專利名稱：一種陣列天線mt－cdma系統(tǒng)上行鏈路接收方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明屬于MT-CDMA蜂窩移動(dòng)通信系統(tǒng)陣列天線技術(shù)領(lǐng)域。
背景技術(shù)：
多載波技術(shù)與CDMA技術(shù)相結(jié)合的方案主要有多載波CDMA(MC-CDMA)、多載波直接序列擴(kuò)頻CDMA(multicarrier DS-CDMA)和多音調(diào)制CDMA(MT-CDMA)三種主要形式。通常，MC-CDMA和multicarrier DS-CDMA方案的子載波數(shù)與擴(kuò)頻序列的長度相同，而MT-CDMA方案采用更長的擴(kuò)頻序列和比擴(kuò)頻序列長度少得多的子載波數(shù)，這樣MT-CDMA方案與其他兩種方案相比具有抑制多址干擾、性能好和發(fā)射、接收機(jī)復(fù)雜度低的優(yōu)點(diǎn)，是未來移動(dòng)通信系統(tǒng)最具競爭力的方案之一。
目前，MT-CDMA系統(tǒng)上行鏈路還采用單天線進(jìn)行接收，沒有利用空域冗余信息，使系統(tǒng)的接收性能受到很大限制。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明為解決上述技術(shù)問題提出了一種陣列天線MT-CDMA系統(tǒng)上行鏈路空時(shí)合并接收方法，該方法通過空域、時(shí)域合并實(shí)現(xiàn)了空域、時(shí)域分集接收，具有良好的接收性能。
本發(fā)明所采用的技術(shù)方案是首先對(duì)陣列天線每一陣元所接收的信號(hào)進(jìn)行子載波信號(hào)分離；其次，將所分離出的每一陣元的子載波信號(hào)進(jìn)行解擴(kuò)和匹配濾波處理，實(shí)現(xiàn)用戶信號(hào)的解擴(kuò)和用戶子載波多徑信號(hào)的分離，并獲得用戶子載波多徑信號(hào)的匹配濾波輸出；然后，將不同陣元上匹配濾波器輸出信號(hào)中屬于同一用戶同一子載波同一多徑的信號(hào)進(jìn)行空域合并，獲得空域分集增益；之后，再將所得到空域合并后的信號(hào)中屬于同一用戶同一子載波的各個(gè)多徑信號(hào)進(jìn)行時(shí)域合并，獲得時(shí)域分集增益；最后，對(duì)所得到經(jīng)空域、時(shí)域合并后的用戶子載波信號(hào)的最終判決變量進(jìn)行判決，得到用戶子載波信號(hào)的判決結(jié)果。
以下對(duì)本發(fā)明的方法加以論述。
1、子載波信號(hào)的分離考察陣列天線MT-CDMA系統(tǒng)上行鏈路，基站采用陣列天線，移動(dòng)臺(tái)采用單天線。移動(dòng)臺(tái)上行傳輸方案采用傳統(tǒng)的單天線MT-CDMA傳輸方案和QPSK調(diào)制方式。
假設(shè)系統(tǒng)中某個(gè)蜂窩小區(qū)內(nèi)有K個(gè)移動(dòng)用戶。對(duì)MT-CDMA傳輸方案各子載波攜帶獨(dú)立的用戶信息，這樣第k個(gè)用戶第l個(gè)子載波所發(fā)射的信號(hào)可以表示為sk,l(t)=Pk,l(bk,lI(t)ckI(t)cos(ωlt)+bk,lQ(t)ckQ(t)sin(ωlt))]]>[公式1]式中，Pk，l表示第k個(gè)用戶第l(1≤l≤L)個(gè)載波的信號(hào)功率，ωl是第l個(gè)子載波的角頻率，bk，lI和bk，lQ為同相和正交信號(hào)分量，比特周期為TL，ckI和ckQ為對(duì)應(yīng)的擴(kuò)頻序列，表示如下
ckI(t)=Σq=1Gck,qIg(t-qTc)]]>[公式2]ckQ(t)=Σq=1Gck,qQg(t-qTc)]]>式中，ck，q∈{-1，+1}(q＝1，…，G)為其擴(kuò)頻碼，g(t)是寬度為Tc的切普脈沖，G是定義為G＝TL/Tc的擴(kuò)頻增益，其擴(kuò)頻波形具有歸一化的能量，即∫0TL|ck(t)|2dt=1.]]>不失一般性，假設(shè)無線信道為頻率選擇性衰落信道。對(duì)MT-CDMA傳輸方案由于采用長擴(kuò)頻序列，因此任一用戶各子載波經(jīng)歷相同的衰落，第k個(gè)用戶信道的復(fù)低通脈沖響應(yīng)可以表示為hk,p(t)=Σp=1Pρk,pe-jφk,pδ(t-τk,p)]]>[公式3]其中，P是用戶信號(hào)可分辨的多徑數(shù)，ρk，pe-jφk，p是零均值的復(fù)高斯隨機(jī)變量，方差為σk，p2。τk，p＝(p-1)Tc+Δk，p是用戶k第p條多徑的時(shí)延，對(duì)同一用戶的所有載波來說其第p條多徑的時(shí)延都是相同的，Δk，p是獨(dú)立同分布隨機(jī)變量，在
其中，ak,p,n=exp[-j2πdλ(n-1)sin(θk,p)]]]>是第n個(gè)陣元的陣列響應(yīng)，λ是載波波長，d是相鄰陣元之間的距離，θk，p是用戶k第p個(gè)徑的到達(dá)角，k，p是用戶k第p個(gè)徑的相移，對(duì)同一用戶所有載波的同一徑來說它們都是相同的。en(t)是加性高斯白噪聲，功率譜密度為N0/2。
這樣陣列天線接收到的總信號(hào)可以表示為 [公式5] 其中，e(t)＝[e1，…，eN]T為相應(yīng)的噪聲矢量，(·)T為轉(zhuǎn)置運(yùn)算。第k個(gè)用戶第p個(gè)多徑的陣列矢量為ak，p＝[ak，p，1，ak，p，2，...，ak，p，N]T[公式6]對(duì)MT-CDMA傳輸方案各子載波攜帶獨(dú)立的用戶信息，任一用戶任一子載波信號(hào)的檢測(cè)過程都是相同的，因此只討論任一用戶任一子載波信號(hào)的檢測(cè)。不失一般性，假設(shè)第1個(gè)用戶第l′(1≤l′≤L)個(gè)子載波的信號(hào)為期望信號(hào)。
將各陣元接收的信號(hào)乘以與發(fā)射端調(diào)制方式對(duì)應(yīng)的子載波cos(ωl′t)、sin(ωl′t)的組合，就可實(shí)現(xiàn)各子載波信號(hào)的分離。對(duì)QPSK調(diào)制方式所分離出的第1個(gè)用戶第l′個(gè)子載波的信號(hào)為x(t)＝r(t)(cos(ωl′t)+sin(ωl′t))＝[x1(t)，x2(t)，…，xN(t)]T＝[r1(t)(cos(ωl′t)+sin(ωl′t))，r2(t)(cos(ωl′t)+sin(ωl′t))，…，rN(t))(cos(ωl′t)+sin(ωl′t))]T[公式7]2、解擴(kuò)和匹配濾波處理對(duì)所分離出的子載波信號(hào)進(jìn)行解擴(kuò)和匹配濾波處理，實(shí)現(xiàn)用戶信號(hào)的解擴(kuò)和用戶子載波多徑信號(hào)的分離，獲得用戶子載波多徑信號(hào)的匹配濾波輸出?；娟嚵刑炀€第n(＝1，…，N)個(gè)陣元對(duì)第1個(gè)用戶第l′個(gè)載波第p′(1≤p′≤P)個(gè)多徑信號(hào)第i個(gè)比特的匹配濾波輸出為y1,l′,p′n(i)=∫(i-1)TL+τ1,p′TL+τ1,p′rn(t)c1I(t-τl,p′)(cos(ωl′t)+sin(ωl′t))dt]]>+j∫(i-1)TL+τ1,p′TL+τ1,p′rn(t)c1Q(t-τl,p′)(cos(ωl′t)+sin(ωl′t))dt]]>[公式8]基站所有陣元對(duì)第1個(gè)用戶第l′個(gè)載波第p′(1≤p′≤P)個(gè)多徑信號(hào)第i個(gè)比特的匹配濾波輸出為y1,l′,p′(i)=[y1,l′,p′,1,···,y1,l′,p′,N]T]]>=∫(i-1)TL+τ1,p′TL+τ1,p′r(t)c1I(t-τl,p′)(cos(ωl′t)+sin(ωl′t))dt]]>[公式9]+j∫(i-1)TL+τ1,p′TL+τ1,p′r(t)c1Q(t-τl,p′)(cos(ωl′t)+sin(ωl′t))dt]]>=P1,l′TL(b1,l′I(i)+jb1,l′Q(i))cos(φ1,p′)ρ1,p′a1,l′(i)+I1,l′(i)+n1,l′(i)]]>其中，I1，l′(i)，n1，l′(i)分別代表總的干擾和噪聲信號(hào)。
系統(tǒng)的噪聲和干擾特性對(duì)所提出的空時(shí)合并接收方法的性能具有重要的影響。下面對(duì)系統(tǒng)噪聲和干擾的種類先進(jìn)行分析。
1)噪聲噪聲項(xiàng)可以給出如下n1,l′(i)=n1,l′I(i)+jn1,l′Q(i)]]>[公式10]同相和正交分量有相同的方差σNI2=σNQ2=σN2/2=N04TL]]>[公式11]2)干擾總的干擾向量包括同相和正交分量，并可以分開表示為如下所述的不同類型的干擾I1,l′(i)=I1,l′I(i)+jI1,l′Q(i)]]>[公式12]
I1,l′I(i)=m1,l′I(i)+m1,kI(i)+s1,l′I(i)+s1,kI(i)]]>[公式13]I1,l′Q(i)=m1,l′Q(i)+m1,kQ(i)+s1,l′Q(i)+s1,kQ(i)]]>[公式14](1)來自同一載波的其它用戶的干擾，m1，l′I和m1，l′Q這種干擾類似于傳統(tǒng)單載波CDMA系統(tǒng)里的多址干擾，m1，l′I和m1，l′Q可給出如下 ·Σq=1Gc1,qI[(bk,l′,(q-1)I+jbk,l′(q-1)Q)Rg(τk,p′)+(bk,l′,qI+jbk,l′,qQ)Rg(Tc-τk,p′)]]]>[公式15] ·Σq=1Gc1,qQ[(bk,l′,(q-1)I+jbk,l′(q-1)Q)Rg(τk,p′)+(bk,l′,qI+jbk,l′,qQ)Rg(Tc-τk,p′)]]]>[公式16]式中，Rg(τ)是碼片波形的部分自相關(guān)，定義如下Rg(τ)=∫0τg(t+Tc-τ)g(t)dt,0≤τ≤Tc]]>[公式17]其中，τk，p′第k個(gè)用戶第p個(gè)多徑相對(duì)于第一個(gè)用戶第p′個(gè)多徑的相對(duì)時(shí)延，bk，l′，qI，bk，l′，qQ是數(shù)據(jù)比特和擴(kuò)頻碼的乘積。
(2)來自其它用戶其它載波上的干擾，m1，kI和m1，kQ對(duì)MT-CDMA系統(tǒng)，由于多徑衰落破壞了子載波之間的正交性，引入了子載波間干擾。m1，kI和m1，kQ可給出如下m1,kI(i)=Σk=2KΣl=1l≠l′LΣp=1Pak,pPk,lρk.pΣq=1Gc1,qI[(bk,l,(q-1)I)+jbk,l,(q-1)QLg(τk,p′)]]>+(bk,l,qI+jbk,l,qQ)Lg(Tc-τk,p′)]]]>[公式18]m1,kQ(i)=Σk=2KΣl=1l≠l′LΣp=1Pak,pPk,lρk.pΣq=1Gc1,qQ[(bk,l,(q-1)I)+jbk,l,(q-1)QLg(τk,p′)]]>+(bk,l,qI+jbk,l,qQ)Lg(Tc-τk,p′)]]]>[公式19]其中， [公式20](3)來自相同載波的自干擾，s1，l′I和s1，l′Q
s1，l′I和s1，l′Q代表來自相同子載波上的多徑信號(hào)的自干擾，可分別給出如下 Σq=1Gc1,qI[(b1,l′,(q-1)I+jb1,l′(q-1)Q)Rg(τ1,p′)+(b1,l′,qI+jb1,l′,qQ)Rg(Tc-τ1,p′)]]]>[公式21] Σq=1Gc1,qQ[(b1,l′,(q-1)I+jb1,l′(q-1)Q)Rg(τ1,p′)+(b1,l′,qI+jb1,l′,qQ)Rg(Tc-τ1,p′)]]]>[公式22]其中，τ1，p′′是第p個(gè)多徑相對(duì)于第p′個(gè)多徑的相對(duì)時(shí)延。
(4)來自其它子載波的自干擾，s1，kI和s1，kQs1，kI和s1，kQ代表來自其它子載波上的多徑信號(hào)的自干擾，可分別給出如下s1,kI(i)=Σl=1l≠l′LΣp=1Pa1,pP1,lρ1.pΣq=1Gc1,qI[(b1,l,(q-1)I)+jb1,l,(q-1)QLg(τ1,p′)]]>+(b1,l,qI+jb1,l,qQ)Lg(Tc-τ1,p′)]]]>[公式23]s1,kQ(i)=Σl=1l≠l′LΣp=1Pa1,pP1,lρ1.pΣq=1Gc1,qQ[(b1,l,(q-1)I)+jb1,l,(q-1)QLg(τ1,p′)]]>+(b1,l,qI+jb1,l,qQ)Lg(Tc-τ1,p′)]]]>[公式24]Lg(τ)如公式20所定義。
3、信號(hào)的空域合并下面對(duì)干擾的相關(guān)特性做進(jìn)一步的分析，得出接收信號(hào)空域合并的最優(yōu)和次優(yōu)合并權(quán)重。干擾相關(guān)特性包括自相關(guān)和互相關(guān)特性。
1)自相關(guān)(1)其它用戶相同載波的干擾m1，l′I和m1，l′Q陣列向量m1，l′I(i)和m1，l′Q(i)的元素m1，l′，nI(i)和m1，l′，nQ(i)可以看作是一系列獨(dú)立的高斯隨機(jī)變量。因此，它們的自相關(guān)函數(shù)可以近似估計(jì)為E{m1,l′,nI(i)m1,l′,nI*(i+h)}=E{m1,l′,nQ(i)m1,l′,nQ*(i+h)}≅σm,1,l′2δ(h),1≤n≤N]]>[公式25]
其中，(·)*為共軛運(yùn)算。δ(h)為delta函數(shù)。
可得同相和正交分量的方差為σm,1,l′2=Σk=2KΣp=1PPk,l′σk,p2G[Rg2(τk,p′)+Rg2(Tc-τk,p′)]]]>[公式26](2)其它用戶其它載波的干擾，m1，kI和m1，kQ同樣，m1，kI(i)和m1，kQ(i)的自相關(guān)為E{m1,k,nI(i)m1,k,nI*(i+h)}=E{m1,k,nQ(i)m1,k,nQ*(i+h)}≅σm,1,k2δ(h),1≤n≤N]]>[公式27]可得同相和正交分量的方差為σm,1,k2=Σk=2KΣl=1l≠l′LΣp=1PGσk,p2Pk,l[Lg2(τk,p′)+Lg2(Tc-τk,p′)]]]>[公式28](3)相同載波的自干擾s1，l′I和s1，l′Qs1，l′I(i)和s1，l′Q(i)的自相關(guān)為E{s1,l′,nI(i)s1,l′,nI*(i+h)}=E{s1,l′,nQ(i)s1,l′,nQ*(i+h)}≅σm,1,l′2δ(h),1≤n≤N]]>[公式29]可得同相和正交分量的方差為σs,1,l′2=Σp=1p≠p′PGσ1,p2P1,l′[Rg2(τ1,p′)+Rg2(Tc-τ1,p′)]]]>[公式30](4)來自其它載波的自干擾s1，kI和s1，kQs1，kI(i)和s1，kQ(i)的自相關(guān)函數(shù)為E{s1,k,nI(i)s1,k,nI*(i+h)}=E{s1,k,nQ(i)s1,k,nQ*(i+h)}≅σs,1,k2δ(h),1≤n≤N]]>[公式31]可得同相和正交分量的方差為σs,1,k2=Σl=1l≠l′LΣp=1PGσ1,p2P1,l[Lg2(τ1,p′)+Lg2(Tc-τ1,p′)]]]>[公式32]假設(shè)τk，p′和τ1，p′都是獨(dú)立的且均勻分布在
，g(t)是持續(xù)時(shí)間為Tc的方波，對(duì)公式26、28、30和32分別在
上求平均，可以得到σm,1,l′2=Σk=2KΣp=1P23Tc2Gσk,p2Pk,l′]]>[公式33]
σm,1,k2=Σk=2KΣl=1l≠l′LΣp=1PGTc26π2(l-l′)2σk,p2Pk,l]]>[公式34]σs,1,l′2=Σp=1p≠p′P23GTc2σ1,p2P1,l′]]>[公式35]σs,1,k2=Σl=1l≠l′LΣp=1PGTc26π2(l-l′)2σ1,p2P1,l]]>[公式36]因此，總干擾的方差之和為σI2=2(σm,1,l′2+σm,1,k2+σs,1,l′2+σs,1,k2)]]>[公式37]2)互相關(guān)m1，l′，nI(i)和m1，l′，n′I(i)之間的互相關(guān)(或者在m1，l′，nQ(i)和m1，l′，n′Q(i)之間的互相關(guān))以及m1，k，nI(i)和m1，l′，nI(i)之間的互相關(guān)(或者在m1，k，nQ(i)和m1，k，n′Q(i)之間的互相關(guān))是在不同陣元n和n′上接收信號(hào)的空域相關(guān)。它可以由線性陣列的互相關(guān)函數(shù)推導(dǎo)出來，線性陣列的互相關(guān)函數(shù)表示如下E{ak,p(t)ak,pH(t+τ)}=J0(2πfvτ)·Rk,p]]>[公式38]其中，(·)H表示共軛轉(zhuǎn)置，fv是最大多譜勒頻移。Rk，p是表示第k個(gè)用戶第p徑陣列矢量ak，p相關(guān)性的N×N Hermitian Toeplitz矩陣，其實(shí)部和虛部分別可以表示為Re{Rk,p(n′,n)}=J0[r(n′,n)]+2Σu=1∞J2u[r(n′,n)]·cos(2uθk,p)]]>[公式39]Im{Rk,p(n′,n)}=2Σu=1∞J2u+1[r(n′,n)]·sin[(2u+1)θk,p]]]>[公式40]Ju是第一類u階貝塞爾函數(shù)。
r(n′，n)＝2πd·|n′-n|/λ. [公式41]3)總的干擾加噪聲相關(guān)矩陣定義干擾相關(guān)矩陣M(h)為M(h)=E{I1,l′I(i)I1,l′IH(i+h)+I1,l′Q(i)I1,l′QH(i+h)}]]>=Mδ(h).]]>[公式42]矩陣M可以由公式33-38推導(dǎo)出來，
M=2Σk=2KΣp=1P23Tc2Gσk,p2Pk,l′ak,pak,pH+2Σk=2KΣl=1l≠l′LΣp=1PGTc26π2(l-l′)2σk,p2Pk,lak,pak,pH]]>+2Σp=1p≠p′P23GTc2σ1,p2P1,l′a1,pa1,pH+2Σl=1l≠l′LΣp=1PGTc26π2(l-l′)2σ1,p2P1,la1,pa1,pH]]>[公式43]假設(shè)到達(dá)角的分布函數(shù)f(θ)在
之內(nèi)是均勻分布的，公式43可以進(jìn)一步表示為M=2(σm,1,l′2+σm,1,k2+σs,1,l′2+σs,1,k2)·∫θa(θ)aH(θ)·f(θ)dθ]]>=σI2∫θR(θ)f(θ)dθ]]>[公式44]R(θ)是公式39和公式40中的矩陣，因此矩陣M里的第n′行第n列的元素為mn′,n=σI2J0[r(n′,n)]]]>[公式45]因此，總的干擾加噪聲相關(guān)矩陣為RT=E{(I1,l′+n1,l′)(I1,l′+n1,l′)H}=M+σN2I]]>[公式46]式中，I為單位矩陣。
RT決定著下式的空域最優(yōu)合并權(quán)矢量，即第1個(gè)用戶第l′個(gè)載波第p′個(gè)多徑的空域最優(yōu)權(quán)矢量為w1,l′,p′,opt(i)=αRT-1a1,p′*(i)]]>[公式47]其中，a1，p′*是期望用戶第p′徑陣列響應(yīng)的復(fù)共軛，α為一常量，可取為1。
當(dāng)RT接近于單位矩陣時(shí)，干擾加噪聲的和可以被認(rèn)為是空時(shí)白噪聲，即有RT=M+σ1,l2I=(σI2+σN2)I=σ2I]]>[公式48]其中，σI2定義于公式37，σN2是表示于公式11的噪聲方差。這樣，可以得到次優(yōu)空域合并權(quán)矢量為w1,l′,p′s(i)=[w1,l′,p′,1s(i)w1,l′,p′,2s(i),...,w1,l′,p′,Ns(i)]=αa1,p′*(i)]]>[公式49]本發(fā)明只使用簡化了的次優(yōu)空域合并權(quán)重，與最優(yōu)合并相比，系統(tǒng)性能下降不大，但由于次優(yōu)空域合并權(quán)重只需要知道用戶多徑陣列矢量的知識(shí)，而不需要計(jì)算最優(yōu)空域合并權(quán)重所必須的干擾加噪聲相關(guān)矩陣的逆，大大降低了權(quán)重計(jì)算的復(fù)雜度。第1個(gè)用戶第l′個(gè)載波的多徑信號(hào)經(jīng)過空域合并的輸出矢量為z1，l′(i)＝[z1，l′，1(i)，z1，l′，2(i)，...，Z1，l′，P(i)]T[公式50]上式中，第1個(gè)用戶第l′個(gè)載波第p′個(gè)多徑的信號(hào)經(jīng)過空域合并后第i個(gè)比特的輸出為
z1,l′,p′(i)=w1,l′,p′s(i)y1,l′,p′(i)=P1,l′Tbρ1,p′(b1,l′I+jb1,l′Q)|a1,p′(i)|+η1,p′(i)]]>[公式51]其中，|a1,p′|=a1,p′H·a1,p′a1,p′H·a1,p′,]]>η1，p′(i)為空域合并后干擾和噪聲項(xiàng)的和。
對(duì)應(yīng)的同相和正交判決變量為z1,l′,p′I(i)=Re{z1,l′,p′(i)}=P1,l′TLρ1,p′b1,l′I|a1,p′(i)|+η1,p′I(i)]]>z1,l′,p′Q(i)=Im{z1,l′,p′(i)}=P1,l′TLρ1,p′b1,l′Q|a1,p′(i)|+η1,p′Q(i)]]>[公式52]4、信號(hào)的時(shí)域合并本發(fā)明對(duì)各子載波的P路多徑信號(hào)經(jīng)空域合并的輸出矢量z1，l′(i)＝[z1，l′，1(i)，z1，l′，2(i)，...，z1，l′，P(i)]T再通過時(shí)域合并權(quán)矢量wk,l′t(i)=[wk,l′,1t(i),wk,l′,2t(i),...,wk,l′,Pt(i)]]]>做進(jìn)一步的時(shí)域合并，獲得時(shí)域分集增益，并獲得第k個(gè)用戶第l′個(gè)載波最終的判決變量Zk,l′(i)=wk,l′t(i)·zk,l′(i).]]>時(shí)域合并是按最大比合并準(zhǔn)則進(jìn)行的，第1個(gè)用戶第l′個(gè)載波第p′徑信號(hào)的時(shí)域合并權(quán)重為w1,l′,p′t(i)=|a1,p′(i)|]]>[公式53]即時(shí)域合并權(quán)矢量為w1,l′t(i)=[|a1,1(i)|,|a1,2(i)|,...,|a1,P(i)|]]]>[公式54]|a1，p′|在信號(hào)空域合并時(shí)已被估計(jì)出，因此時(shí)域合并的權(quán)重不需要重新估計(jì)。
這樣，可以得到最終判決變量為Z1,l′(i)=w1,l′tz1,l′(i)=P1,l′Σp′=1PTLρ1,p′(b1,l′I+jb1,l′Q)|a1,p′(i)|2+η1,p′′(i)]]>[公式55]其中，η1，p′′(i)為空域、時(shí)域合并后干擾和噪聲項(xiàng)的和。
對(duì)應(yīng)的同相和正交判決變量為Z1,l′I(i)=Re{Z1,l′(i)}=P1,l′Σp′=1PTLρ1,p′b1,l′I|a1,p′(i)|2+η1,p′′I(i)]]>Z1,l′Q(i)=Im{Z1,l′(i)}=P1,l′Σp′=1PTLρ1,p′b1,l′Q|a1,p′(i)|2+η1,p′′Q(i)]]>[公式56]5、信號(hào)的判決對(duì)所得到的最終判決變量本發(fā)明利用簡單的極性判決方法進(jìn)行判決，得到用戶子載波信號(hào)的判決結(jié)果。對(duì)QPSK調(diào)制方式，即為b1,l′I(i)=1,Z1,l′I(i)>0-1,Z1,l′I(i)<0]]>[公式57]
b1,l′Q(i)=1,Z1,l′Q(i)>0-1,Z1,l′Q(i)<0]]>[公式58]本發(fā)明的有益效果首先，由于對(duì)所分離出的子載波信號(hào)先進(jìn)行解擴(kuò)與匹配濾波處理，在很大程度上抑制了多址干擾，將使接收機(jī)的信號(hào)處理基于干擾被抑制的信號(hào)進(jìn)行，這會(huì)大大提高接收機(jī)的穩(wěn)定性與性能，使所提出的接收方法具有實(shí)用性強(qiáng)的突出優(yōu)點(diǎn)。
其次，信號(hào)的空域合并采用了次優(yōu)合并權(quán)重，不需要計(jì)算最優(yōu)空域合并權(quán)重所必須的干擾加噪聲相關(guān)矩陣的逆，大大降低了權(quán)重計(jì)算的復(fù)雜度，且系統(tǒng)性能下降很?。恢筮M(jìn)行的時(shí)域合并采用丁最大比合并方法，合并權(quán)重不需要重新估計(jì)，使接收方法處理簡單，易于實(shí)現(xiàn)。
最后，所提出的空時(shí)合并接收方法通過空域、時(shí)域合并獲得了空域、時(shí)域分集增益，使系統(tǒng)具有良好的接收性能。


圖1為陣列天線MT-CDMA系統(tǒng)上行鏈路任一用戶(k)任一子載波(l′)空時(shí)合并接收結(jié)構(gòu)框圖；圖2是系統(tǒng)誤碼率理論和仿真結(jié)果；圖3是多徑數(shù)不同時(shí)系統(tǒng)的誤碼性能。
具體實(shí)施例方式
下面結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明的方法加以詳細(xì)說明。
本發(fā)明的方法適用于任何采用MT-CDMA傳輸方案的陣列天線移動(dòng)通信系統(tǒng)。
參照?qǐng)D1的任一用戶(k)任一子載波(l′)陣列天線MT-CDMA系統(tǒng)上行鏈路空時(shí)合并接收結(jié)構(gòu)框圖，一種陣列天線MT-CDMA系統(tǒng)上行鏈路接收方法的具體步驟包括步驟1，將陣列天線第1陣元所接收的信號(hào)r1(t)，第2陣元所接收的信號(hào)r2(t)，…，第N陣元所接收的信號(hào)rN(t)分別送入載波信號(hào)分離模塊(1-1)，(1-2)，…，(1-N)中，N個(gè)載波分離模塊完成輸入信號(hào)與發(fā)射端調(diào)制方式對(duì)應(yīng)的子載波cos(ωl′t)、sin(ωl′t)組合相乘的運(yùn)算，實(shí)現(xiàn)各子載波信號(hào)的分離，得到輸出信號(hào)，x1(t)＝r1(t)(cos(ωl′t)+sin(ωl′t))，x2(t)＝r2(t)(cos(ωl′t)+sin(ωl′t))，…，xN(t)＝rN(t)(cos(ωl′t)+sin(ωl′t))；步驟2，將信號(hào)x1(t)分別送入P個(gè)解擴(kuò)和匹配濾波模塊(2-1-1)，(2-2-1)，…，(2-P-1)，進(jìn)行解擴(kuò)和子載波多徑信號(hào)的分離，得到第i比特信號(hào)yk,l′,1,1(i)=∫(i-1)TL+τk,1TL+τk,1r1(t)ckI(t-τk,1)(cos(ωl′t)+sin(ωl′t))dt+j∫(t-1)TL+τk,1TL+τk,1r1(t)ckQ(t-τk,1)(cos(ωl′t)+sin(ωl′t))dt,]]>
yk,l′,2,1(i)=∫(i-1)TL+τk,2iTL+τk,2r1(t)ckI(t-τk,2)(cos(ωl′t)+sin(ωl′t))dt+j∫(i-1)TL+τk,2iTL+τk,2r1(t)ckQ(t-τk,2)(cos(ωl′t)+sin(ωl′t))dt,]]>，…，yk,l′,P,1(i)=∫(i-1)TL+τk,PiTL+τk,Pr1(t)ckI(t-τk,P)(cos(ωl′t)+sin(ωl′t))dt+j∫(i-1)TL+τk,P′iTL+τk,Pr1(t)ckQ(t-τk,P)(cos(ωl′t)+sin(ωl′t))dt,]]>同時(shí)將信號(hào)x2(t)分別送入P個(gè)解擴(kuò)和匹配濾波模塊(2-1-2)，(2-2-2)，…，(2-P-2)，進(jìn)行解擴(kuò)和子載波多徑信號(hào)的分離，得到第i比特信號(hào)yk,l′,1,2(i)=∫(i-1)TL+τk,1iTL+τk,1r2(t)ckI(t-τk,1)(cos(ωl′t)+sin(ωl′t))dt+j∫(i-1)TL+τk,1iTL+τk,1r2(t)ckQ(t-τk,1)(cos(ωl′t)+sin(ωl′t))dt,]]>yk,l′,2,2(i)=∫(i-1)TL+τk,2iTL+τk,2r2(t)ckI(t-τk,2)(cos(ωl′t)+sin(ωl′t))dt+j∫(i-1)TL+τk,2iTL+τk,2r2(t)ckQ(t-τk,2)(cos(ωl′t)+sin(ωl′t))dt,]]>，…，yk,l′,P,2(i)=∫(i-1)TL+τk,PiTL+τk,Pr2(t)ckI(t-τk,P)(cos(ωl′t)+sin(ωl′t))dt+j∫(i-1)TL+τk,PiTL+τk,Pr2(t)ckQ(t-τk,P)(cos(ωl′t)+sin(ωl′t))dt,]]>，…，同時(shí)將信號(hào)xN(t)分別送入P個(gè)解擴(kuò)和匹配濾波模塊(2-1-N)，(2-2-N)，…，(2-P-N)，進(jìn)行解擴(kuò)和子載波多徑信號(hào)的分離，得到第i比特信號(hào)yk,l′,1,N(i)=∫(i-1)TL+τk,1iTL+τk,1rN(t)ckI(t-τk,1)(cos(ωl′t)+sin(ωl′t))dt+j∫(i-1)TL+τk,1iTL+τk,1rN(t)ckQ(t-τk,1)(cos(ωl′t)+sin(ωl′t))dt,]]>yk,l′,2,N(i)=∫(i-1)TL+τk,2iTL+τk,2rN(t)ckI(t-τk,2)(cos(ωl′t)+sin(ωl′t))dt+j∫(i-1)TL+τk,2iTL+τk,2rN(t)ckQ(t-τk,2)(cos(ωl′t)+sin(ωl′t))dt,]]>，…，yk,l′,P,N(i)=∫(i-1)TL+τk,PiTL+τk,PrN(t)ckI(t-τk,P)(cos(ωl′t)+sin(ωl′t))dt+j∫(i-1)TL+τk,PiTL+τk,PrN(t)ckQ(t-τk,P)(cos(ωl′t)+sin(ωl′t))dt,]]>步驟3，將N個(gè)匹配濾波輸出信號(hào)yk，l′1，1(i)，yk，l′，1，2(i)，…，yk，l′，1，N(i)送入空域合并模塊(3-1)，得到矢量yk，l′，1(i)＝[yk，l′，1，1(i)，yk，l′，1，2(i)，…，yk，l′，1，N(i)]T，通過空域合并權(quán)矢量wk,l′,1s(i)=[wk,l′,1,1s(i),wk,l′,1,2s(i),...,wk,l′,1,Ns(i)],]]>完成用戶k第1條徑信號(hào)的空域合并，得到空域合并后的信號(hào)zk,l′,1(i)=wk,l′,1s(i)·yk,l′,1(i);]]>同時(shí)將N個(gè)匹配濾波輸出信號(hào)yk，l′，2，1(i)，yk，l′，2，2(i)，…，yk，l′，2，N(i)送入空域合并模塊(3-2)，得到矢量yk，l′，2(i)＝[yk，l′，2，1(i)，yk，l′，2，2(i)，…，yk，l′，2，N(i)]T，通過空域合并權(quán)矢量wk,l′,2s(i)=[wk,l′,2,1s(i),wk,l′,2,2s(i),...,wk,l′,2,Ns(i)],]]>完成用戶k第2條徑信號(hào)的空域合并，得到空域合并后的信號(hào)zk,l′,2(i)=wk,l′,2s(i)·yk,l′,2(i),···,]]>同時(shí)將N個(gè)匹配濾波輸出信號(hào)yk，l′，P，1(i)，yk，l′，P，2(i)，…，yk，l′，P，N(i)送入空域合并模塊(3-P)，得到矢量yk，l′，P(i)＝[yk，l′，P，1(i)，yk，l′，P，2(i)，…，yk，l′，P，N(i)]T，通過空域合并權(quán)矢量wk,l′,Ps(i)=[wk,l′,P,1s(i),wk,l′,P,2s(i),...,wk,l′,P,Ns(i)],]]>完成用戶k第P條徑信號(hào)的空域合并，得到空域合并后的信號(hào)zk,l′,P(i)=w1,l′,Ps(i)·y1,l′,P(i);]]>步驟4，將空域合并后的P條多徑信號(hào)zk，l′，1(i)，zk，l′，2(i)，…，zk，l′，P(i)送入時(shí)域合并模塊4，得到矢量zk，l′(i)＝[zk，l′，1(i)，zk，l′，2(i)，…，zk，l′，P(i)]T，通過時(shí)域合并權(quán)矢量wk,l′t(i)=[wk,l′,1t(i),wk,l′,2t(i),...,wk,l′,Pt(i)]]]>完成多徑信號(hào)的時(shí)域合并，獲得用戶k最終的判決變量Zk,l′(i)=wk,l′t(i)·zk,l′(i);]]>步驟5，將最終的判決變量Zk，l′(i)送入信號(hào)判決模塊5進(jìn)行極性判決，得到任一用戶(k)任一子載波(l′)信號(hào)的判決結(jié)果。
空域合并是基于次優(yōu)合并權(quán)矢量進(jìn)行的，第k個(gè)用戶第l′個(gè)載波第p′徑信號(hào)空域合并的權(quán)矢量為wk,l′p′s(i)=αak,p′*(i)]]>(α為一常量，可取為1)。
時(shí)域合并是按最大比合并準(zhǔn)則進(jìn)行的，第k個(gè)用戶第l′個(gè)載波的時(shí)域合并權(quán)矢量為wk,l′t(i)=[|ak,1(i)|,|ak,2(i)|,...,|ak,P(i)|].]]>圖2和圖3給出了采用本發(fā)明提出的一種陣列天線MT-CDMA系統(tǒng)上行鏈路接收方法的性能仿真結(jié)果。在仿真過中所采用的均勻線性陣的陣元間距為λ/2，如果沒有信道衰落，那么所有發(fā)送信號(hào)到達(dá)基站時(shí)具有相同的功率，多徑功率服從均勻分布，歸一化信噪比為Eb/N0＝10dB，擴(kuò)頻處理增益為64，所有用戶子載波不同徑的到達(dá)角相互獨(dú)立，且在
之間均勻分布。
圖2給出了當(dāng)用戶數(shù)不同時(shí)采用本發(fā)明方法系統(tǒng)誤碼率的理論和仿真結(jié)果。采用了3個(gè)載波，每個(gè)載波具有3個(gè)多徑。從圖2中可以看出系統(tǒng)誤碼率的理論和仿真結(jié)果相符合，表明采用次優(yōu)合并方法對(duì)系統(tǒng)的性能影響很小。同時(shí)，在采用陣列天線之后，系統(tǒng)的性能比單天線情況有了很大的提高。
圖3給出了采用本發(fā)明方法當(dāng)用戶多徑數(shù)分別為2和3時(shí)系統(tǒng)的誤碼性能。從圖3中可以看出，隨著陣元數(shù)和多徑數(shù)的增加，由于獲得了更大的空域和時(shí)間分集增益，顯著提高了系統(tǒng)的性能。
權(quán)利要求
1.一種陣列天線MT-CDMA系統(tǒng)上行鏈路接收方法，對(duì)任一用戶(k)任一子載波(l′)，其特征在于包括以下接收步驟步驟1，將陣列天線第1陣元所接收的信號(hào)r1(t)，第2陣元所接收的信號(hào)r2(t)，…，第N陣元所接收的信號(hào)rN(t)分別送入載波信號(hào)分離模塊(1-1)，(1-2)，…，(1-N)中，N個(gè)載波分離模塊完成輸入信號(hào)與發(fā)射端調(diào)制方式對(duì)應(yīng)的子載波cos(ωl′t)、sin(ωl′t)組合相乘的運(yùn)算，實(shí)現(xiàn)各子載波信號(hào)的分離，得到輸出信號(hào)，x1(t)＝r1(t)(cos(ωl′t)+sin(ωl′t))，x2(t)＝r2(t)(cos(ωl′t)+sin(ωl′t))，…，xN(t)＝rN(t)(cos(ωl′t)+sin(ωl′t))；步驟2，將信號(hào)x1(t)分別送入P個(gè)解擴(kuò)和匹配濾波模塊(2-1-1)，(2-2-1)，…，(2-P-1)，進(jìn)行解擴(kuò)和子載波多徑信號(hào)的分離，得到第i比特信號(hào)yk,l′,1,1(i)=∫(i-1)TL+τk,1TL+τk,1r1(t)ckI(t-τk,1)(cos(ωl′t)+sin(ωl′t))dt+j∫(i-1)TL+τk,1TL+τk,1r1(t)ckQ(t-τk,1)(cos(ωl′t)+sin(ωl′t))dt,]]>yk,l′,2,1(i)=∫(i-1)TL+τk,2TL+τk,2r1(t)ckI(t-τk,2)(cos(ωl′t)+sin(ωl′t))dt+j∫(i-1)TL+τk,2TL+τk,2r1(t)ckQ(t-τk,2)(cos(ωl′t)+sin(ωl′t))dt]]>，…，yk,l′,P,1(i)=∫(i-1)TL+τk,PTL+τk,Pr1(t)ckI(t-τk,P)(cos(ωl′t)+sin(ωl′t))dt+j∫(i-1)TL+τk,PTL+τk,Pr1(t)ckQ(t-τk,P)(cos(ωl′t)+sin(ωl′t))dt,]]>同時(shí)將信號(hào)x2(t)分別送入P個(gè)解擴(kuò)和匹配濾波模塊(2-1-2)，(2-2-2)，…，(2-P-2)，進(jìn)行解擴(kuò)和子載波多徑信號(hào)的分離，得到第i比特信號(hào)yk,l′,1,2(i)=∫(i-1)TL+τk,1TL+τk,1r2(t)ckI(t-τk,1)(cos(ωl′t)+sin(ωl′t))dt+j∫(i-1)TL+τk,1TL+τk,1r2(t)ckQ(t-τk,1)(cos(ωl′t)+sin(ωl′t))dt,]]>yk,l′,2,2(i)=∫(i-1)TL+τk,2TL+τk,2r2(t)ckI(t-τk,2)(cos(ωl′t)+sin(ωl′t))dt+j∫(i-1)TL+τk,2TL+τk,2r2(t)ckQ(t-τk,2)(cos(ωl′t)+sin(ωl′t))dt]]>，…，yk,l′,P,2(i)=∫(i-1)TL+τk,PTL+τk,Pr2(t)ckI(t-τk,P)(cos(ωl′t)+sin(ωl′t))dt+j∫(i-1)TL+τk,PTL+τk,Pr2(t)ckQ(t-τk,P)(cos(ωl′t)+sin(ωl′t))dt]]>，…，同時(shí)將信號(hào)xN(t)分別送入P個(gè)解擴(kuò)和匹配濾波模塊(2-1-N)，(2-2-N)，…，(2-P-N)，進(jìn)行解擴(kuò)和子載波多徑信號(hào)的分離，得到第i比特信號(hào)yk,l′,1,N(i)=∫(i-1)TL+τk,1TL+τk,1rN(t)ckI(t-τk,1)(cos(ωl′t)+sin(ωl′t))dt+j∫(i-1)TL+τk,1TL+τk,1rN(t)ckQ(t-τk,1)(cos(ωl′t)+sin(ωl′t))dt,]]>yk,l′,2,N(i)=∫(i-1)TL+τk,2TL+τk,2rN(t)ckI(t-τk,2)(cos(ωl′t)+sin(ωl′t))dt+j∫(i-1)TL+τk,2TL+τk,2rN(t)ckQ(t-τk,2)(cos(ωl′t)+sin(ωl′t))dt,]]>，…，yk,l′,P,N(i)=∫(i-1)TL+τk,PTL+τk,PrN(t)ckI(t-τk,P)(cos(ωl′t)+sin(ωl′t))dt+j∫(i-1)TL+τk,PTL+τk,PrN(t)ckQ(t-τk,P)(cos(ωl′t)+sin(ωl′t))dt,]]>步驟3，將N個(gè)匹配濾波輸出信號(hào)yk，l′，1，1(i)，yk，l′，1，2(i)，…，yk，l′，1，N(i)送入空域合并模塊(3-1)，得到矢量yk，l′，1(i)＝[yk，l′，1，1(i)，yk，l′，1，2(i)，…，yk，l′，1，N(i)]T，通過空域合并權(quán)矢量wk,l′,1s(i)=[wk,l′,I,1s(i),wk,l′,I,2s(i),...,wk,l′,I,Ns(i)],]]>完成用戶k第1條徑信號(hào)的空域合并，得到空域合并后的信號(hào)Zk,l′,1(i)=wk,l′,1s(i)·yk,l′,1(i);]]>同時(shí)將N個(gè)匹配濾波輸出信號(hào)yk，l′，2，1(i)，yk，l′，2，2(i)，…，yk，l′，2，N(i)送入空域合并模塊(3-2)，得到矢量yk，l′，1(i)＝[yk，l′，2，1(i)，yk，l′，2，2(i)，…，yk，l′，2，N(i)]T，通過空域合并權(quán)矢量wk,l′,2s(i)=[wk,l′,2,1s(i),wk,l′,2,2s(i),...,wk,l′,2,Ns(i)],]]>完成用戶k第2條徑信號(hào)的空域合并，得到空域合并后的信號(hào)Zk,l′,2(i)=wk,l′,2s(i)·yk,l′,2(i),]]>…，同時(shí)將N個(gè)匹配濾波輸出信號(hào)yk，l′，P，1(i)，yk，l′，P，2(i)，…，yk，l′，P，N(i)送入空域合并模塊(3-P)，得到矢量yk，l′，P(i)＝[yk，l′，P，1(i)，yk，l′，P，2(i)，…，yk，l′，P，N(i)]T，通過空域合并權(quán)矢量wk,l′,Ps(i)=[wk,l′,P,1s(i),wk,l′,P,2s(i),...,wk,l′,P,Ns(i)],]]>完成用戶k第P條徑信號(hào)的空域合并，得到空域合并后的信號(hào)Zk,l′,P(i)=w1,l′,Ps(i)·y1,l′,P(i);]]>步驟4，將空域合并后的P條多徑信號(hào)zk，l′，1(i)，zk，l′，2(i)，…，zk，l′，P(i)送入時(shí)域合并模塊4，得到矢量zk，l′(i)＝[zk，l′，1(i)，zk，l′，2(i)，…，zk，l′，P(i)]T，通過時(shí)域合并權(quán)矢量wk,l′t(i)=[wk,l′,1t(i),wk,l′,2t(t),...,wk,l′,Pt(i)]]]>完成多徑信號(hào)的時(shí)域合并，獲得用戶k最終的判決變量Zk,l′(i)=wk,l′t(i)·Zk,l′(i);]]>步驟5，將最終的判決變量Zk，l′(i)送入信號(hào)判決模塊5進(jìn)行極性判決，得到任一用戶(k)任一子載波(l′)信號(hào)的判決結(jié)果。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述一種陣列天線MT-CDMA系統(tǒng)上行鏈路接收方法，其特征在于空域合并是基于次優(yōu)合并權(quán)矢量進(jìn)行的，第k個(gè)用戶第l′個(gè)載波第p′徑信號(hào)空域合并的權(quán)矢量為wk,l′,p′s(i)=αak,p′*(i)(α]]>為一常量，可取為1)。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述一種陣列天線MT-CDMA系統(tǒng)上行鏈路接收方法，其特征在于時(shí)域合并是按最大比合并準(zhǔn)則進(jìn)行的，第k個(gè)用戶第l′個(gè)載波的時(shí)域合并權(quán)矢量為wk,l′t(i)=[|ak,1(i)|,|ak,2(i)|,...,|ak,P(i)|].]]>
全文摘要
一種陣列天線MT－CDMA系統(tǒng)上行鏈路接收方法，首先對(duì)陣列天線每一陣元所接收的信號(hào)進(jìn)行子載波信號(hào)分離；其次，將所分離出的每一陣元的子載波信號(hào)進(jìn)行解擴(kuò)和匹配濾波處理，實(shí)現(xiàn)用戶信號(hào)的解擴(kuò)和用戶子載波多徑信號(hào)的分離，獲得用戶子載波多徑信號(hào)的匹配濾波輸出；然后，將不同陣元上匹配濾波器輸出信號(hào)中屬于同一用戶同一子載波同一多徑的信號(hào)進(jìn)9行空域合并；之后，再將所得到空域合并后的信號(hào)中屬于同一用戶同一子載波的各個(gè)多徑信號(hào)進(jìn)行時(shí)域合并；最后，對(duì)所得到經(jīng)空域、時(shí)域合并后的用戶子載波信號(hào)的最終判決變量進(jìn)行判決，得到用戶子載波信號(hào)的判決結(jié)果。系統(tǒng)具有良好的接收性能，接收處理簡單，易于實(shí)現(xiàn)。
文檔編號(hào)H04L27/26GK1719760SQ20051001221
公開日2006年1月11日 申請(qǐng)日期2005年7月18日 優(yōu)先權(quán)日2005年7月18日
發(fā)明者楊維, 陳俊仕, 劉俊英, 程時(shí)昕 申請(qǐng)人:北京交通大學(xué)