。換句話說，基于通過附加的虛擬接收天線接收到經(jīng)由各種多路徑得到的瑞克指針(rake finger)的輸出信號(hào)的假設(shè)，通過特定天線執(zhí)行V-BLAST檢測(cè)算法。換句話說，這是當(dāng)在CDMA方法中可得到的多路徑分集被看作虛擬接收天線分集時(shí)所得到的結(jié)果。同樣，當(dāng)在編碼領(lǐng)域中檢測(cè)發(fā)射信號(hào)時(shí)，一種簡(jiǎn)單的SIC方案被使用以便顯著地降低整個(gè)系統(tǒng)的復(fù)雜性并預(yù)防由于MCI所引起的性能惡化。也就是說，通過當(dāng)將矩陣反轉(zhuǎn)(invert)為與編碼相對(duì)應(yīng)的獨(dú)立發(fā)送數(shù)據(jù)的數(shù)目，即，與多編碼的數(shù)目的增加無關(guān)的發(fā)送天線的數(shù)目時(shí)恒定地維持矩陣維數(shù)，簡(jiǎn)單的SIC方案避免了由“并行干擾消除(PIC)”方案所引起的增加硬件復(fù)雜性的問題，以及當(dāng)使用傳統(tǒng)的分組去相關(guān)檢測(cè)器時(shí)所引起的增加計(jì)算總量的問題。所建議的算法在編碼領(lǐng)域以及天線領(lǐng)域中使用SIC方法。
同樣，建議了適用于這樣一種檢測(cè)算法的有效的發(fā)射功率分配方法。為此，計(jì)算分配給每個(gè)編碼的發(fā)射功率。這個(gè)發(fā)射功率被確定為某個(gè)編碼信號(hào)的功率對(duì)下一個(gè)編碼信號(hào)的功率的簡(jiǎn)單比值。這時(shí)，大量功率被以在發(fā)射/接收端之間的預(yù)定次序分配給第一檢測(cè)編碼信號(hào)，而不必執(zhí)行每個(gè)編碼的檢測(cè)排序。在由于第一檢測(cè)編碼信號(hào)包括多個(gè)干擾信號(hào)而信號(hào)干擾噪聲比(SINR)較低的假設(shè)的基礎(chǔ)上，這被執(zhí)行以便改善整個(gè)系統(tǒng)的性能，這樣整個(gè)系統(tǒng)的性能大大降低。另外，當(dāng)從所檢測(cè)的信號(hào)中減去下一個(gè)檢測(cè)發(fā)射信號(hào)以便執(zhí)行這樣的發(fā)射功率分配時(shí)，有效地預(yù)防由誤差傳播所引起的性能降低是可能的。當(dāng)在傳統(tǒng)的SIC方案中執(zhí)行檢測(cè)排序時(shí)，這些現(xiàn)象對(duì)應(yīng)于諸如性能改善的效果。因此，如上所述，通過在性能不能被改善的編碼領(lǐng)域中使用簡(jiǎn)單的發(fā)射功率分配和省略復(fù)雜的檢測(cè)排序處理就能有效地改善性能。如上所述，與在接收端所計(jì)算的發(fā)射功率有關(guān)的信息通過反饋信道被反饋到發(fā)射端。
B.系統(tǒng)和信道模型圖1是舉例說明根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例的無線通信系統(tǒng)的方框圖。在圖1中所示的系統(tǒng)中，假設(shè)多發(fā)射/接收天線系統(tǒng)使用K個(gè)擴(kuò)頻碼、M個(gè)發(fā)射天線以及N個(gè)接收天線。首先，數(shù)據(jù)輸入流通過串行至并行轉(zhuǎn)換器被劃分成K×M個(gè)并行子流。每個(gè)發(fā)射天線通過將K個(gè)子流乘以相互不同的擴(kuò)頻碼，并接著把所得結(jié)果求和來產(chǎn)生傳輸信號(hào)。
結(jié)果是，在碼元持續(xù)時(shí)間內(nèi)，在第m個(gè)發(fā)射天線中利用第K個(gè)擴(kuò)頻碼來產(chǎn)生的發(fā)射信號(hào)的復(fù)合基帶當(dāng)量(equivalent)能夠以下列方程式1來表示sm(t)=Σk=1KPk,mdk,mck(t),0≤t≤T]]>Pk，m在第m個(gè)發(fā)射天線處的第K個(gè)編碼的發(fā)射功率；dk，m在第m個(gè)發(fā)射天線處的第K個(gè)編碼的數(shù)據(jù)碼元；ck(t)第K個(gè)編碼的矩形擴(kuò)頻波形(spreading waveform)，其取值為±1，并被定義在0≤t≤T內(nèi)；T數(shù)據(jù)碼元持續(xù)時(shí)間。
……(1)M總的發(fā)射天線的數(shù)量在方程式1中，ck(t)由下面的方程式2來定義ck(t)=Σi=0G-1ck,iψ(t-iTc),k=1,2,...,K---(2)]]>這里G＝T/Tc是擴(kuò)頻增益，Tc是碼片持續(xù)時(shí)間，ck，i是第k個(gè)編碼的第i個(gè)碼片，以及Ψ(t)是被假設(shè)為矩形的碼片脈沖形狀，即對(duì)于0≤t≤Tc是1，否則是0。碼片序列{ck，i}被假設(shè)為復(fù)合擴(kuò)頻序列(spreading sequence)，并由ck,i=ck,i(I)+jck,i(Q)]]>給定，這里{ck，i(I)}和{ck，i(Q)}以相等的概率取 和 的隨機(jī)值。此外，對(duì)于所有K，{ck，i}相互正交，即對(duì)于k1≠k2,Σi=0G-1ck1,ick2,i*=0,]]>這里上標(biāo)*表示復(fù)共扼。
同樣，對(duì)應(yīng)于第k個(gè)編碼的所有發(fā)射天線的發(fā)射功率的總和被稱之為Pk，以及所有編碼的發(fā)射功率的總和被表示為Pt。也就是說，Pk和Pt分別由Σm=1MPk,m=pk]]>和Σk=1Kpk=PT]]>表示。
假設(shè)特定發(fā)射天線和特定接收天線之間的信道模型是頻率選擇性瑞利衰落信道。基于抽頭的延遲線多路徑信道模型，從第m個(gè)發(fā)射天線到第p個(gè)接收天線的復(fù)合信道脈沖響應(yīng)能夠由下面的方程式3來表示hp,m(t)=Σl=0L-1hp,m,lδ(t-lTc).---(3)]]>這里L(fēng)對(duì)應(yīng)于分解的多路徑部件的數(shù)量，以及Tc是指擴(kuò)頻碼的碼片持續(xù)時(shí)間。所有的hp，m，l被假設(shè)為具有零均值的高斯隨機(jī)變量，他們是等同分布的并獨(dú)立于所有p和m。同樣，hp，m，l被假設(shè)獨(dú)立于所有的l并且根據(jù)指數(shù)型多路徑強(qiáng)度曲線(profile)被確定。換句話說，通過方程式 來確定hp，m，l，這里l由0，1，，l-1來定義，E[·]表示指數(shù)，參數(shù)δ表示平均路徑功率的指數(shù)型衰減率。同時(shí)，假設(shè)多路徑延遲擴(kuò)散(spread)遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于碼元持續(xù)時(shí)間，這樣碼間干擾的影響可忽略。假設(shè)在碼元持續(xù)時(shí)間期間內(nèi)信道信息沒有被改變。同樣，假設(shè)接收端準(zhǔn)確地測(cè)量和了解檢測(cè)算法所需要的信道信息。
此時(shí)，在第p個(gè)接收天線中接收的信號(hào)能夠由下面的方程式4來表示rp(t)=Σm=1MΣl=0L-1hp,m,lsm(t-lTc)+wp(t)]]>=Σk=1KΣm=1MΣl=0L-1Pk,mhp,m,ldk,mck(t-lTc)+wp(t),p=1,2,...,N,---(4)]]>這里wp(t)對(duì)應(yīng)于具有在具有單側(cè)功率頻譜密度σ2的第p個(gè)接收天線處的零均值的附加高斯白噪聲(AWGN)。
這種在每個(gè)接收天線處所接收的信號(hào)通過建議的具有V-BLAST檢測(cè)的連續(xù)MCI消除方法被處理。結(jié)果，發(fā)射數(shù)據(jù)被估算。
C.檢測(cè)處理在下文中，將描述用于多編碼V-BLAST系統(tǒng)的連續(xù)MCI消除方案。為此，特定編碼的相關(guān)器集的輸出信號(hào)由沒有連續(xù)的MCI消除的方程式來表示，它為下面關(guān)于用于連續(xù)的MCI消除的檢測(cè)算法的描述提供基礎(chǔ)。
假設(shè)每個(gè)接收天線具有用于檢測(cè)對(duì)應(yīng)于每個(gè)多路徑的接收信號(hào)的瑞克接收機(jī)(Rake receiver)結(jié)構(gòu)。這時(shí)，為了檢測(cè)對(duì)應(yīng)于第k0個(gè)的子流，在每個(gè)接收天線允許接收的信號(hào)穿過對(duì)應(yīng)于第k0個(gè)的相關(guān)器集的假設(shè)上，計(jì)算對(duì)應(yīng)于該相關(guān)器集的輸出的復(fù)合基帶接收信號(hào)。對(duì)于這個(gè)計(jì)算，在第p個(gè)接收天線的第l個(gè)瑞克指針處對(duì)應(yīng)于第k0個(gè)編碼的相關(guān)器輸出被表示為zk0，p，l，并由下列方程式5來定義zk0,p,1=∫lTcT+lTcrp(t)ck0*(t-lTc)dt,k0=1,2,...,K,p=1,2,...,N,l=0,1,...,L-1---(5)]]>同樣，由下列方程式6來定義具有彼此之間時(shí)間差為lTc的不一致性的兩個(gè)預(yù)定編碼之間的相關(guān)性Rk0,k(t)=∫-∞+∞ck0(t)ck(t-lTc)dt.---(6)]]>這時(shí)，當(dāng)將第k0個(gè)編碼的所有相關(guān)器輸出定義為和表示為NL×1列向量時(shí)，求出下面的方程式7zk0=[zk0,1,0,zk0,1,1,···,zk0,1,L-1,zk0,2,0,···,zk0,N,L-1]T]]>=Yk0,k0pk0dk0+Σk=1,k≠k0KYk0,kpkdk+nk---(7)]]>這里，上標(biāo)[·]T表示轉(zhuǎn)置(transpose)。Yk0,k=[Yk0,k,1T,Yk0,k,2T,···,Yk0,k,NT]T]]>表示NL×M個(gè)時(shí)空編碼相關(guān)矩陣，這里Yk0，k，p(p＝1，2，...，N)是L×M矩陣，其第i行第j列的元素(Yk0，k，p)i，j是Σl=0L-1hp,j,lRk0,k(l-(i-1)).]]>在這里，方程式7使用的每個(gè)參數(shù)在下面提供的方程式8至方程式12中被定義。
Yk0,k=[Yk0,k,1,Yk0,k,2,···,Yk0,k,N]T,]]> 方程式9
即，(Yk0,k,p)i,j=Σi=0L-1hp,i,lRk0,k(l-(i-1)),l=1,2,...,L,j=1,2,...M---(9)]]>方程式10Pk0=diag(Pk0,1,Pk0,2,···,Pk0,M),---(10)]]>方程式11dk0=[dk0,1,dk0,2,···,dk0,M]T,---(11)]]>方程式12nk0=[nk0,1,0,nk0,1,1,···,nk0,1,L-1,nk0,2,0,···,nk0,N,L-1]T,---(12)]]>在上面描述的這些符號(hào)中的符號(hào)(.)i，j表示第i列第j行的元素，NL×1高斯噪聲向量nk0的預(yù)定元素nk0，p，l由方程式13來定義nk0,p,l=∫TcT+lTcwp(t)ck0(t-lTc)dt.---(13)]]>因此，噪聲向量nk0的協(xié)方差矩陣能夠通過下面的方程式14被求出Rk0noise=E[nk0,nk0H]=σ2diag(R~k0,R~k0,···,R~k0).---(14)]]>方程式14中使用的這些下標(biāo)中的上標(biāo)[·]H表示共扼轉(zhuǎn)置。L×L矩陣Rk0是對(duì)應(yīng)于第k0個(gè)編碼的擴(kuò)頻波形向量的相關(guān)性矩陣并由方程式15來定義R‾k0=∫-∞+∞ck0(t)(ck0(t))Tdt.---(15)]]>這里ck0(t)表示或指信號(hào)向量，其中具有每個(gè)都對(duì)應(yīng)于第k0個(gè)編碼的分量的擴(kuò)頻波形(spreading wave)已經(jīng)被延遲碼片持續(xù)時(shí)間，并由ck0(t)=[ck0(t),ck0(t-Tc),···,ck0(t-(L-1)Tc)]T]]>來定義。同樣，應(yīng)當(dāng)注意從方程式6和方程式15中獲得(R‾k0)i,j=Rk0,k0(|i-j|).]]>在方程式7中，Yk0，k0Pk0dk0部分是數(shù)據(jù)向量dk0想要的信號(hào)部分，以及Σk=1,k≠k0KYk0,kPkdk+nk0]]>部分對(duì)應(yīng)于MCI部分和高斯噪聲部分的總和。這里，Σk=1,k≠k0KYk0,kPkdk+nk0]]>的協(xié)方差矩陣?yán)梅匠淌?6被求出。
E[(Σk=1,k≠k0KYk0,kPkdk+nk0)(Σk′=1,k′≠k0KYk0,k′Pk′dk′+nk0)H]]]>=Σk=1,k≠k0KE[Yk0,kPk(Yk0,kPk)H]+Rk0noise---(16)]]>
當(dāng)求解方程式16時(shí)，使用了方程式 其中下標(biāo)IM×M和OM×M分別表示M×M的單位矩陣和M×M的零矩陣。根據(jù)方程式16的結(jié)果，用于求出導(dǎo)致MCI的協(xié)方差矩陣所需要的Yk0，k矩陣的元素包括信道和不同用戶的擴(kuò)頻碼之間的所有相關(guān)性。雖然能夠求出擴(kuò)頻碼，但是也給出這些信道，以及擴(kuò)頻碼之間的相關(guān)性作為均值被計(jì)算以便更簡(jiǎn)單地計(jì)算相關(guān)性。
通過下面的方程式17來求出相關(guān)性的期望值(Expectation) 這里G指的是擴(kuò)展因子T/Tc。通過利用這個(gè)期望值，對(duì)應(yīng)于矩陣 的第(i′＝L(p-1)+i)列和第(j′＝L(q-1)+j)行的元素(RkMCI)i′，j′利用方程式18被求出(RkMCI)i′,j′=E[Σm=1Mpk,m(Σl=0L-1hp,m,lRk0,k(l-(i-1))Σl′=0L-1hq,m,l′*Rk0,k(l′-(j-1)))]]]> 在下文中，將在上面描述的方程式的基礎(chǔ)上描述用于多編碼V-BLAST系統(tǒng)的連續(xù)MCI消除方案。這里，線性加權(quán)向量使用零強(qiáng)制(ZF)方案。圖2是以接收機(jī)結(jié)構(gòu)的V-BLAST檢測(cè)部分舉例說明連續(xù)的MCI消除的詳細(xì)方框圖，圖3是示出信號(hào)處理過程的流程圖。
步驟1)CD-SIC的初始化(編碼域SIC)k0＝1z~1=z1=Y1,1P1d1+Σk=2KY1,kPkdk+n1]]>步驟2)SD-SIC的初始化(空間域SIC)i＝1z~k0(1)=z~k0]]>Gk0(1)=(Yk0,k0)+]]>
g(1)=argminj(Gk0(1)(Σk=k0+1KRk0,kMCI+Rk0noise)(Gk0(1))H)j,j]]>步驟3)第k0個(gè)編碼的第g(i)個(gè)子流的SD-SICwk0,g(i)=[Gk0(i)]g(i)]]>d^k0,g(i)=Q(wk0,g(i)z~k0(i))]]>z~k0(i+1)=z~k0(i)-Pk0,g(i)d^k0,g(i)⟨Yk0,k0⟩g(i),i<M]]>Gk0(i+1)=(<Yk0,k0>g(i)‾)+,i<M]]>g(i+1)=argminj∉{g(1),...,g(i)}(Gk0(i+1)(Σk=k0+1KRk0,kMCI+Rk0noise)(Gk0(i+1))H)j,j,i<M]]>步驟4)SD-SIC的循環(huán)或終止如果i＜M，則i加1并轉(zhuǎn)到步驟3。
否則，轉(zhuǎn)到步驟5。
步驟5)第(k0+1)個(gè)編碼的子流的CD-SICz~k0+1=z~k0+1=Yk0+1,k0+1Pk0+1dk0+1+Σk=1,k≠k0+1KYk0+1,kPkdk-Σk=1k0Yk0+1,kPkd^k+nk0+1,k0<K]]>步驟6)CD-SIC的循環(huán)或終止如果k0＜K，k0加1并轉(zhuǎn)到步驟2。
否則，終止該檢測(cè)過程。在這里，下標(biāo)(.)+，[.]i，<.>i，<.>g(i)分別表示摩爾彭羅斯偽反(Moore-Penrose pseudo-inverse)，已知矩陣的第i列，已知矩陣的第i行，和已知矩陣的壓縮版本(deflated version)，其中列g(shù)(1)、g(2)、…、g(i)已經(jīng)被減去。下標(biāo)Q(.)表示對(duì)應(yīng)于調(diào)制模式的量化(限幅)操作。
通過這種算法，重復(fù)進(jìn)行的處理是被稱之為內(nèi)循環(huán)的步驟2)和步驟4)，以便使用同樣的編碼來檢測(cè)數(shù)據(jù)碼元，并與傳統(tǒng)的窄帶B-LAST系統(tǒng)的檢測(cè)算法類似。但是，用于計(jì)算偽逆的矩陣Yk0，k0的列數(shù)向上增加到多個(gè)路徑的數(shù)量，并且精確地利用擴(kuò)頻碼(spreading code)之間的所有的相關(guān)性的矩陣被使用。同樣，當(dāng)處理檢測(cè)序列時(shí)，內(nèi)循環(huán)基于MCI計(jì)算SINR。
同時(shí)，無論何時(shí)對(duì)應(yīng)于每個(gè)擴(kuò)頻碼的所有數(shù)據(jù)碼元都通過V-BLAST算法被檢測(cè)，被稱之為外循環(huán)的步驟1)和步驟4)都被重復(fù)進(jìn)行。外循環(huán)計(jì)算對(duì)應(yīng)于新的擴(kuò)頻碼的相關(guān)器集的輸出信號(hào)。外循環(huán)再現(xiàn)已經(jīng)檢測(cè)的擴(kuò)頻碼的數(shù)據(jù)碼元的MCI以便減去該MCI。
D.發(fā)射功率分配在下文中，基于上述的連續(xù)MCI消除算法，將描述用于連續(xù)MCI消除算法的發(fā)射功率分配方案。首先，所有的發(fā)射功率，也就是說，使用同樣編碼的所有發(fā)射信號(hào)的所有編碼發(fā)射功率被分配。基于所分配的發(fā)射功率，對(duì)應(yīng)于每個(gè)編碼的各種天線的發(fā)射功率，也就是說，每個(gè)天線的發(fā)射功率被分配。圖4舉例說明了發(fā)射功率分配的整個(gè)結(jié)構(gòu)。在接收端計(jì)算關(guān)于每個(gè)發(fā)射功率的如此信息，并接著被反饋到發(fā)射端。當(dāng)描述發(fā)射功率分配方法時(shí)，假設(shè)由于已經(jīng)檢測(cè)的信號(hào)導(dǎo)致的誤差傳播不存在。
在下文中，兩種用于分配編碼發(fā)射功率的方法，即方案A和方案B在下面被描述方案A在方案A中，當(dāng)計(jì)算編碼SINR時(shí)，信道被給出，并且編碼值的均值被計(jì)算。同樣，每個(gè)編碼發(fā)射功率被確定，使得滿足下面的方程式。這里，當(dāng)分配編碼發(fā)射功率時(shí)，假設(shè)對(duì)應(yīng)于特定編碼的每個(gè)發(fā)射天線的所有碼元具有同樣的發(fā)射功率。也就是說，假設(shè)對(duì)于所有的ks和ms，方程式Pk，m＝pk/M都成立。
下面的方程式19定義了第k0個(gè)編碼的編碼域中的SINR，方程式19Γk0CD=E[||Yk0,k0Pk0dk0||2]E[||Σk=k0+1KYk0,kPkdk+nk0||2],k0=1,2,...,K---(19)]]>這里‖·‖表示向量的歐幾里得范數(shù)，并且范數(shù)的平方在擴(kuò)頻序列以及數(shù)據(jù)碼元和附加噪聲上被平均。方程式19中的Yk0，k0Pk0dk0是期望的信號(hào)向量，以及方程式19中的Σk=k0+1KYk0,kPkdk+nk0]]>是忽略了誤差傳播的MCI加噪聲的向量。注意這些向量的元素是晚于CD-SIC檢測(cè)處理并先于SD-SIC檢測(cè)處理的信號(hào)。我們根據(jù)相等的編碼域SINR設(shè)計(jì)來分配編碼功率，使得編碼域SINRΓk0CD變成對(duì)于所有的編碼相等，如方程式20中所描述的Γk0CD=E[||Yk0,k0Pk0dk0||2]E[||Σk=k0+1KYk0,kPkdk+nk0||2]=ΓCD,k0=1,2,...,K---(20)]]>為了求出滿足方程式20的編碼功率組，我們假設(shè)每個(gè)編碼的所有的空間域功率成分具有相同的值，即，對(duì)于所有的k和m，Pk，m＝Pk/M。利用方程式17，能夠示出，方程式20被減少到方程式21-24αPk0βΣk=k0+1KPk+η=ΓCD,k0=1,2,...,K---(21)]]>這里α=1MΣp=1NΣi=1LΣm=1M(|hp,m,(i-1)|2G2Tc2+Σl=0l≠i-1L-1|hp,m,l|2(G-|l-(i-1)|)Tc2)---(22)]]>β=1MΣp=1NΣi=1LΣm=1MΣl=0l≠i-1L-1|hp,m,l|2(G-|l-(i-1)|)Tc2---(23)]]>η＝NLσ2T ……(24)求解方程式21中的K+1個(gè)聯(lián)立方程如附錄A中所導(dǎo)出的，我們能夠求出編碼功率值為Pk=(1-γ1-γkPT)γk-1,k=1,2,...,K---(25)]]>這里γ=1/(1+PTβη)1/K---(26)]]>利用方程式23和方程式24，提供了計(jì)算方程式26中的β/η的方程式27βη=Tc2MNLσ2TΣp=1NΣi=1LΣm=1MΣl=0l≠i-1L-1|hp,m,l|2(G-|l-(i-1)|)---(27)]]>如果我們假設(shè)G＞＞L，則方程式28可以近似為βη≅Tc2G(L-1)MNLσ2TΣp=1NΣm=1MΣl=0L-1|hp,m,l|2=ρ---(28)]]>注意方程式26中的γ是兩個(gè)相鄰的編碼功率之間的功率比，即對(duì)于k＝1，2，…，K-1，γ＝Pk+1/Pk。從方程式25中，可以看出編碼功率值被通過總的已知的發(fā)射功率PT和功率比γ來確定。
方案B在方案B中，當(dāng)計(jì)算編碼SINR時(shí)，編碼和信道二者的均值被求出。相似地，當(dāng)對(duì)應(yīng)于方案B中的β和η被稱為βB和ηB時(shí)，通過利用方程式29來求出βB和ηB
βBηB≅T(L-1)GLσ2ΩMN=ρ,]]>這里QMN=Σl=0L-1Ωl=Σl=0L-1E[|hp,m,l|2]---(29)]]>在方程式29中，當(dāng)MN趨向于∞時(shí)，也就是，MN→∞，ρh近似于ρ，也就是說，ρh→ρ。
因此，當(dāng)發(fā)射/接收天線的數(shù)量增加時(shí)，通過方案A和方案B求出的編碼功率比是彼此近似的相似值。同樣，在方案B中，編碼功率比只涉及平均功率而不涉及信道增益的瞬時(shí)功率。因此，當(dāng)這個(gè)值是常數(shù)并且在接收端能被精確地測(cè)量的時(shí)候，只執(zhí)行一次從接收端到發(fā)射端的反饋就足夠了。
同時(shí)，基于上面求出的分配給每個(gè)編碼的發(fā)射功率來求出分配給每個(gè)發(fā)射天線的發(fā)射功率。換句話說，通過利用較早求出的值來求出對(duì)應(yīng)于一個(gè)編碼的所有發(fā)射天線的發(fā)射功率Pk。同樣，每個(gè)發(fā)射天線的發(fā)射功率Pk，m通過V-BLAST算法被分配，使得在估算發(fā)射天線碼元之后得到的后檢測(cè)SINR對(duì)于所有發(fā)射天線是相同的。當(dāng)利用 是MCI的功率和 是高斯噪聲的假設(shè)，來表示第k0個(gè)編碼的第m個(gè)發(fā)射天線的后檢測(cè)SINR時(shí)，后檢測(cè)SINR被表示為 因此，第k0個(gè)編碼的每個(gè)發(fā)射天線的發(fā)射功率被分配以便滿足下面的方程式30Pk0,mβ~k0,m+η~k0,m=Γ‾k0,]]>對(duì)于所有的k0和m(Σm=1MPk0,m=Pk0)---(30)]]>用于求解方程式30的算法如下步驟0)外循環(huán)的初始化k0＝K ……(31a)步驟1)內(nèi)循環(huán)的初始化i＝1 ……(31b)Gk0(1)=(Yk0,k0)+---(31c)]]>步驟2)第k0個(gè)編碼的第g(i)個(gè)子流的 和 的計(jì)算g(i)=argminj∉{g(1),...,g(i-1)}(Gk0(i)(Σk=k0+1KRk0,kMCl+Rk0noise)(Gk0(i))H)j,j---(31d)]]>wk0,g(i)=[Gk0(i)]g(i)---(31e)]]>
β~k0,g(i)=wk0,g(i)(Σk=k0+1KRk0,kMCI)wk0,g(i)H---(31f)]]>η~k0,g(i)=wk0,g(i)Rk0noisewk0,g(i)H---(31g)]]>Gk0(i+1)=(<Yk0,k0>g(i)‾)+---(31h)]]>步驟3)內(nèi)循環(huán)的重復(fù)或終止如果i≤M，則i加1并轉(zhuǎn)到步驟2。
否則，轉(zhuǎn)到步驟4。
步驟4)第k0個(gè)編碼的發(fā)射天線功率的計(jì)算Pk0,m=(β~k0,m+η~k0,m)Pk0Σm=1M(β~k0,m+η~k0,m),k0=1,2,...,K,m=1,2,...,M---(31i)]]>步驟5)外循環(huán)的重復(fù)或終止如果k0≥1，則k0減1并轉(zhuǎn)到步驟1。
否則，終止整個(gè)天線功率分配算法。
應(yīng)當(dāng)注意在功率分配過程中計(jì)算的零向量和檢測(cè)序列的所有的最終值能夠在檢測(cè)過程中被使用而不用重復(fù)計(jì)算。
圖5是示出了根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例的示例性模擬結(jié)果的曲線圖。通過該模擬，QPSK被用作調(diào)制模式，以及信道的每個(gè)路徑功率的指數(shù)型衰減率δ具有0.5的值。同樣，通過利用具有一(‘1’)的值的Ωsum來歸一化(normalize)每個(gè)路徑增益的方差。對(duì)于擴(kuò)頻碼，使用乘以公共擾頻碼的正交沃爾什哈達(dá)瑪克(Walsh-Hadamard)編碼。使用隨機(jī)二進(jìn)制編碼作為擾頻編碼。在模擬的結(jié)果中，SNR由PT/δ2定義，這里P等于PT/K。
圖5舉例說明了當(dāng)K，M，N，L和G分別等于‘8’，‘4’，‘4’，‘2’和‘32’時(shí)的BER性能比較。當(dāng)采用連續(xù)的MCI消除方案時(shí)，與不采用連續(xù)的MCI消除方案的情況相比較BER性能大大提高。
與僅使用連續(xù)的MCI消除方案的情況不同，當(dāng)采用編碼功率分配方案時(shí)，BER性能不斷提高并且當(dāng)SNR增長(zhǎng)時(shí)是不飽和的。另外，方案A和方案B是用于分配編碼功率的方法，具有近似相同的性能。如上所述，這可從當(dāng)使用多個(gè)發(fā)射/接收天線時(shí)方案A和方案B的編碼功率比值近似于彼此相等的事實(shí)中導(dǎo)出。當(dāng)附加地分配天線的發(fā)射功率時(shí)，BER性能進(jìn)一步提高。但是，當(dāng)考慮到性能改進(jìn)而將附加的發(fā)射功率分配與先前的編碼發(fā)射功率分配相比較時(shí)，它們的考慮了BER性能提高的區(qū)別是很小的。
如上所述，根據(jù)本發(fā)明，為了改善在頻率選擇性衰落信道環(huán)境下的多編碼V-BLAST系統(tǒng)的性能，通過在天線領(lǐng)域和編碼領(lǐng)域兩者中都采用SIC方案，提出了簡(jiǎn)單有效的檢測(cè)算法。由于SIC方案與PIC方案相比具有較低的硬件復(fù)雜性和優(yōu)良性能，所以本發(fā)明具有考慮了系統(tǒng)實(shí)施例的優(yōu)點(diǎn)。同樣，根據(jù)本發(fā)明，與利用分組去相關(guān)檢測(cè)器的傳統(tǒng)技術(shù)相比，計(jì)算總量能被明顯減少。
另外，根據(jù)本發(fā)明，基于多編碼系統(tǒng)特性，提出了一種有效的發(fā)射功率分配方法，其中對(duì)應(yīng)于每個(gè)編碼的所有的發(fā)射信號(hào)通過相同的信道到達(dá)接收端。也就是說，當(dāng)用于典型的SIC方案的復(fù)雜的檢測(cè)排序處理在編碼領(lǐng)域被采用時(shí)，這種檢測(cè)排序處理很少改進(jìn)性能。因此，利用一種編碼發(fā)射功率分配方案來代替檢測(cè)排序處理，使得這種編碼發(fā)射功率分配方案實(shí)現(xiàn)性能提高。這里，由于上述的多編碼系統(tǒng)特性，編碼的發(fā)射功率只能通過求出某一編碼信號(hào)的功率對(duì)下一個(gè)編碼信號(hào)的功率的比值來確定。因此，通過省略復(fù)雜的檢測(cè)排序處理來減少計(jì)算總量，并且由于當(dāng)編碼發(fā)射功率信息被從發(fā)射端反饋到接收端時(shí)只有一個(gè)比值被反饋到發(fā)射端，反饋的信息總量明顯減少。特別地，當(dāng)采用具有大量天線的多天線系統(tǒng)時(shí)，盡管通過測(cè)量信道增益的平均功率求出的恒定比值被使用，但是也實(shí)現(xiàn)近似相等的性能。因此，當(dāng)信道增益的平均功率是常數(shù)時(shí)，該平均功率準(zhǔn)確地被測(cè)量，盡管瞬時(shí)信道增益的大小頻繁地依據(jù)時(shí)間改變，這種編碼發(fā)射功率分配通過只執(zhí)行一次從接收端到發(fā)射端的反饋被充分地實(shí)現(xiàn)。
雖然本發(fā)明已經(jīng)參考本發(fā)明的某些優(yōu)選實(shí)施例示出和描述了本發(fā)明，應(yīng)當(dāng)理解，在不脫離本發(fā)明的精神和范圍的情況下，本領(lǐng)域技術(shù)人員可以在形式和細(xì)節(jié)上進(jìn)行各種改變。因此，本發(fā)明的范圍不應(yīng)該被限制到這些實(shí)施例，而應(yīng)該由所附的權(quán)利要求及其等價(jià)物來定義。
權(quán)利要求
1.一種用于在包括M個(gè)發(fā)射天線和N個(gè)接收天線的多編碼多天線系統(tǒng)的接收機(jī)中分配發(fā)射功率的方法，該方法使用K個(gè)擴(kuò)頻碼來區(qū)分信道，該方法包括步驟通過利用組合信道信號(hào)功率對(duì)噪聲功率的比值 來確定兩個(gè)相鄰的擴(kuò)頻碼的發(fā)射功率之間的功率比(γ)；以及將所確定的功率比值(γ)發(fā)送到發(fā)射機(jī)，其中比值(γ)與組合信道信號(hào)的的功率成正比，與噪聲功率成反比，并且確定為具有在‘0’和‘1’之間的范圍內(nèi)的值。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中比值(γ)利用方程式γ=1/(1+PTβη)1/K]]>來確定，其中PT表示總的已知的發(fā)射功率， 表示組合信道功率對(duì)噪聲功率的比值，以及k表示全體信道的數(shù)量。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的方法，其中G近似等于L， 由方程式βη≅Tc2G(L-1)MNLσ2TΣp=1NΣm=1MΣl=0L-1|hp,m,l|2=ρ]]>來近似。
4.根據(jù)權(quán)利要求2所述的方法，其中在通過計(jì)算所有信道的干均值來求出根據(jù)該擴(kuò)展編碼的信噪比中，通過利用方程式βBηB≅T(L-1)GLσ2ΩMN=ρ]]>來求出 這里ΩMN=Σl=0L-1Ωl=Σl=0L-1E[|hp,m,l|2]]]>其中特定路徑索引1的所有|hp，m，l|2被假設(shè)是獨(dú)立的，并且對(duì)于所有的p和m等同地分配具有有限平均值Ω1的隨機(jī)變量。
5.一種用于在包括M個(gè)發(fā)射天線和N個(gè)接收天線的多編碼多天線系統(tǒng)的發(fā)射機(jī)中分配發(fā)射功率的方法，該方法使用K個(gè)擴(kuò)頻碼來區(qū)分信道，該方法包括步驟接收將要分配給兩個(gè)連續(xù)的擴(kuò)頻碼中的每一個(gè)的發(fā)射功率(Pk，Pk+1)之間的功率比值(γ)，來作為從接收機(jī)發(fā)送的反饋信息；以及通過把功率比值(γ)和總發(fā)射功率(PT)代入如下方程式中，Pk=(1-γ1-γKPT)γk-1,k=1,2,...K]]>來根據(jù)K個(gè)擴(kuò)頻碼分配發(fā)射功率(Pk)。
6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的方法，還包括步驟通過把根據(jù)每個(gè)擴(kuò)頻碼分配的發(fā)射功率(Pk)分配到M個(gè)發(fā)射天線，來將發(fā)射功率分配到M個(gè)發(fā)射天線的每一個(gè)上。
7.根據(jù)權(quán)利要求6所述的方法，其中M個(gè)發(fā)射天線的每個(gè)的發(fā)射功率Pk，m利用如下方程式被分配Pk,m=1M(1-γ1-γKPT)γk-1,k=1,2,...K,m=1,2,...,M,]]>其中M表示總的發(fā)射天線的數(shù)量，k表示標(biāo)明擴(kuò)頻碼的索引，和m表示標(biāo)明發(fā)射天線的索引。
8.根據(jù)權(quán)利要求6所述的方法，其中把K個(gè)信道之中的預(yù)定信道(k0)的發(fā)射功率(Pk0)劃分成M個(gè)天線的每個(gè)的發(fā)射功率的步驟包括步驟1)設(shè)置k0為K；2)預(yù)定索引i被設(shè)置為‘1’之后借助于(Yk0，k0)+來確定Gk0；3)借助于如下方程式來計(jì)算k0的第g(i)個(gè)子流的 和 g(i)=argminj∉{g(1),...,g(i-1)}(Gk0(i)(Σk=k0+1KRk0,kMCI+Rk0noise)(Gk0(i))H)j,j]]>wk0,g(i)=[Gk0(i)]g(i)]]>β~k0,g(i)=wk0,g(i)(Σk=k0+1KRk0,kMCI)wk0,g(i)H]]>η~k0,g(i)=wk0,g(i)Rk0noisewk0,g(i)H]]>4)確定第g(i)個(gè)天線方程式中的信道k0的發(fā)射功率Pk0,m=(β~k0,m+η~k0,m)Pk0Σm=1M(β~k0,m+η~k0,m),k0=1,2,...,K,m=1,2,...,M]]>其中，i按‘1’增加，對(duì)應(yīng)于增加的i的Gk0利用(<Yk0,k0>1g(i))+]]>被確定，接著，重復(fù)進(jìn)行利用步驟3)和4)來確定發(fā)射功率的處理，直到i達(dá)到M為止。
9.一種用于在包括M個(gè)發(fā)射天線和N個(gè)接收天線的多編碼多天線系統(tǒng)中分配發(fā)射功率的方法，該方法使用擴(kuò)頻碼來區(qū)分K個(gè)信道，該方法包括步驟確定功率比值(γ)，使得在通過M個(gè)發(fā)射天線發(fā)送的K個(gè)信道之中，每個(gè)信道的信噪比已經(jīng)被測(cè)量，與具有較低信噪比的信道相比，將較高的功率分配給具有較高信噪比的信道；利用功率比值(γ)將總發(fā)射功率(PT)劃分成與K個(gè)信道的每一個(gè)相對(duì)應(yīng)的發(fā)射功率；和將根據(jù)K個(gè)信道所劃分的發(fā)射功率分發(fā)到M個(gè)天線的每一個(gè)上。
10.根據(jù)權(quán)利要求9所述的方法，其中功率比值(γ)用方程式γ=1/(1+PTβη)1/K]]>來確定，其中PT表示總的發(fā)射功率， 表示組合信道信號(hào)功率對(duì)噪聲功率的比值，以及K表示全體信道的數(shù)量。
11.根據(jù)權(quán)利要求9所述的方法，其中根據(jù)方程式Pk=(1-γ1-γKPT)γk-1,k=1,2,...,K,]]>來分發(fā)K個(gè)信道的每個(gè)的發(fā)射功率。
12.根據(jù)權(quán)利要求10所述的方法，其中M個(gè)發(fā)射天線的每個(gè)的發(fā)射功率(Pk，m)利用如下方程式被分配Pk,m=1M(1-γ1-γKPT)γk-1,k=1,2,...,K,m=1,2,...,M,]]>其中M表示總的天線的數(shù)量，k表示標(biāo)明擴(kuò)頻碼的索引，以及m表示標(biāo)明發(fā)射天線的索引。
13.根據(jù)權(quán)利要求10所述的方法，其中把K個(gè)信道中的預(yù)定信道(k0)的發(fā)射功率(Pk0)劃分成M個(gè)天線的每一個(gè)的發(fā)射功率的步驟包括步驟1)設(shè)置k0為K；2)在預(yù)定索引i被設(shè)置為‘1’之后，利用(Yk0，k0)+來確定Gk0；3)利用如下方程式來計(jì)算k0的第g(i)個(gè)子流的 和 g(i)=argminj∉{g(1),...,g(i-1)}(Gk0(i)(Σk=k0+1KRk0,kMCI+Rk0noise)(Gk0(i))H)j,j]]>wk0,g(i)=[Gk0(i)]g(i)]]>β~k0,g(i)=wk0,g(i)(Σk=k0+1KRk0,kMCI)wk0,g(i)H]]>η~k0,g(i)=wk0,g(i)Rk0noisewk0,g(i)H]]>4)確定第g(i)個(gè)天線方程式中的信道k0的發(fā)射功率Pk0,m=(β~k0,m+η~k0,m)Pk0Σm=1M(β~k0,m+η~k0,m),k0=1,2,...,K,m=1,2,...,M]]>其中，i按‘1’增加，對(duì)應(yīng)于增加的i的Gk0借助于(<Yk0,k0>1g(i))+]]>被確定，接著，重復(fù)進(jìn)行利用步驟3)和4)來確定發(fā)射功率的處理，直到i達(dá)到M為止。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種用于利用多編碼的多發(fā)射與接收天線系統(tǒng)的無線通信裝置和方法。在建議的檢測(cè)算法中，連續(xù)干擾消除(SIC)方案通過連續(xù)地消除多編碼干擾(MCI)而在編碼領(lǐng)域和天線領(lǐng)域被使用。建議了一種適用于該檢測(cè)算法的有效的發(fā)射功率分配方法。計(jì)算分配給每個(gè)編碼的發(fā)射功率。發(fā)射功率被確定為某個(gè)信號(hào)的功率對(duì)下一個(gè)編碼信號(hào)的功率的簡(jiǎn)單比值?；谟?jì)算的編碼發(fā)射功率，來分配每個(gè)發(fā)射天線的發(fā)射功率。因此，在接收端計(jì)算的關(guān)于發(fā)射功率的信息通過反饋信道被反饋到發(fā)射端。
文檔編號(hào)H04B7/005GK1627660SQ20041010059
公開日2005年6月15日 申請(qǐng)日期2004年8月23日 優(yōu)先權(quán)日2003年8月23日
發(fā)明者樸昌淳, 李光馥, 金映秀, 李鐘赫, 金成珍 申請(qǐng)人:三星電子株式會(huì)社, 財(cái)團(tuán)法人索爾大學(xué)校產(chǎn)學(xué)協(xié)力財(cái)團(tuán)