專利名稱：多用戶分塊傳輸系統(tǒng)上行鏈路的載波頻率跟蹤方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及寬帶數(shù)字通信傳輸方法，屬于寬帶無(wú)線通信技術(shù)領(lǐng)域。
背景技術(shù)：
通信技術(shù)在最近幾十年，特別是二十世紀(jì)九十年代以來(lái)得到了長(zhǎng)足發(fā)展，對(duì)人們?nèi)粘Ｉ詈蛧?guó)民經(jīng)濟(jì)的發(fā)展產(chǎn)生了深遠(yuǎn)的影響。而未來(lái)通信技術(shù)正朝著寬帶高速的方向發(fā)展，因此許多寬帶數(shù)字傳輸技術(shù)受到廣泛的關(guān)注，正交頻分復(fù)用(以下簡(jiǎn)稱OFDMOrthogonalFrequency Division Multiplexing)和頻域均衡的單載波(以下簡(jiǎn)稱SC-FDESingle Carrierwith Frequency Domain Equalization)就是兩種被人們重視的寬帶數(shù)字傳輸技術(shù)，它們都屬于分塊傳輸技術(shù)，而目前OFDM受關(guān)注的程度要遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過(guò)SC-FDE，并且在多種標(biāo)準(zhǔn)中成為支撐技術(shù)，例如無(wú)線局域網(wǎng)(WLANWireless Local Area Network)中的IEEE802.11a；無(wú)線城域網(wǎng)(WMANWireless Metropolitan Area Network)中的IEEE802.16；有線數(shù)據(jù)傳輸中的各種高速數(shù)字用戶線(xDSLDigital Subscriber Line)都是基于OFDM技術(shù)的標(biāo)準(zhǔn)。SC-FDE并沒(méi)有被這些標(biāo)準(zhǔn)采用，只是在IEEE802.16中與OFDM共同建議為物理層傳輸技術(shù)。
OFDM和SC-FDE都屬于分塊傳輸技術(shù)，它們所構(gòu)成的系統(tǒng)稱為分塊傳輸系統(tǒng)。在移動(dòng)通信系統(tǒng)中，必須采用有效的多址接入技術(shù)。多址接入技術(shù)的基本類型有頻分多址FDMA(Frequency Division Multiple Access)，時(shí)分多址TDMA(Time Division MultipleAccess)和碼分多址CDMA(Code Division Multiple Access)。FDMA和TDMA實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，但分別需要在頻域和時(shí)域留有保護(hù)帶，效率低。CDMA作為一種多址技術(shù)，其用戶容量顯著高于TDMA和FDMA，但在上行鏈路(從移動(dòng)終端到基站)中，一般存在嚴(yán)重的多用戶干擾。雖然可以采用多用戶檢測(cè)技術(shù)以對(duì)抗多用戶干擾，但實(shí)現(xiàn)復(fù)雜；多載波CDMA(MC-CDMA)也存在與普通CDMA相同的問(wèn)題。在無(wú)線局域網(wǎng)中的載波偵聽(tīng)/碰撞回避技術(shù)，如果用于移動(dòng)通信的多址接入，效率很低。
正交頻分多址OFDMA(Orthogonal Frequency DiVision Multiple Access)，是一種近幾年受到關(guān)注的寬帶無(wú)線通信多址技術(shù)，是一種基于OFDM的多址接入技術(shù)，本質(zhì)上可以看作是一種新型的頻分多址技術(shù)。OFDMA把整個(gè)帶寬劃分成大量的窄帶子信道，一個(gè)用戶分配一個(gè)或若干子信道組，每個(gè)子信道組包含一定數(shù)量的子信道。OFDMA實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，頻譜利用率高。在上行鏈路中，無(wú)多用戶干擾。OFDMA建立子信道組的方案一般有兩種，一種是相鄰的一定數(shù)量的子信道形成子信道組，即塊狀子信道組，第二種方案是子信道組的所有子信道按照一定的間隔散布在整個(gè)帶寬中，即梳狀子信道組。此外子信道也可以綜合這兩個(gè)方案，即隨機(jī)分布在整個(gè)帶寬中。第二種方案相比較第一種方案，具有優(yōu)勢(shì)，尤其在頻率選擇性衰落信道中。
多用戶分塊傳輸系統(tǒng)DFT-SOFDM(Discrete Fourier Transform-Spread OFDM)是一種新的寬帶無(wú)線通信多址技術(shù)，是OFDMA與SC-FDE的結(jié)合。在傳輸端，用戶u的信號(hào)經(jīng)過(guò)離散傅立葉變換(以下簡(jiǎn)稱DFTDiscrete Fourier Transform)后，得到其頻域信號(hào)，將該頻域信號(hào)放置在用戶u的子信道上，再進(jìn)行離散傅里葉逆變換(以下簡(jiǎn)稱IDFTInverse DiscreteFourier Transform)變回時(shí)域，加循環(huán)前綴傳輸。與OFDMA相比，DFT-SOFDM沒(méi)有嚴(yán)重的PAPR問(wèn)題，但DFT-SOFDM與OFDMA對(duì)同步的精度要求都特別高。例如DFT-SOFDM與OFDMA都要求剩余相對(duì)載波頻偏控制在2％的范圍內(nèi)，否則系統(tǒng)的性能會(huì)受到很大的影響。
同步技術(shù)可分為定時(shí)同步和載波頻率同步。載波頻率同步一般分為以下兩個(gè)步驟載波頻率捕獲和載波頻率跟蹤，又稱為粗載波頻率同步和細(xì)載波頻率同步。接收端首先進(jìn)行載波頻率捕獲，將載波頻率控制在較小的范圍內(nèi)，使系統(tǒng)能夠正常工作。為了維持較好的同步性能，必須進(jìn)行載波頻率跟蹤。載波頻率跟蹤即細(xì)載波頻率同步跟蹤載波頻率偏差的變化，防止其累積效應(yīng)，保證載波頻率同步的精度。所以，接收機(jī)必須要跟蹤載波頻率偏差的變化。
建立子信道組時(shí)，非塊狀方案載波同步的要求比塊狀方案更嚴(yán)，尤其在載波頻率捕獲階段，因?yàn)榇蟮妮d波同步誤差會(huì)造成嚴(yán)重的多址干擾，甚至使相鄰用戶不能正常工作。在載波頻率跟蹤階段，不同子信道組建立方案差別不大。
目前在DFT-SOFDM與OFDMA的系統(tǒng)的上行鏈路中，載波頻率跟蹤是個(gè)難點(diǎn)，目前主要采用基于導(dǎo)頻的載波同步方法，即在傳輸過(guò)程中插入一些接收端已知的符號(hào)，接收端利用這些已知符號(hào)進(jìn)行載波頻率估計(jì)，這類方法一般比較簡(jiǎn)單，估計(jì)精度依賴于插入的己知符號(hào)的數(shù)量，缺點(diǎn)是降低了系統(tǒng)的效率。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明針對(duì)現(xiàn)有技術(shù)存在的問(wèn)題，提供一種多用戶分塊傳輸系統(tǒng)(如OFDMA，DFT-SOFDM，)上行鏈路的載波頻率跟蹤方法，該方法在不犧牲系統(tǒng)的頻譜效率的情況下，具有精度高、實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單的特點(diǎn)。
由于本發(fā)明提供的是一種載波頻率跟蹤方法，在載波頻率有慢抖動(dòng)或緩慢漂移的情況下本發(fā)明的方法可以跟蹤這種抖動(dòng)或漂移，使系統(tǒng)維持在一個(gè)好的同步狀態(tài)。由于它僅僅是一個(gè)高精度的載波頻率跟蹤方法，所以對(duì)其工作條件要作一些假設(shè)，假設(shè)用戶u經(jīng)過(guò)載波頻偏捕獲后，剩余相對(duì)載波頻偏控制在2％以內(nèi)。這些假設(shè)可以用現(xiàn)有高精度的載波頻率捕獲方法或結(jié)合一定的細(xì)同步實(shí)現(xiàn)，這種捕獲方式已經(jīng)實(shí)際存在，例如發(fā)表在《電子信息學(xué)報(bào)》2004年第6期上的論文“一種新的OFDM載波頻率捕獲方法”就可以滿足這種精度要求。另外，假設(shè)定時(shí)同步已經(jīng)完成。
在滿足以下條件下a用戶u經(jīng)過(guò)載波頻偏捕獲后，剩余相對(duì)載波頻偏控制在2％以內(nèi)；b定時(shí)同步已經(jīng)完成，本發(fā)明的多用戶分塊傳輸系統(tǒng)上行鏈路的載波頻率跟蹤方法，包括以下步驟(1)系統(tǒng)進(jìn)入正常跟蹤狀態(tài)，基站將接收到的原始多用戶上行時(shí)域基帶信號(hào)r＝(r0，r1，…，rN-1)為每個(gè)用戶備份，基站利用頻偏估計(jì)值進(jìn)行糾偏，同時(shí)選定回傳頻偏估計(jì)值所需要的糾正門限δ1；(2)根據(jù)當(dāng)前幀信道估計(jì)和判決的結(jié)果，基站重構(gòu)與用戶u的信號(hào)相對(duì)應(yīng)的不含頻偏的時(shí)域信號(hào)，并且根據(jù)用戶u的子信道組恢復(fù)用戶u的含有頻偏的時(shí)域信號(hào)，根據(jù)恢復(fù)的含有頻偏的信號(hào)和重構(gòu)信號(hào)，計(jì)算頻偏的估計(jì)值；(3)利用步驟(1)、(2)糾偏，估計(jì)頻偏值，此估計(jì)值用于下一幀信號(hào)的頻偏糾正。
下面對(duì)以上步驟作詳細(xì)說(shuō)明首先對(duì)涉及的符號(hào)進(jìn)行以下說(shuō)明
n子信道整體標(biāo)號(hào)，O≤n≤N-1。分塊傳輸系統(tǒng)中，通信雙方把整個(gè)可用頻帶劃分成N個(gè)子信道，在基于FFT實(shí)現(xiàn)的分塊傳輸系統(tǒng)中，n同時(shí)也是頻域變量的標(biāo)號(hào)。
m子信道的局部標(biāo)號(hào)，是同一個(gè)子信道組中第m個(gè)子信道標(biāo)號(hào)，稱m為該子信道組中的局部標(biāo)號(hào)。
km表示子信道組的局部標(biāo)號(hào)為m的子信道的整體標(biāo)號(hào)。
Ku第u個(gè)用戶的信道組集合，它是由第u個(gè)用戶的所有子信道的整體標(biāo)號(hào)組成的集合。
第(1)步，系統(tǒng)進(jìn)入正常跟蹤狀態(tài)，基站將接收到的原始多用戶上行時(shí)域基帶信號(hào)r＝(r0，r1，…，rN-I)為每個(gè)用戶備份，基站利用頻偏估計(jì)值進(jìn)行糾偏，同時(shí)選定回傳頻偏估計(jì)值所需要的糾正門限δ1。
假設(shè)當(dāng)前幀的頻偏估計(jì)值為 基站利用此估計(jì)值進(jìn)行時(shí)域糾偏。糾偏方法分為兩種，反饋糾偏方法與本地糾偏方法。設(shè)糾正門限為δ1，例如3％相對(duì)頻偏。
反饋糾偏方法如下。如果 為了降低噪聲的影響，一般當(dāng) 連續(xù)出現(xiàn)若干次，例如3次時(shí)，接收端再將其反饋給用戶u，用戶u進(jìn)行糾偏，例如可以用收到的頻偏值作為發(fā)送振動(dòng)器鎖相環(huán)的誤差信號(hào)，用鎖相環(huán)路對(duì)發(fā)射頻率進(jìn)行微調(diào)，也可以用其他方法進(jìn)行糾正，用戶u端完成頻偏糾正后，發(fā)送一個(gè)糾偏完成標(biāo)志位。
本地糾偏方法如下。如果 基站利用公式rnϵ^=rne-j2πϵ^(n+L)N,]]>n＝0，1，…，N-1，對(duì)接收到的原始多用戶上行時(shí)域基帶信號(hào)r＝(r0，r1，…，rN-1)進(jìn)行糾偏，保存糾偏后的向量rϵ^=(r0ϵ^,r1ϵ^,...,rN-1ϵ^).]]>第(2)步，根據(jù)當(dāng)前幀信道估計(jì)和判決的結(jié)果，基站重構(gòu)與用戶u的信號(hào)相對(duì)應(yīng)的不含頻偏的時(shí)域信號(hào)，并且根據(jù)用戶u的子信道組恢復(fù)用戶u的含有頻偏的時(shí)域信號(hào)，根據(jù)恢復(fù)的含有頻偏的信號(hào)和重構(gòu)信號(hào)，計(jì)算頻偏的估計(jì)值。
按照第(1)步描述的過(guò)程對(duì)r糾偏處理，得到的信號(hào)記為 進(jìn)行N點(diǎn)FFT變換，即Y=FFT(rϵ^)---(1)]]>由下式得到用戶u的頻域信號(hào)Yu=(Yk0,Yk1,...,YkM-1)=(Y0u,Y1u,...,YM-1u)]]>由于本發(fā)明的方法適用于OFDMA和DFT-SOFDM兩種系統(tǒng)，本步驟對(duì)于兩種系統(tǒng)的判決方法和重構(gòu)信號(hào)方法有所不同，現(xiàn)分別加以說(shuō)明A)OFDMA系統(tǒng)由信道估計(jì)得到用戶u上行信道的頻域特性 (m＝0，1，…，M-1)，然后對(duì)Ymu，(m＝0，1，…，M-1)進(jìn)行頻域均衡，對(duì)均衡后的數(shù)據(jù)根據(jù)采用的調(diào)制方式判決，得到用戶u判決后的數(shù)據(jù)幀符號(hào) (m＝0，1，…，M-1)，其誤比特率會(huì)比較低，例如小于10-1甚至可以到10-3量級(jí)，其中M是第u個(gè)用戶的子信道組的子信道數(shù)，此時(shí)判決過(guò)程消除了絕大部分頻偏和噪聲的影響；重構(gòu)信號(hào)時(shí)，利用 (m＝0，1，…，M-1)，根據(jù)公式 如果n＝km∈Ku，n＝0，1，…，N-1；(2)并且對(duì)Y~u=(Y~0u,Y~0u,...,Y~N-1u)]]>做N點(diǎn)IFFT變換，重構(gòu)出不含頻偏的接收信號(hào)的時(shí)域形式 即y~u=IFFT(Y~u);]]>B)DFT-SOFDM系統(tǒng)由信道估計(jì)得到用戶u上行信道的頻域特性 (m＝0，1，…，M-1)，然后對(duì)Ymu，(m＝0，1，…，M-1)進(jìn)行頻域均衡，對(duì)均衡后的數(shù)據(jù)做M點(diǎn)IFFT變換，再對(duì)IFFT后的數(shù)據(jù)根據(jù)采用的調(diào)制方式進(jìn)行判決，得到用戶u判決后的數(shù)據(jù)幀符號(hào) (m＝0，1，…，M-1)，其誤比特率會(huì)比較低，例如小于10-1甚至可以到10-3量級(jí)，其中M是第u個(gè)用戶的子信道組的子信道數(shù)，此時(shí)判決過(guò)程消除了絕大部分頻偏和噪聲的影響；重構(gòu)信號(hào)時(shí)，將 (m＝0，1，…，M-1)做M點(diǎn)FFT變換，即S~u=FFT(S~u),]]>根據(jù)公式 如果n＝km∈Ku，n＝0，1，…，N-1；(2’)并且對(duì)Y~u=(Y~0u,Y~1u,...,Y~N-1u)]]>做N點(diǎn)IFFT變換，重構(gòu)出不含頻偏的接收信號(hào)的時(shí)域形式 即y~u=IFFT(Y~u).]]>無(wú)論是OFDMA還是DFT-SOFDM系統(tǒng)，都是根據(jù)下面的公式，得到的用戶u的頻域信息 (3)對(duì)其進(jìn)行N點(diǎn)IFFT變換，恢復(fù)用戶u的含有頻偏的時(shí)域形式信號(hào)，即y^u=IFFT(Y^u).]]>在頻偏比較小的情況下，恢復(fù)值接近實(shí)際值。
由于含有剩余頻偏的接收信號(hào)時(shí)域形式的恢復(fù)值與不含頻偏的重構(gòu)值都是復(fù)數(shù)向量，分別將它們的分量寫成
y^nu=xn+jyn,n=0,1,...,N-1]]>y~nu=an+jbn,n=0,1,...,N-1]]>由公式ϵ^i=N2πΣn=0N-1(n+L)(ynan-xnbn)Σn=0N-1(n+L)2(an2+bm2)---(4)]]>得到當(dāng)前傳輸幀剩余頻偏的估計(jì)值 其中L是循環(huán)前綴的長(zhǎng)度。令ϵ^=ϵ^i+ϵ^,ϵ^]]>作為頻偏估計(jì)值以用于下一幀信號(hào)糾偏?；驹谑盏接脩魎發(fā)送的糾偏標(biāo)志位前，每估計(jì)一次剩余頻偏，估計(jì)值將不斷累加到 上；收到標(biāo)志位后，將 立即置零。
第(3)步，系統(tǒng)利用步驟(1)、(2)糾偏，估計(jì)頻偏值，此估計(jì)值用于下一幀信號(hào)的頻偏糾正；系統(tǒng)利用第(2)步提供的前一幀估計(jì)的頻偏值，按第(1)步描述的過(guò)程糾正本幀信號(hào)，然后糾偏后的本幀信號(hào)利用第(2)步得到頻偏估計(jì)值，來(lái)糾正下一幀信號(hào)。
由于受噪聲的影響，該估計(jì)值是一個(gè)隨機(jī)變量，通過(guò)計(jì)算該估計(jì)值與實(shí)際剩余頻偏的均方誤差可以估計(jì)方法的精度。
本發(fā)明是基于信號(hào)重構(gòu)的載波頻率跟蹤方法，采用本地運(yùn)算處理糾正與反饋糾正結(jié)合的方式，計(jì)算復(fù)雜度低，實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，可跟蹤范圍較大，跟蹤速度快，精度高，提高了傳輸效率。該方法可以用于OFDMA以及DFT-SOFDM上行鏈路中，完成頻偏捕獲后，利用該方法進(jìn)行頻偏跟蹤。


圖1是實(shí)現(xiàn)本發(fā)明所提出方法的系統(tǒng)框圖。
圖2是本發(fā)明方法在塊狀子信道組下的正常跟蹤特性圖。
圖3是本發(fā)明方法在梳狀子信道組下的正常跟蹤特性圖。
圖4是本發(fā)明方法塊狀子信道組在不同信噪比下剩余頻偏均方誤差圖。
圖5是本發(fā)明方法梳狀子信道組在不同信噪比下剩余頻偏均方誤差圖。
圖中1、信源模塊，2、符號(hào)映射模塊，3、FFT模塊(M點(diǎn))，4、信號(hào)頻譜變換模塊，5、IFFT模塊(N點(diǎn))，6、加循環(huán)前綴(CP)模塊，7、D/A模塊，8、中頻及射頻調(diào)制模塊，9、信道，10、射頻及中頻解調(diào)模塊，11、A/D模塊，12、去CP模塊，13、FFT模塊(N點(diǎn))，14、信號(hào)頻譜反變換模塊，15、均衡模塊，16、IFFT模塊(M點(diǎn))，17、判決模塊，18、信道估計(jì)模塊，19、重構(gòu)模塊，20、恢復(fù)模塊，21、估計(jì)偏差計(jì)算模塊，22、多址接入控制模塊，23、同步模塊，24、延遲模塊，25、頻偏糾正模塊，26、反饋信道，27、反饋判斷模塊。
具體實(shí)施例方式
實(shí)施例圖1給出了實(shí)現(xiàn)本發(fā)明所提出方法的系統(tǒng)框圖，各模塊作用如下信源模塊1通用模塊，產(chǎn)生要傳輸?shù)臄?shù)據(jù)。根據(jù)多址接入模塊22產(chǎn)生M長(zhǎng)度的數(shù)據(jù)。
符號(hào)映射模塊2通用模塊，將信源產(chǎn)生的數(shù)據(jù)根據(jù)所采用的調(diào)制方式映射到星座圖對(duì)應(yīng)點(diǎn)上。
M點(diǎn)FFT變換模塊3通用模塊，將每幀M個(gè)已映射信號(hào)變換到頻域，得到信號(hào)的M點(diǎn)頻域信號(hào)。
信號(hào)頻譜變換模塊4基站通過(guò)多址接入模塊22，將模塊3輸出的M點(diǎn)頻域信號(hào)放置到M個(gè)子信道對(duì)應(yīng)頻譜點(diǎn)上，由通用數(shù)字信號(hào)處理芯片實(shí)現(xiàn)。
N點(diǎn)IFFT模塊5通用模塊，將新得到的頻域信號(hào)再變換到時(shí)域。
加CP模塊6通用模塊，將得到的每幀數(shù)據(jù)加上循環(huán)前綴。
D/A模塊7通用模塊，將數(shù)字信號(hào)變換為模擬信號(hào)。
中頻及射頻調(diào)制模塊8通用模塊，如果在無(wú)線環(huán)境下使用該系統(tǒng)，需要對(duì)信號(hào)作射頻調(diào)制才能送天線發(fā)射。有的時(shí)候需要先把信號(hào)調(diào)制到中頻上進(jìn)行中頻放大，再作射頻調(diào)制，最后將已調(diào)信號(hào)送天線發(fā)射。
信道9通用模塊，傳輸信號(hào)的寬帶移動(dòng)信道。
射頻及中頻解調(diào)模塊10通用模塊，在無(wú)線環(huán)境中，將接收天線接收下來(lái)信號(hào)的頻譜從射頻或者中頻搬移到低頻。在解調(diào)之前需要用頻率同步數(shù)據(jù)糾正信號(hào)傳輸過(guò)程中引起的頻偏。
A/D模塊11通用模塊，將解調(diào)后模擬信號(hào)變換為數(shù)字信號(hào)。A/D需要對(duì)模擬信號(hào)進(jìn)行抽樣，提供時(shí)鐘信號(hào)的晶振需要跟發(fā)射機(jī)D/A模塊的晶振頻率相同，否則就會(huì)導(dǎo)致抽樣率誤差。因此在A/D之前要進(jìn)行抽樣率同步。
去CP模塊12通用模塊，將循環(huán)前綴去掉。這時(shí)就存在判斷一幀數(shù)據(jù)何時(shí)開(kāi)始的問(wèn)題，因此去CP之前需要作定時(shí)同步。
N點(diǎn)FFT模塊13通用模塊，將去掉CP的信號(hào)以及頻偏糾正模塊25輸出的信號(hào)變換到頻域。
信號(hào)頻譜反變換模塊14根據(jù)多址接入模塊22，找出接收信號(hào)中子信道攜帶的M點(diǎn)頻域信號(hào)并將信號(hào)輸出給恢復(fù)模塊20。
均衡模塊15通用模塊，用信道估計(jì)模塊18送來(lái)的子信道參數(shù)(信道狀態(tài)信息)，對(duì)信號(hào)頻譜反變換模塊14選出來(lái)的信號(hào)進(jìn)行均衡。均衡方式可以選擇下述三種均衡方式之一迫零均衡、最小均方誤差均衡、混和方式均衡。
M點(diǎn)IFFT變換模塊16通用模塊，將均衡后信號(hào)的M個(gè)頻域信號(hào)變換到時(shí)域。
判決模塊17通用模塊，根據(jù)系統(tǒng)所采用的調(diào)制方式，完成時(shí)域信號(hào)的判決并將信號(hào)輸出給重構(gòu)模塊19。
信道估計(jì)模塊18通用模塊，進(jìn)行信道狀態(tài)獲取。可以用不同的方法來(lái)獲取信道狀態(tài)信息，如信道預(yù)測(cè)、基于輔助數(shù)據(jù)的信道估計(jì)方法、判決反饋信道跟蹤方法等。實(shí)施例給出信道狀態(tài)獲取方法是訓(xùn)練幀。每個(gè)用戶的訓(xùn)練幀如下構(gòu)成。首先，產(chǎn)生Newmann序列Xm=Aπm2M,0≤m≤M-1]]>這里A是幅度。設(shè)訓(xùn)練幀的接受信噪比是snr，幅度由下式給出
A=N10snr10σ2M]]>σ2是噪聲功率。然后，將此序列擴(kuò)成N維向量 由N點(diǎn)IFFT變換，x~u=IFFT(x~u)]]>得到每個(gè)用戶的訓(xùn)練幀。過(guò)信道后去CP，接受信號(hào)r＝(rn，r1，…，rN-1)，作N點(diǎn)FFT變換，R＝FFT(r)，由下式得到信道的頻域估計(jì)值Hmu~=RkmXkm,0≤m≤M-1]]>由于采用了高精度頻偏捕獲方法，頻偏對(duì)信道估計(jì)的影響可以忽略。
重構(gòu)模塊19將判決模塊17輸入的信號(hào)重構(gòu)出 存儲(chǔ) 的實(shí)部和虛部。
恢復(fù)模塊20將信號(hào)頻譜反變換模塊14輸入的信號(hào)恢復(fù)出 。存儲(chǔ) 的實(shí)部和虛部。
估計(jì)偏差計(jì)算模塊21根據(jù)重構(gòu)模塊19輸出 和恢復(fù)模塊20輸出 的實(shí)部和虛部，根據(jù)公式ϵ^i=N2πΣn=0N-1(n+L)(ynan-xnbn)Σn=0N-1(n+L)2(an2+bn2)]]>計(jì)算出當(dāng)前傳輸幀剩余頻偏的估計(jì)值 按公式ϵ^=ϵ^i+ϵ^,]]>計(jì)算頻偏估計(jì)值，將計(jì)算結(jié)果送給反饋判斷模塊27。
多址接入控制模塊22建立通信時(shí)，基站由信道估計(jì)模塊18得到各個(gè)用戶的信道狀態(tài)信息，為每個(gè)用戶分配子信道組并使用戶的接入為準(zhǔn)同步接入。本模塊的功能同OFDMA中的多址接入控制模塊。本實(shí)施例中建立子信道組u是塊狀的，并且所有子信道組u的子信道數(shù)量都是相同的，子信道組間留有1個(gè)虛載波。
同步模塊23該模塊由三個(gè)子模塊組成，包括定時(shí)同步子模塊、抽樣率同步子模塊和載波頻率捕獲子模塊。同步模塊23通過(guò)參數(shù)估計(jì)得到系統(tǒng)需要的各種同步數(shù)據(jù)。載波頻率捕獲子模塊將頻率同步數(shù)據(jù)送給射頻及中頻解調(diào)模塊10；抽樣率同步子模塊將抽樣率同步數(shù)據(jù)送給模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊11；定時(shí)同步子模塊將定時(shí)同步數(shù)據(jù)送給去CP模塊12。
延遲模塊24由反饋判斷模塊27得到的頻偏估計(jì)值 延遲一幀，送給頻偏糾正模塊25，糾正下一幀含有頻偏的接收信號(hào)。
頻偏糾正模塊25根據(jù)同步子模塊中的頻偏跟蹤子模塊輸出的剩余頻偏估計(jì)值 由公式rnϵ^=rne-j2πϵ(n+L)^N,]]>n＝0，1，…，N-1糾正接收信號(hào)，結(jié)果送入N點(diǎn)FFT模塊13。
反饋信道26將反饋判斷模塊27得到的頻偏估計(jì)值傳給頻偏補(bǔ)償模塊28，多址接入控制模塊22的信息傳給信號(hào)頻譜變換模塊4。
反饋判斷模塊27正常跟蹤時(shí)如果當(dāng)ϵ^>δ1]]>連續(xù)出現(xiàn)若干次，例如3次時(shí)或首次跟蹤時(shí)ϵ-<δ0,]]>則將頻偏估計(jì)值 通過(guò)反饋信道26傳給頻偏補(bǔ)償模塊28，否則將頻偏估計(jì)值給延遲模塊24。
頻偏補(bǔ)償模塊28將反饋信道26傳來(lái)的頻偏估計(jì)值調(diào)整中頻及射頻調(diào)制模塊8。
該實(shí)施例仿真參數(shù)仿真環(huán)境Matlab7.0.1，IMT-2000 Vehichlar Test Environment channel model A的典型信道樣本，載波頻偏每幀有0.1％的線性漂移，信道估計(jì)采用訓(xùn)練幀且接收信噪比相對(duì)于數(shù)據(jù)幀多2dB子信道總數(shù)N＝1024調(diào)制方式16QAMCP長(zhǎng)度128用戶數(shù)16接收信噪比14dB(16QAM)圖2給出了本發(fā)明方法在塊狀子信道組下的跟蹤特性。圖3給出了本發(fā)明方法在梳狀子信道組下的跟蹤特性。沒(méi)有考慮反向信道回傳頻偏估計(jì)值時(shí)的傳輸時(shí)延和傳輸頻偏估計(jì)值時(shí)誤碼的影響，即假設(shè)傳輸時(shí)延和誤碼都為0。圖4給出了本發(fā)明方法塊狀子信道組在不同信噪比下剩余頻偏均方誤差。圖5給出了本發(fā)明方法梳狀子信道組在不同信噪比下剩余頻偏均方誤差圖。每點(diǎn)仿真1萬(wàn)幀。
仿真結(jié)果表明，該方法跟蹤速度快，精度高，將相對(duì)頻偏鎖定在正負(fù)2％以內(nèi)，完全滿足系統(tǒng)對(duì)頻偏跟蹤精度的要求，具有很高的實(shí)用價(jià)值。本發(fā)明的突出優(yōu)點(diǎn)為計(jì)算復(fù)雜度低，特別是計(jì)算量小，估計(jì)精度高，實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，不降低系統(tǒng)的頻譜效率，屬于真正意義上的盲估計(jì)跟蹤方法。
為避免混淆，本說(shuō)明書(shū)中所提到的一些名詞做以下解釋1.符號(hào)是指信息比特經(jīng)過(guò)調(diào)制映射(也稱符號(hào)映射)后的數(shù)據(jù)。一般是一個(gè)實(shí)部和虛部均為整數(shù)的復(fù)數(shù)。
2.幀信號(hào)對(duì)于OFDM，一幀信號(hào)在發(fā)送端是指做IFFT變換的N個(gè)符號(hào)，在接收端是指在去掉CP以后做FFT變換的N個(gè)符號(hào)。對(duì)于DFT-SOFDM系統(tǒng)，一幀信號(hào)在發(fā)送端是指相鄰兩個(gè)CP之間的N個(gè)信息符號(hào)，在接收端是指在去掉CP以后做FFT變換的N個(gè)符號(hào)。
權(quán)利要求
1．一種多用戶分塊傳輸系統(tǒng)上行鏈路的載波頻率跟蹤方法，其特征是在滿足以下條件下a用戶u經(jīng)過(guò)載波頻偏捕獲后，剩余相對(duì)載波頻偏控制在2％以內(nèi)；b定時(shí)同步已經(jīng)完成；該載波頻率跟蹤方法包括以下步驟(1)系統(tǒng)進(jìn)入正常跟蹤狀態(tài)，基站將接收到的原始多用戶上行時(shí)域基帶信號(hào)r=(r0，r1，…，rN-1)為每個(gè)用戶備份，基站利用頻偏估計(jì)值進(jìn)行糾偏，同時(shí)選定回傳頻偏估計(jì)值所需要的糾正門限δ1；(2)根據(jù)當(dāng)前幀信道估計(jì)和判決的結(jié)果，基站重構(gòu)與用戶u的信號(hào)相對(duì)應(yīng)的不含頻偏的時(shí)域信號(hào)，并且根據(jù)用戶u的子信道組恢復(fù)用戶u的含有頻偏的時(shí)域信號(hào)，根據(jù)恢復(fù)的含有頻偏的信號(hào)和重構(gòu)信號(hào)，計(jì)算頻偏的估計(jì)值；(3)利用步驟(1)、(2)糾偏，估計(jì)頻偏值，此估計(jì)值用于下一幀信號(hào)的頻偏糾正。
2．根據(jù)權(quán)利要求1所述的多用戶分塊傳輸系統(tǒng)上行鏈路的載波頻率跟蹤方法，其特征是所述第(1)步的實(shí)現(xiàn)方法是假設(shè)當(dāng)前幀的頻偏估計(jì)值為 ，基站利用此估計(jì)值進(jìn)行時(shí)域糾偏，設(shè)糾正門限為δ1，采用反饋糾偏方法如果 ，為了降低噪聲的影響，當(dāng) 連續(xù)出現(xiàn)若干次時(shí)，接收端再將其反饋給用戶u，用戶u進(jìn)行糾偏，用收到的頻偏值作為發(fā)送振動(dòng)器鎖相環(huán)的誤差信號(hào)，用鎖相環(huán)路對(duì)發(fā)射頻率進(jìn)行微調(diào)，用戶u端完成頻偏糾正后，發(fā)送一個(gè)糾偏完成標(biāo)志位。
3．根據(jù)權(quán)利要求1所述的多用戶分塊傳輸系統(tǒng)上行鏈路的載波頻率跟蹤方法，其特征是所述第(1)步的實(shí)現(xiàn)方法是假設(shè)當(dāng)前幀的頻偏估計(jì)值為 ，基站利用此估計(jì)值進(jìn)行時(shí)域糾偏，設(shè)糾正門限為δ1，采用本地糾偏方法如果 ，基站利用公式rnϵ^=rne-j2πϵ^(n+L)N,n=0,1,...,N-1]]>，對(duì)接收到的原始多用戶上行時(shí)域基帶信號(hào)r=(r0，r1，…，rN-1)進(jìn)行糾偏。
4．根據(jù)權(quán)利要求1所述的多用戶分塊傳輸系統(tǒng)上行鏈路的載波頻率跟蹤方法，其特征是所述第(2)步對(duì)于OFDMA系統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)方法是按照第(1)步描述的過(guò)程對(duì)r糾偏處理，得到的信號(hào)記為 ，對(duì) 進(jìn)行N點(diǎn)FFT變換，即Y=FFT(rϵ^)]]>由下式得到用戶u的頻域信號(hào)Yu=(Yk0,Yk1,...,YkM-1)=(Y0u,...,YM-1u)]]>由信道估計(jì)得到用戶u上行信道的頻域特性H~kmu,(m=0,1,...,M-1)]]>，然后對(duì)Ymu，(m＝0，1，…，M-1)進(jìn)行頻域均衡，對(duì)均衡后的數(shù)據(jù)根據(jù)采用的調(diào)制方式判決，得到用戶u判決后的數(shù)據(jù)幀符號(hào)S~mu,(m=0,1,...,M-1),]]>其誤比特率比較低，小于10-1到10-3量級(jí)，其中M是第u個(gè)用戶的子信道組的子信道數(shù)，此時(shí)判決過(guò)程消除了絕大部分頻偏和噪聲的影響；重構(gòu)信號(hào)時(shí)，利用 ，(m＝0，1，…，M-1)，根據(jù)公式 并且對(duì) 做N點(diǎn)IFFT變換，重構(gòu)出不含頻偏的接收信號(hào)的時(shí)域形式 ,即y~u=IFFT(Y~u);]]>根據(jù)下面的公式，得到用戶u的頻域信息 對(duì)其進(jìn)行N點(diǎn)IFFT變換，恢復(fù)用戶u的含有頻偏的時(shí)域形式信號(hào)，即 ；由于含有剩余頻偏的接收信號(hào)時(shí)域形式的恢復(fù)值與不含頻偏的重構(gòu)值都是復(fù)數(shù)向量，分別將它們的分量寫成y^nu=xn+jyn,n=0,1,...,N-1]]>y~nu=an+jbn,n=0,1,...,N-1]]>由公式ϵ^i=N2πΣn=0N-1(n+L)(ynan-xnbn)Σn=0N-1(n+L)2(an2+bn2)]]>得到當(dāng)前傳輸幀剩余頻偏的估計(jì)值 ，其中L是循環(huán)前綴的長(zhǎng)度；令 ， 作為頻偏估計(jì)值以用于下一幀信號(hào)糾偏；基站在收到用戶u發(fā)送的糾偏標(biāo)志位前，每估計(jì)一次剩余頻偏，估計(jì)值將不斷累加到 上；收到標(biāo)志位后，將 立即置零。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的多用戶分塊傳輸系統(tǒng)上行鏈路的載波頻率跟蹤方法，其特征是所述第(2)步對(duì)于DFT-SOFDM系統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)方法是按照第(1)步描述的過(guò)程對(duì)r糾偏處理，得到的信號(hào)記為 ，對(duì) 進(jìn)行N點(diǎn)FFT變換，即Y=FFT(rϵ^)]]>由下式得到用戶u的頻域信號(hào)Yu=(Yk0,Yk1,...,YkM-1)=(Y0u,Y1u,...,YM-1u)]]>由信道估計(jì)得到用戶u上行信道的頻域特性H~kmu,(m=0,1,...,M-1),]]>然后對(duì)Ymu，(m＝0，1，...，M-1)進(jìn)行頻域均衡，對(duì)均衡后的數(shù)據(jù)做M點(diǎn)IFFT變換，再對(duì)IFFT后的數(shù)據(jù)根據(jù)采用的調(diào)制方式進(jìn)行判決，得到用戶u判決后的數(shù)據(jù)幀符號(hào)S~mu,(m=0,1,...,M-1),]]>其誤比特率比較低，小于10-1到10-3量級(jí)，其中M是第u個(gè)用戶的子信道組的子信道數(shù)，此時(shí)判決過(guò)程消除了絕大部分頻偏和噪聲的影響；重構(gòu)信號(hào)時(shí)，將S~mu,(m=0,1,...,M-1),]]>做M點(diǎn)FFT變換，即S~u=FFT(S~u)]]>，根據(jù)公式 并且對(duì)y~u=(Y~0u,Y~1u,...,Y~N-1u)]]>做N點(diǎn)IFFT變換，重構(gòu)出不含頻偏的接收信號(hào)的時(shí)域形式 ，即y~u=IFFT(Y~u)]]>根據(jù)下面的公式，得到的用戶u的頻域信息 對(duì)其進(jìn)行N點(diǎn)IFFT變換，恢復(fù)用戶u的含有頻偏的時(shí)域形式信號(hào)，即y^u=IFFT(Y^u)]]>由于含有剩余頻偏的接收信號(hào)時(shí)域形式的恢復(fù)值與不含頻偏的重構(gòu)值都是復(fù)數(shù)向量，分別將它們的分量寫成y^nu=xn+jyn,n=0,1,...,N-1]]>y^nu=an+jbn,n=0,1,...,N-1]]>由公式ϵ^i=N2πΣn=0N-1(n+L)(ynan-xnbn)Σn=0N-1(n+L)2(an2+bn2)]]>得到當(dāng)前傳輸幀剩余頻偏的估計(jì)值 ，其中L是循環(huán)前綴的長(zhǎng)度；令 ， 作為頻偏估計(jì)值以用于下一幀信號(hào)糾偏；基站在收到用戶u發(fā)送的糾偏標(biāo)志位前，每估計(jì)一次剩余頻偏，估計(jì)值將不斷累加到 上；收到標(biāo)志位后，將 立即置零。
全文摘要
本發(fā)明提供了一種多用戶分塊傳輸系統(tǒng)上行鏈路的載波頻率跟蹤方法，在滿足以下條件下a用戶u經(jīng)過(guò)載波頻偏捕獲后，剩余相對(duì)載波頻偏控制在2％以內(nèi)；b定時(shí)同步已經(jīng)完成；該跟蹤方法包括以下步驟(1)系統(tǒng)進(jìn)入正常跟蹤狀態(tài)，基站將接收到的原始多用戶上行時(shí)域基帶信號(hào)為每個(gè)用戶備份，基站利用頻偏估計(jì)值進(jìn)行糾偏，同時(shí)選定回傳頻偏估計(jì)值所需要的糾正門限δ
文檔編號(hào)H04L5/02GK1937606SQ200610069259
公開(kāi)日2007年3月28日 申請(qǐng)日期2006年10月10日 優(yōu)先權(quán)日2006年10月10日
發(fā)明者杜巖, 孫小鈞, 劉蕾蕾, 王麗麗 申請(qǐng)人:山東大學(xué)