專利名稱：多輸入多輸出無(wú)線通信系統(tǒng)的信號(hào)發(fā)射/接收裝置及方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種應(yīng)用于無(wú)線通信領(lǐng)域的發(fā)射/接收裝置及其發(fā)射/接收方法，特別的涉及一種多輸入多輸出無(wú)線通信系統(tǒng)的信號(hào)發(fā)射/接收裝置及其發(fā)射/接收方法。
背景技術(shù)：
在無(wú)線通信系統(tǒng)中，無(wú)線信道的衰落效應(yīng)嚴(yán)重影響信號(hào)的接收質(zhì)量，而分集技術(shù)是對(duì)付衰落效應(yīng)的有效方法。傳統(tǒng)的分集技術(shù)是在接收裝置配置多根天線，通過(guò)對(duì)同一發(fā)射信號(hào)在接收裝置的多個(gè)副本進(jìn)行處理，如最大比合并，實(shí)現(xiàn)分集增益，使得接收信號(hào)的誤碼率性相對(duì)于單天線系統(tǒng)有明顯的改進(jìn)。
根據(jù)信息論的研究結(jié)果，例如G.J.Foschini and M.J.Gans，“On limitsof wireless communications in a fading environment when using multipleantennas，”Wireless Personal Communications，vol.6，no.3，pp.311-335，Mar.1998，相比較于僅在接收裝置采用多天線的系統(tǒng)，如果在發(fā)射裝置和接收裝置均采用多天線，可以顯著提高系統(tǒng)的容量。這為發(fā)射分集技術(shù)的研究提供了理論基礎(chǔ)。同時(shí)，對(duì)于大多數(shù)無(wú)線應(yīng)用環(huán)境，發(fā)射分集是一種更實(shí)際的方案，如對(duì)于移動(dòng)通信中的下行鏈路，在基站采用多天線既便于實(shí)現(xiàn)，又可以同時(shí)提高多個(gè)用戶的接收質(zhì)量。
空時(shí)分組編碼是一種有效的發(fā)射分集技術(shù)，它通過(guò)在發(fā)射裝置對(duì)信號(hào)同時(shí)進(jìn)行空間域(即天線)和時(shí)間域(即字符周期)上的編碼，分別實(shí)現(xiàn)了分集增益和編碼增益。1998年Alamouti針對(duì)發(fā)射天線數(shù)為2的系統(tǒng)，提出了一種簡(jiǎn)單而性能優(yōu)異的空時(shí)分組編碼方案(詳見(jiàn)Siavash M.Alamouti，“ASimple Transmit Diversity Technique for Wireless Communication”IEEEJournal on Select Areas in Communications，vol.16，No.8，October 1998)。該方案在發(fā)射裝置不需要信道信息，也就是說(shuō)，不需要發(fā)射天線與接收天線之間無(wú)線信道的沖激響應(yīng)。無(wú)線信道可看作是一個(gè)包含(L+1)個(gè)抽頭的濾波器，其抽頭系數(shù)為h＝[h(0)，h(1)，…，h(L)]，信道信息即為h＝[h(0)，h(1)，…，h(L)]。并且，Alamouti空時(shí)分組編碼方案還可以實(shí)現(xiàn)滿速率發(fā)射和滿發(fā)射分集增益，其編碼矩陣為 其中，Alamouti編碼矩陣的每一行表示同一字符周期內(nèi)分別從兩根天線發(fā)射的字符，標(biāo)記為“→天線”；Alamouti編碼矩陣的每一列表示同一天線在兩個(gè)連續(xù)的字符周期內(nèi)分別發(fā)射的字符，標(biāo)記為“↓時(shí)間”。
由于該編碼矩陣具有正交性，接收裝置的最大似然譯碼僅包含線性處理，因此具有很低的計(jì)算復(fù)雜度。這些優(yōu)點(diǎn)使得Alamouti的方案已經(jīng)被一些3G標(biāo)準(zhǔn)如WCDMA和CDMA2000所采用。
這種基于正交矩陣的空時(shí)分組編碼方案隨后推廣到發(fā)射天線數(shù)Nt＞2的系統(tǒng)，稱為空時(shí)分組編碼(Space Time Block Code，STBC)方案。所謂空時(shí)分組編碼泛指將k個(gè)信息字符c1，c2，…，ck映像為一P×M編碼矩陣C的方法，其中M為發(fā)射天線數(shù)，P表示該編碼矩陣所占用的碼元周期數(shù)，編碼矩陣中的每個(gè)元素均為c1，c2，…，ck及其共軛的線性組合。采用正交編碼矩陣的空時(shí)分組編碼方案是空時(shí)分組編碼的一個(gè)重要特例，它的特征是編碼矩陣C滿足CHC＝aI，其中a＞0，I表示單位陣。
但是，對(duì)于發(fā)射裝置采用多天線的復(fù)信號(hào)，僅當(dāng)Nt＝2時(shí)存在滿速率的正交編碼矩陣(即Alamouti的方案)，而當(dāng)Nt＞2時(shí)，采用正交編碼矩陣會(huì)使傳輸速率大大下降。如當(dāng)Nt＝4時(shí)，其正交編碼矩陣如下
采用此編碼矩陣，系統(tǒng)在8個(gè)字符周期內(nèi)僅能夠發(fā)射了4個(gè)字符的信息，因此，所實(shí)現(xiàn)的碼率僅為rate＝1/2(詳細(xì)原因請(qǐng)參考V.Tarokh，H.Jafarkhani，and A.R.Calderbank，“Space-time block codes from orthogonal designs，”IEEE Transactions on Information Theory，vol.45，no.5，pp.1456-1467，Jul.1999中的公式38)。
對(duì)無(wú)線信道而言，當(dāng)發(fā)射信號(hào)的帶寬小于信道的相干帶寬，則稱該信道為平衰落信道，反之則稱之為頻率選擇性信道。當(dāng)信道為平衰落時(shí)，接收信號(hào)中沒(méi)有碼間干擾，即每個(gè)接收信號(hào)只與某一個(gè)信息字符有關(guān)；而當(dāng)信道為頻率選擇性信道，接收信號(hào)為相鄰信息字符的線性迭加，即存在碼間干擾。早期對(duì)空時(shí)分組編碼及空分復(fù)用系統(tǒng)的研究都假定信道是平衰落的，即信道的時(shí)延擴(kuò)展遠(yuǎn)小于發(fā)射信號(hào)的碼元周期。但是，在寬帶無(wú)線通信系統(tǒng)中，信道將呈現(xiàn)頻率選擇性衰落，因此研究頻率選擇性信道中的多天線傳輸方案及相應(yīng)的接收方法更具有實(shí)際意義。
為了利用已有的基于平衰落信道的空時(shí)分組編碼，可以在接收裝置通過(guò)時(shí)域的多輸入多輸出(Multiple Input Multiple Output，MIMO)均衡器將頻率選擇性信道轉(zhuǎn)化為平衰落信道，這種方法的缺點(diǎn)是時(shí)域MIMO均衡器的計(jì)算復(fù)雜度較高。并且，由于正交頻分復(fù)用OFDM采用多載波傳輸，載波偏移會(huì)造成載波間干擾，嚴(yán)重影響發(fā)射信號(hào)的檢測(cè)。
綜上所述，現(xiàn)有技術(shù)中存在著碼率低，計(jì)算復(fù)雜，檢測(cè)困難的缺點(diǎn)，迫切需要一種具有高碼率，計(jì)算復(fù)雜低，且對(duì)載波偏移的敏感度較低的無(wú)線通信方式。

發(fā)明內(nèi)容
針對(duì)現(xiàn)有技術(shù)的缺點(diǎn)，本發(fā)明提供一種有較高碼率，計(jì)算復(fù)雜相對(duì)較低，且對(duì)載波偏移的敏感度較低的無(wú)線通信系統(tǒng)的信號(hào)發(fā)射/接收裝置及其發(fā)射/接收方法。
本發(fā)明的實(shí)施例所述的發(fā)射裝置包括一多路輸出選擇器，用于將輸入的信息序列分成多路，以獲得多個(gè)分路信號(hào)；及多個(gè)發(fā)射單元，分別與所述的多個(gè)分路信號(hào)相對(duì)應(yīng)，其中所述的各發(fā)射單元分別包括一串并變換器，用于對(duì)所述的分路信號(hào)進(jìn)行串并變換，以獲得多個(gè)預(yù)定長(zhǎng)度的塊信號(hào)；及一空時(shí)分組編碼器，用于對(duì)所述的塊信號(hào)進(jìn)行空時(shí)分組編碼，以獲得多組經(jīng)編碼的塊信號(hào)，所述的多組經(jīng)編碼的塊信號(hào)在頻域具有正交性。
本發(fā)明的實(shí)施例的所述的發(fā)射方法包括將待發(fā)射的信息序列分成多路，以獲得多個(gè)分路信號(hào)；對(duì)所述的多個(gè)分路信號(hào)的每一路分別進(jìn)行串并變換，以獲得多個(gè)預(yù)定長(zhǎng)度的塊信號(hào)；對(duì)所述的多個(gè)塊信號(hào)進(jìn)行空時(shí)分組編碼，以獲得多組經(jīng)編碼的塊信號(hào)，所述的多組經(jīng)編碼的塊信號(hào)在頻域具有正交性；對(duì)所述的多組經(jīng)編碼的塊信號(hào)加入冗余信息；及將經(jīng)過(guò)加入冗余信息的信號(hào)經(jīng)由發(fā)射天線發(fā)射。
根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例，在發(fā)射裝置配置四根發(fā)射天線，待發(fā)射的信息序列通過(guò)串并變換分成兩路獨(dú)立的信號(hào)，每一路信號(hào)分配兩根發(fā)射天線。對(duì)每一路信號(hào)進(jìn)行發(fā)射天線數(shù)為2的空時(shí)分組編碼。由于考慮頻率選擇性信道并在接收裝置采用頻域均衡，空時(shí)分組編碼需要以塊為單位進(jìn)行。空時(shí)分組編碼器輸出的每個(gè)數(shù)據(jù)塊在附加長(zhǎng)度為信道階數(shù)的干擾消除項(xiàng)(如循環(huán)前綴)后從相應(yīng)的天線發(fā)射。附加干擾消除項(xiàng)(循環(huán)前綴)的目的是通過(guò)在接收裝置將對(duì)應(yīng)干擾消除項(xiàng)(循環(huán)前綴)的接收信號(hào)丟棄，從而消除頻率選擇性信道引起的相鄰數(shù)據(jù)塊之間的干擾，并使信道矩陣為循環(huán)矩陣。兩路空時(shí)分組編碼后的信號(hào)同時(shí)從四根天線發(fā)射，并占用同樣的頻帶。
本發(fā)明的實(shí)施例所述的接收裝置包括多個(gè)接收單元，用以接收多路的輸入信號(hào)，所述的輸入信號(hào)為經(jīng)空時(shí)分組編碼的塊信號(hào)且在頻域具有正交性；一多路信號(hào)分離器，耦接于所述的多個(gè)接收單元，用來(lái)將所述的輸入信號(hào)分離成多個(gè)第一分離信號(hào)；及多個(gè)輸出單元，分別與所述的多個(gè)第一分離信號(hào)相對(duì)應(yīng)，所述的各輸出單元分別包括一線性合并器，利用線性合并的方法對(duì)所述的第一分離信號(hào)實(shí)現(xiàn)經(jīng)編碼的數(shù)據(jù)塊之間的分離，以獲得第二分離信號(hào)；及一頻域均衡器，用于對(duì)所述的第二分離信號(hào)進(jìn)行頻域均衡以恢復(fù)一信息序列。
本發(fā)明的實(shí)施例所述的接收方法包括接收多路的輸入信號(hào)，所述的輸入信號(hào)為經(jīng)空時(shí)分組編碼的塊信號(hào)；將所述的輸入信號(hào)中對(duì)應(yīng)于冗余信息的部分丟棄，以消除各路信號(hào)中相鄰數(shù)據(jù)塊之間的干擾；利用離散傅立葉變換將各路信號(hào)中所述數(shù)據(jù)塊從時(shí)域變換到頻域；將各路信號(hào)中變換到頻域的信號(hào)進(jìn)行信號(hào)的第一次分離；對(duì)第一次分離后的信號(hào)利用線性合并的方法實(shí)現(xiàn)各路信號(hào)中經(jīng)編碼的數(shù)據(jù)塊之間的第二次分離，并獲得發(fā)射分集增益；及分別對(duì)經(jīng)過(guò)第二次分離后的信號(hào)采用頻域均衡方法進(jìn)行恢復(fù)一信息序列。
根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例，對(duì)于一個(gè)與2路4天線發(fā)射裝置對(duì)應(yīng)的接收裝置，由于發(fā)射信號(hào)包含兩路完全獨(dú)立的空時(shí)分組編碼信號(hào)，因此在接收裝置至少需要包含接收天線之兩組接收單元以實(shí)現(xiàn)兩路信號(hào)的分離。在每根接收天線上將對(duì)應(yīng)冗余信息的接收信號(hào)丟棄，并通過(guò)離散傅立葉變換將接收信號(hào)變換到頻域。接著利用空時(shí)分組編碼信號(hào)的特點(diǎn)，采用低復(fù)雜度的干擾抑制算法實(shí)現(xiàn)兩路信號(hào)的分離，最后利用最小均方誤差頻域均衡分別完成兩路信號(hào)的檢測(cè)。
在此基礎(chǔ)上，本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例揭示一種根據(jù)均衡后的均方誤差進(jìn)行排序的分層檢測(cè)算法，其先檢測(cè)均方誤差小的一路信號(hào)，并將該路信號(hào)對(duì)接收信號(hào)的貢獻(xiàn)從接收信號(hào)中消除，再檢測(cè)剩余的一路信號(hào)。根據(jù)本發(fā)明的另一個(gè)實(shí)施例，這種消除干擾后再檢測(cè)的方法可以迭代地進(jìn)行以進(jìn)一步提高系統(tǒng)的性能。
與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明的實(shí)施例結(jié)合了空分復(fù)用與空時(shí)分組編碼，也就是可將信息序列分成多路同時(shí)傳輸，每一路均采用空時(shí)分組編碼。同僅采用空時(shí)分組編碼的方案相比，本發(fā)明通過(guò)空分復(fù)用實(shí)現(xiàn)了更高的傳輸速率；同僅采用空分復(fù)用的方案相比，本發(fā)明通過(guò)空時(shí)分組編碼實(shí)現(xiàn)了天線分集，提高了系統(tǒng)的誤碼率性能。
本發(fā)明可適用于信道為頻率選擇性的寬帶無(wú)線通信。由于本發(fā)明可采用單載波傳輸，因此同采用正交頻分復(fù)用(OFDM)的方案相比，本發(fā)明的優(yōu)點(diǎn)在于具有較低的發(fā)射功率峰均比，因此對(duì)發(fā)射端功率放大器線性范圍的要求降低了；并且，對(duì)載波偏移的敏感度降低了，因此對(duì)接收端載波同步設(shè)備的要求降低了。
傳統(tǒng)的僅采用空時(shí)分組編碼的傳輸方案對(duì)一路信號(hào)進(jìn)行包含所有發(fā)射天線的空時(shí)分組編碼，得到的空時(shí)編碼矩陣所占用的碼元周期數(shù)較多。本發(fā)明之實(shí)施例將信息序列分成多路，每一路對(duì)發(fā)射天線陣列的一個(gè)子集進(jìn)行空時(shí)分組編碼，因此得到的空時(shí)編碼矩陣所占用的碼元周期數(shù)減少了。由于空時(shí)分組編碼信號(hào)的解碼假定信道在一個(gè)編碼矩陣內(nèi)是恒定的，因此本發(fā)明對(duì)信道時(shí)不變性的要求降低了，其性能受時(shí)變信道的影響相對(duì)較小。
配合圖式說(shuō)明，對(duì)本發(fā)明所作的描述和權(quán)利要求，本發(fā)明的其它目的和成就將顯而易見(jiàn)，并可對(duì)本發(fā)明有全面的理解。


圖1是根據(jù)本發(fā)明一個(gè)實(shí)施例的無(wú)線通信系統(tǒng)發(fā)射裝置的結(jié)構(gòu)示意圖；圖2是圖1所示實(shí)施例的發(fā)射裝置的信號(hào)處理的流程圖；圖3是圖1所示實(shí)施例中兩個(gè)天線上發(fā)射數(shù)據(jù)塊的格式示意圖；圖4是根據(jù)本發(fā)明一個(gè)實(shí)施例的無(wú)線通信系統(tǒng)接收裝置的結(jié)構(gòu)示意圖；圖5是圖4所述實(shí)施例接收裝置信號(hào)處理的流程圖；
圖6是根據(jù)本發(fā)明一個(gè)實(shí)施例空時(shí)分組編碼信號(hào)恢復(fù)方法的流程圖；圖7是根據(jù)本發(fā)明另一個(gè)實(shí)施例空時(shí)分組編碼信號(hào)恢復(fù)方法的流程圖；圖8是根據(jù)本發(fā)明另一個(gè)實(shí)施例的無(wú)線通信系統(tǒng)發(fā)射裝置的結(jié)構(gòu)示意圖；圖9是根據(jù)本發(fā)明另一個(gè)實(shí)施例的無(wú)線通信系統(tǒng)接收裝置的結(jié)構(gòu)示意圖；圖10是根據(jù)本發(fā)明另一個(gè)實(shí)施例的無(wú)線通信系統(tǒng)發(fā)射裝置的結(jié)構(gòu)示意圖；及圖11是根據(jù)本發(fā)明另一個(gè)實(shí)施例的無(wú)線通信系統(tǒng)接收裝置的結(jié)構(gòu)示意圖。
在所有的上述附圖中，相同的標(biāo)號(hào)表示具有相同、相似或相應(yīng)的特征或功能。
具體實(shí)施例方式
本發(fā)明的實(shí)施例結(jié)合了空分復(fù)用與空時(shí)分組編碼，提供一種有較高碼率，較低計(jì)算復(fù)雜的無(wú)線通信系統(tǒng)的信號(hào)發(fā)射/接收裝置及其發(fā)射/接收方法。
參考圖1和圖2，通過(guò)一個(gè)本發(fā)明的優(yōu)選的實(shí)施例進(jìn)一步說(shuō)明本發(fā)明的技術(shù)方案。如圖1所示，本發(fā)明的無(wú)線通信系統(tǒng)發(fā)射裝置，包括一兩路輸出選擇器101，以及分別對(duì)應(yīng)耦接到所述兩路輸出選擇器101的兩個(gè)輸出的第一發(fā)射單元10和第二發(fā)射單元20。第一發(fā)射單元10還包括第一串并(S/P)變換器102、第一空時(shí)分組編碼器104、第一發(fā)射子單元106和第二發(fā)射子單元108。待發(fā)射信息序列X(n)經(jīng)過(guò)兩路輸出選擇器101后分成兩路，以獲得兩個(gè)分路信號(hào)，其中一路信號(hào)對(duì)應(yīng)第一發(fā)射單元10，依次經(jīng)過(guò)第一串并變換器102以獲得多個(gè)預(yù)定長(zhǎng)度的塊信號(hào)和經(jīng)過(guò)第一空時(shí)分組編碼器104，以對(duì)所述的塊信號(hào)進(jìn)行空時(shí)分組編碼及獲得經(jīng)編碼的塊信號(hào)，所述的經(jīng)編碼的塊信號(hào)在頻域具有正交性。其中另一路信號(hào)對(duì)應(yīng)第一發(fā)射單元20，依相似之方式運(yùn)作。
參考圖1及圖2步驟S201，在兩路輸出選擇器101中信息序列X(n)被分成兩路分路信號(hào)，通過(guò)第一串并(S/P)變換器102信息序列經(jīng)串并變換后，組成長(zhǎng)度為N的塊信號(hào)s(k)＝[t(kN)，…，t(kN+N-1)]T其中，s(k)為每一路的信號(hào)，k為串并變換后得到的數(shù)據(jù)塊的序號(hào)和T為向量或矩陣的轉(zhuǎn)置。以下s(k)表示第k個(gè)長(zhǎng)度為N的數(shù)據(jù)塊，t(n)表示第n個(gè)信息字符。
參考圖1及圖2在步驟S202，將連續(xù)的兩個(gè)塊s(2k)和s(2k+1)做為第一空時(shí)分組編碼器104的輸入，進(jìn)行空時(shí)分組編碼，以獲得經(jīng)編碼的塊信號(hào)，所述的經(jīng)編碼的塊信號(hào)在頻域具有正交性。根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例，空時(shí)分組編碼器具體編碼方法可表述為將空時(shí)分組編碼器104的輸出中擬從發(fā)射第i天線i(i＝1，2)發(fā)射的第k個(gè)塊記作si(k)，則編碼規(guī)則可表示為s1(2k)(n)=s(2kN+n),s2(2k)(n)=s((2k+1)N+n),]]>s1(2k+1)(n)=-s2‾(2k)((-n)N),s2(2k+1)(n)=-s1‾(2k)((-n)N),n=0,1,···,N-1...(1)]]>其中，(·)N表示對(duì)N求模，(·)表示共軛。公式(1)中的第一行的兩個(gè)等式表示在第一個(gè)塊周期內(nèi)兩根天線上的編碼方法；第二行的兩個(gè)等式表示在第二個(gè)塊周期內(nèi)兩根天線上的編碼方法；每一次編碼過(guò)程包含兩個(gè)長(zhǎng)度為N的塊周期主要是用于構(gòu)造正交編碼矩陣以利用兩根發(fā)射天線提供發(fā)射分集。
公式(1)中的編碼規(guī)則可描述為每一次編碼過(guò)程包含兩個(gè)長(zhǎng)度為N的塊周期，在第一個(gè)塊周期中，第一天線1發(fā)射s(2k)，第二天線2發(fā)射s(2k+1)；在第二個(gè)塊周期中，第一天線1發(fā)射的數(shù)據(jù)塊為s(2k+1)經(jīng)倒序、移位、共軛和取反后的結(jié)果，相似地，第二天線2發(fā)射的數(shù)據(jù)塊為s(2k)經(jīng)倒序、移位和共軛后的結(jié)果。此編碼規(guī)則使得兩天線在一個(gè)編碼周期內(nèi)發(fā)射的數(shù)據(jù)塊在頻域有下面的關(guān)系
S1(2k+1)=-S‾2(2k);S2(2k+1)=S‾1(2k)...(2)]]>其中Si(k)=Fsi(k)]]>通過(guò)歸一化離散傅立葉變換矩陣F，將時(shí)域數(shù)據(jù)塊變換到頻域。這里的歸一化離散傅立葉變換矩陣F是一N×N維矩陣，其第(k，n)元素為(F)k,n=1Nexp(-j2πknN),k=0,1,···,N-1;n=0,1,···,N-1,]]>其中j為虛數(shù)單位。
這樣，編碼后的信號(hào)在頻域具有與Alamouti方案相似的正交性，不同的是，Alamouti方案中是以字符為單位進(jìn)行編碼，正交性體現(xiàn)在時(shí)域；而這里是以塊為單位進(jìn)行編碼，正交性體現(xiàn)在頻域。
第一發(fā)射子單元106包括第一冗余信息增加器110(例如一循環(huán)前綴(CP)增加器，以下以循環(huán)前綴增加器敘述)和耦接到第一天線1的第一并串(P/S)變換器114。同樣的，第二發(fā)射子單元108包括第二循環(huán)前綴(CP)增加器112和耦接到第二天線2的第二并串(P/S)變換器116。第一空時(shí)分組編碼器104的輸出s1依次通過(guò)第一循環(huán)前綴增加器110和第一并串變換器114，再通過(guò)第一天線1發(fā)射出去；輸出s2則依次通過(guò)第二循環(huán)前綴增加器112和第二并串變換器116，再通過(guò)第二天線2發(fā)射出去。
參考圖1及圖2步驟S203，空時(shí)分組編碼器104輸出的每個(gè)長(zhǎng)度為N的數(shù)據(jù)塊在第一循環(huán)前綴(CP)增加器110中被附加長(zhǎng)度為L(zhǎng)的冗余信息(循環(huán)前綴(CP))，其中，收發(fā)天線間的信道的階數(shù)均為L(zhǎng)，即信道的抽頭數(shù)為L(zhǎng)+1；步驟S204，再通過(guò)第一并串(P/S)變換器114的并串轉(zhuǎn)換(P/S)后從相應(yīng)的天線發(fā)射。
根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例，附加長(zhǎng)度為L(zhǎng)的CP也就是將數(shù)據(jù)塊的最后L個(gè)字符復(fù)制到數(shù)據(jù)塊的前面，如長(zhǎng)度為N的數(shù)據(jù)塊s(k)＝[t(kN)，…，t(kN+N-1)]T附加長(zhǎng)度為L(zhǎng)的循環(huán)前綴后成為長(zhǎng)度為N+L的數(shù)據(jù)塊 附加循環(huán)前綴的目的是通過(guò)在接收裝置將對(duì)應(yīng)循環(huán)前綴的接收信號(hào)丟棄，從而消除頻率選擇性信道引起的相鄰數(shù)據(jù)塊之間的干擾，并使信道矩陣為循環(huán)矩陣。
也可以采用其它的方式來(lái)取代循環(huán)前綴，比如附加長(zhǎng)度為L(zhǎng)的零數(shù)據(jù)。也就是說(shuō)數(shù)據(jù)塊的最后附加L個(gè)0。由于只是為了消除頻率選擇性信道引起的相鄰數(shù)據(jù)塊之間的干擾，所以附加的值是多少并沒(méi)有影響。
如圖1所示，第二發(fā)射單元20的組成與第一發(fā)射單元10相同。兩路輸出選擇器101的另一路信號(hào)對(duì)應(yīng)第二發(fā)射單元20，依次經(jīng)過(guò)第二串并變換器103和第二空時(shí)分組編碼器105。在第二空時(shí)分組編碼器105進(jìn)行空時(shí)分組編碼后的輸出分別進(jìn)入第三發(fā)射子單元107和第四發(fā)射子單元109。例如，第二空時(shí)分組編碼器105的輸出s3依次通過(guò)第三循環(huán)前綴增加器111和第三并串變換器115，再通過(guò)第三天線3發(fā)射出去；輸出s4則依次通過(guò)第四循環(huán)前綴增加器113和第四并串變換器117，再通過(guò)第四天線4發(fā)射出去。由于第二發(fā)射單元20之工作原理與第一發(fā)射單元10之工作原理相同，故不再贅述。
圖2是如圖1所示的一個(gè)實(shí)施例的發(fā)射端的具體處理過(guò)程，其詳細(xì)步驟說(shuō)明如下在步驟S201，信息序列X(n)被分成兩路信號(hào)，每一路信號(hào)通過(guò)串并(S/P)變換器串并變換后，組成長(zhǎng)度為N的塊信號(hào)s(k)＝[t(kN)，…，t(kN+N-1)]T；在步驟S202，將連續(xù)的兩個(gè)塊s(2k)和s(2k+1)做為空時(shí)分組編碼器的輸入。兩路信號(hào)采用相同的空時(shí)分組碼，以獲得經(jīng)編碼的塊信號(hào)，所述的經(jīng)編碼的塊信號(hào)在頻域具有正交性。編碼方法可參考上文中關(guān)于編碼規(guī)則公式(1)的描述；在步驟S203，空時(shí)分組編碼器輸出的每個(gè)長(zhǎng)度為N的數(shù)據(jù)塊，即經(jīng)編碼的塊信號(hào)，需附加長(zhǎng)度為L(zhǎng)的循環(huán)前綴(如冗余信息)；其中收發(fā)天線間的信道的階數(shù)均為L(zhǎng)，即信道的抽頭數(shù)為L(zhǎng)+1；在步驟S204，將經(jīng)過(guò)加入冗余信息的信號(hào)經(jīng)由并串轉(zhuǎn)換后從相應(yīng)的天線發(fā)射。
圖3給出了上述實(shí)施例中第一天線1和第二天線2上的發(fā)射數(shù)據(jù)塊的格式，另一路信號(hào)利用第三天線3和第四天線4所發(fā)射，其所發(fā)射的數(shù)據(jù)塊具有相同的格式。
根據(jù)本發(fā)明的上述實(shí)施例，待發(fā)射的信息序列首先被分成兩路獨(dú)立的信號(hào)，實(shí)現(xiàn)信息序列的空間復(fù)用編碼；然后，每一路信號(hào)分配兩根發(fā)射天線，再進(jìn)行兩組獨(dú)立的空時(shí)分組編碼，通過(guò)頻域復(fù)用于提高頻譜利用率，增加碼率。例如，對(duì)于每一路信號(hào)通過(guò)串并變換將一路信息序列分成2路獨(dú)立的子序列，每一路子序列經(jīng)過(guò)調(diào)制后分別從一根天線同時(shí)發(fā)射，這樣在一個(gè)字符周期內(nèi)就發(fā)射了2個(gè)字符的信息。
在接收端采用排序的干擾抵消算法分別檢測(cè)各路信號(hào)。排序的思想是先檢測(cè)信噪比最高的那一路信號(hào)，并把檢測(cè)結(jié)果看做真實(shí)值，接著將該路信號(hào)對(duì)接收信號(hào)的貢獻(xiàn)從接收信號(hào)中減去，按此方法依次檢測(cè)剩余的各路信號(hào)。這種檢測(cè)方法需要接收天線數(shù)至少與發(fā)射天線路數(shù)相等。根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例，由于在發(fā)射端各路信號(hào)是相同的，因此系統(tǒng)的誤碼率性能在信道呈現(xiàn)相關(guān)性時(shí)也不會(huì)出現(xiàn)明顯惡化。
由于發(fā)射裝置包含兩路完全獨(dú)立的空時(shí)分組編碼信號(hào)，接收裝置需要至少兩根接收天線才能將兩路信號(hào)分離并檢測(cè)。接收裝置也可以具有更多根數(shù)的接收天線。天線數(shù)的增加可以進(jìn)行多個(gè)副本進(jìn)行處理，如最大比合并，實(shí)現(xiàn)分集增益，提高誤碼率。但對(duì)于本發(fā)明實(shí)施例而言，需要接收天線數(shù)至少與發(fā)射單元路數(shù)相等，以完成解碼。
圖4是根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)所述實(shí)施例的無(wú)線通信系統(tǒng)的接收裝置的結(jié)構(gòu)示意圖，其中，該接收裝置包括具有第一接收天線5之第一接收單元402；具有第二接收天線6之第二接收單元403，用以接收輸入信號(hào)，所述的輸入信號(hào)為經(jīng)空時(shí)分組編碼的塊信號(hào)且在頻域具有正交性；兩路信號(hào)分離器401耦接于所述的第一接收單元402及第二接收單元403，用來(lái)將第一接收單元402及第二接收單元403所接收的輸入信號(hào)分別分離成第一分離信號(hào)；第一輸出單元404；和第二輸出單元405，其中第一輸出單元404和第二輸出單元405分別與所述的兩個(gè)第一分離信號(hào)相對(duì)應(yīng)，且分別包括一線性合并器410(411)，利用線性合并的方法對(duì)所述的第一分離信號(hào)實(shí)現(xiàn)經(jīng)編碼的數(shù)據(jù)塊之間的分離，以獲得第二分離信號(hào)；及一頻域均衡器412(413)，用于對(duì)所述的第二分離信號(hào)進(jìn)行頻域均衡以恢復(fù)一信息序列。
對(duì)于發(fā)射裝置發(fā)射的附加循環(huán)前綴后的每個(gè)長(zhǎng)度為N+L的數(shù)據(jù)塊，每根接收天線接收到長(zhǎng)度為N+L的信號(hào)。
參考圖4和圖5步驟S501，以第一接收器單元402為例，首先，對(duì)于接收到的經(jīng)空時(shí)分組編碼的塊信號(hào)且在頻域具有正交性的輸入信號(hào)在循環(huán)前綴丟棄器406中，將對(duì)應(yīng)循環(huán)前綴的L個(gè)接收信號(hào)(冗余信息)丟棄，因?yàn)檫@部分接收信號(hào)包含兩個(gè)連續(xù)數(shù)據(jù)塊之間的干擾。這樣，在一個(gè)空時(shí)分組編碼周期內(nèi)，在每根接收天線上就得到兩個(gè)長(zhǎng)度為N的數(shù)據(jù)塊，設(shè)接收天線m(m＝1，2)上的這兩個(gè)數(shù)據(jù)塊可表示為ym1=H1ms1(2i)+H2ms2(2i)+H3ms3(2i)+H4ms4(2i)+wm1]]>ym2=H1ms1(2i+1)+H2ms2(2i+1)+H3ms3(2i+1)+H4ms4(2i+1)+wm2]]>(3)其中wmk為零均值，方差為σw2的復(fù)高斯白噪聲向量，N×N維信道矩陣Hnm為發(fā)射天線n(n＝1，2，3，4)到接收天線m間的信道系數(shù)所構(gòu)成的循環(huán)矩陣，其第一列為 即附加N-L-1個(gè)零元素的信道系數(shù)向量。
設(shè)發(fā)射天線n發(fā)射的長(zhǎng)度為(N+L)的數(shù)據(jù)塊為 接收天線m上相應(yīng)的長(zhǎng)度為N的接收數(shù)據(jù)塊(丟棄了對(duì)應(yīng)循環(huán)前綴的L個(gè)接收信號(hào)以后)可表示為
其中的信道矩陣H為N×N維，并且Hnm有下面的重要特性FHnmFH＝Λnm(4)其中，(·)H表示矩陣的共軛轉(zhuǎn)置，Λnm為對(duì)角陣，其對(duì)角元素為信道系數(shù)向量的N點(diǎn)離散傅立葉變換，即Λnm(k,k)=Σl=0Lhnm(l)exp(-j2πlkN),k=0,1,···,N-1.]]>第一輸入單元402還進(jìn)一步包括第一離散傅立葉變換器408(DFT)。參考圖4及圖5步驟502，對(duì)接收信號(hào)做離散傅立葉變換得到頻域接收信號(hào)Ymk＝Fymk，m，k＝1，2。由(3)式并利用(4)式，可寫(xiě)成Ym1=Λ1mS1(2i)+Λ2mS2(2i)+Λ3mS3(2i)+Λ4mS4(2i)+Wm1]]>Ym2=Λ1mS1(2i+1)+Λ2mS2(2i+1)+Λ3mS3(2i+1)+Λ4mS4(2i+1)+Wm2...(5)]]>利用(2)式，本系統(tǒng)在頻域的輸入輸出關(guān)系可以表示為Y:=Y11Y‾12Y21Y‾22=Λ11Λ21Λ31Λ41Λ‾21-Λ‾11Λ‾41-Λ‾31Λ12Λ22Λ32Λ42Λ‾22-Λ‾12Λ‾42-Λ‾32S1S2S3S4+W11W‾12W21W‾22:=ΛS+W...(6)]]>公式中之″＝″表示給″＝″后面的較復(fù)雜的量定義一個(gè)符號(hào)，以簡(jiǎn)化后面對(duì)該量的引用。設(shè)Λ1和Λ2為對(duì)角陣，在下面的敘述中，稱形如A=Λ1Λ2Λ‾2-Λ‾1]]>的矩陣為塊Alamouti陣，因?yàn)樗cAlamouti編碼矩陣有著相似的特性，只是這里用對(duì)角陣代替了Alamouti矩陣中的標(biāo)量。由于塊Alamouti陣具有下面的形式A=Λ1Λ2Λ‾2-Λ‾1]]>其中，Λi(i＝1，2)為對(duì)角陣，Λi表示將Λi的對(duì)角元素取共軛后所得到的對(duì)角陣?，F(xiàn)在來(lái)證明塊Alamouti陣的如下性質(zhì)任意兩個(gè)塊Alamouti陣的和與積仍為塊Alamouti陣，任意可逆塊Alamouti陣的逆矩陣仍為塊Alamouti。
1)設(shè)B=Δ1Δ2Δ‾2-Δ‾1]]>為塊Alamouti陣，則A+B=Λ1+Δ1Λ2+Δ2Λ‾2+Δ‾2-Λ‾1-Δ‾1,]]>顯然A+B為塊Alamouti陣，類似地可證明A-B為塊Alamouti陣。
2)AB=Λ1Δ1+Λ2Δ‾2Λ1Δ2+Λ2Δ‾1-Λ‾1Δ‾2+Λ‾2Δ1Λ‾1Δ‾1+Λ‾2Δ2,]]>因此AB為塊Alamouti陣。
3)設(shè)A可逆，則其逆矩陣為A-1=(I2⊗(Λ1Λ‾1+Λ2Λ‾2)-1)Λ‾1Λ2Λ‾2-Λ1,]]>其中表示矩陣的Kronecker積，因此A-1為塊Alamouti陣。
因此，Alamouti陣具有下面的性質(zhì)a)塊Alamouti陣對(duì)于加法、乘法以及求逆運(yùn)算是封閉的，即任意兩個(gè)塊Alamouti陣的和與積仍為塊Alamouti陣，任意可逆塊Alamouti陣的逆矩陣仍為塊Alamouti。
b)設(shè)Λ1和Λ2為塊Alamouti陣的兩個(gè)對(duì)角陣元素，則AAH＝AHA＝I2(|Λ1|2+|Λ2|2)，其中I2為2×2單位陣，表示Kronecker乘積，|Λi|為對(duì)Λi的各對(duì)角元素求模后得到的實(shí)對(duì)角陣。A的逆陣可表示為A-1=[I2⊗(|Λ1|2+|Λ2|2)-1]AH,]]>因此計(jì)算A-1需要較小的計(jì)算量。
顯然，(6)式中定義的等效信道矩陣Λ包含四個(gè)塊Alamouti陣，將其寫(xiě)成下面的形式Λ=A11A12A21A22...(7)]]>其中Aij(i，j＝1，2)均為2N×2N維的塊Alamouti陣。
公式(6)建立了空時(shí)分組編碼后的發(fā)射信號(hào)與相應(yīng)的接收信號(hào)在頻域的關(guān)系，即系統(tǒng)在頻域的輸入輸出方程，是推導(dǎo)接收端檢測(cè)算法的出發(fā)點(diǎn)。公式(6)中定義的符號(hào)Y代表接收信號(hào)，Λ為信道矩陣，W代表加性噪聲，S為待估計(jì)的發(fā)射信號(hào)。式(7)是將式(6)中定義的信道矩陣Λ寫(xiě)成一種等效形式，以便于后面的檢測(cè)算法的推導(dǎo)。
第二輸入單元403與第一輸入單元402相同，進(jìn)一步包括第二循環(huán)前綴(CP)丟棄器407和第二傅立葉變換器409。在一個(gè)空時(shí)分組編碼周期內(nèi)，第一接收天線5接收到的信息序列經(jīng)過(guò)第一循環(huán)前綴丟棄器406丟掉循環(huán)前綴后，再經(jīng)過(guò)第一離散傅立葉變換器408，得到頻域信號(hào)；再輸入到兩路信號(hào)分離器401中。同樣的，第二接收天線6也將接收到的信息序列經(jīng)過(guò)第二循環(huán)前綴丟棄器407丟掉循環(huán)前綴后，再經(jīng)過(guò)第二離散傅立葉變換器409，得到頻域信號(hào)；再輸入到兩路信號(hào)分離器401中。
參考圖4及圖5步驟S503，本步驟旨在進(jìn)行干擾抑制。干擾抑制的目的是將混合的兩路空時(shí)分組編碼信號(hào)分離，即消除一路空時(shí)分組編碼信號(hào)對(duì)另一路空時(shí)分組編碼信號(hào)的干擾，這樣就可以對(duì)分離后的每一路信號(hào)分別檢測(cè)以恢復(fù)信息序列?；谙到y(tǒng)方程式(6)，構(gòu)造干擾抑制矩陣C=I2N-A12A22-1-A21A11-1I2N...(8)]]>將C左乘(6)式中的接受信號(hào)向量得CY:=X1X2=PQS+CW...(9)]]>其中P=A11-A12A22-1A21,]]>Q=A22-A21A11-1A12.]]>A12A22-1、A21A11-1、P和Q均為塊Alamouti陣。(9)式表明，將C左乘接受信號(hào)向量Y所得到的信號(hào)中，X1僅與第一路信號(hào)s1，s2有關(guān)，X2僅包含第二路信號(hào)s3，s4的貢獻(xiàn)，因此，兩路空時(shí)分組編碼信號(hào)之間的干擾被消除了，達(dá)到了分離兩路信號(hào)的目的。
第一輸出單元404包括第一線性合并器410。參考圖4及圖5步驟S504，步驟S504旨在進(jìn)行線性合并。通過(guò)步驟S503中的處理，第一發(fā)射天線1和第二發(fā)射天線2發(fā)射的信號(hào)s1，s2和第三發(fā)射天線3和4發(fā)射的信號(hào)s3，s4可以分開(kāi)檢測(cè)。具體地，X1=PS1S2+W1...(10)]]>X2=QS3S4+W2...(11)]]>其中噪聲分量w1和w2分別包含式(9)中CW的前2N和后2N個(gè)元素。由(10)和(11)式可知兩路信號(hào)可以采用相同的檢測(cè)方法，現(xiàn)在以檢測(cè)第一路信號(hào)為例說(shuō)明。
由于(10)式中的等效信道矩陣P為塊Alamouti陣，可以采用線性合并的方法實(shí)現(xiàn)s1和s2的分離，并獲得空時(shí)分組編碼提供的發(fā)射分集增益，將(10)式兩邊同時(shí)左乘PH得Z=PHX1=PHPS1S2+V...(12)]]>其中噪聲分量V＝PHW1。由于P是塊Alamouti陣，PHP滿足PH＝I2P1，P1為N×N維實(shí)對(duì)角陣，因此s1和s2的檢測(cè)也可以分開(kāi)進(jìn)行。
第一輸出單元404還進(jìn)一步包括第一最小均方差(MMSE)頻域均衡器412、第一決定器414及第二決定器416。
參考圖4及圖5步驟S505，步驟S505旨在進(jìn)行最小均方誤差(MMSE)頻域均衡。以檢測(cè)s1為例，將(12)式中與檢測(cè)s1有關(guān)的部分提取出來(lái)得到Z1＝P1S1+V1＝P1Fs1+V1(13)其中z1和v1分別為Z和v的前N個(gè)元素。(13)式中的對(duì)角陣P1的對(duì)角元素均為兩個(gè)數(shù)的模的平方和，因此系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)的分集度為2。基于(13)式，可以采用線性均衡器恢復(fù)s1，線性均衡器主要包括迫零(ZF)均衡器和最小均方誤差(MMSE)均衡器。由于迫零均衡器沒(méi)有考慮噪聲，故可能導(dǎo)致噪聲的放大，因此，在本實(shí)施例中，采用了性能更好的MMSE均衡器，即設(shè)計(jì)矩陣R，使得E{(s1-RZ1)H(s1-RZ1)}達(dá)到最小，其中E(·)表示數(shù)學(xué)期望。由正交性準(zhǔn)則，這等價(jià)于設(shè)計(jì)R滿足E{(s1-RZ1)Z1H}=0...(14)]]>令D=A12A22-1,]]>則由于D為塊Alamouti陣，D滿足DDH＝DHD＝I2D1。通過(guò)計(jì)算可得，(13)式中噪聲分量v1的均值為0，自相關(guān)陣為E(V1V1H)=σw2(IN+D1)P1.]]>設(shè)信息序列s1的自相關(guān)陣為E(s1s1H)=σs2IN,]]>并假定信息序列與噪聲是不相關(guān)的，則由(14)式可解得s1，對(duì)s1的最小均方誤差估計(jì)可通過(guò)對(duì)下面的MMSE均衡器輸出做判決而獲得s~1=FH(P1+σw2σs2(IN+D1))-1Z1...(15)]]>由于干擾抵消矩陣((8)式)中A11和A22均為塊Alamouti陣，因此其求逆具有低計(jì)算復(fù)雜度，而Alamouti陣的乘積可以分解為對(duì)角陣的乘積，因此計(jì)算干擾抵消矩陣C所包含的矩陣求逆和矩陣相乘均具有較低的計(jì)算復(fù)雜度。頻域MMSE均衡((15)式)中需要求逆的矩陣P1+σw2σs2(IN+D1)]]>為對(duì)角陣，當(dāng)塊長(zhǎng)度N為2的冪時(shí)，左乘FH的運(yùn)算可以利用降低計(jì)算復(fù)雜度的快速逆傅立葉變換(IFFT)完成。
由上述分析可知，對(duì)于本發(fā)明提出的兩路復(fù)用的單載波空時(shí)分組編碼系統(tǒng)，接收裝置的干擾抵消和頻域均衡具有較低的實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度。
從兩路信號(hào)分離器401的其中一個(gè)輸出，依次經(jīng)過(guò)第一線性合并器410、第一最小均方差(MMSE)頻域均衡器412得到的兩個(gè)輸出，分別通過(guò)第一決定器414及第二決定器416，最后從第一決定器414及第二決定器416輸出。同樣的，第二輸出單元405與第一輸出單元404相同，從兩路信號(hào)分離器401的另一個(gè)輸出依次經(jīng)過(guò)第二線性合并器411、第二最小均方差(MMSE)頻域均衡器413，得到的兩個(gè)輸出分別通過(guò)第三決定器415及第四決定器417后從第三決定器415及第四決定器417輸出。
圖5是進(jìn)行接收裝置的信號(hào)檢測(cè)的流程圖，其詳細(xì)步驟說(shuō)明如下在步驟S501，首先，對(duì)于接收到經(jīng)空時(shí)分組編碼的塊信號(hào)的輸入信號(hào)在循環(huán)前綴器中，將對(duì)應(yīng)循環(huán)前綴的L個(gè)接收信號(hào)(冗余信息)丟棄，因?yàn)檫@部分接收信號(hào)包含兩個(gè)連續(xù)數(shù)據(jù)塊之間的干擾。
在步驟S502，利用離散傅立葉變換將各路信號(hào)中所述塊從時(shí)域變換到頻域。
在步驟S503，進(jìn)行干擾抑制，將混合的兩路空時(shí)分組編碼信號(hào)分離，即消除一路空時(shí)分組編碼信號(hào)對(duì)另一路空時(shí)分組編碼信號(hào)的干擾，這樣就可以對(duì)分離后的每一路信號(hào)分別檢測(cè)以恢復(fù)信息序列。
在步驟S504，進(jìn)行線性合并，將第一發(fā)射天線1和第二發(fā)射天線2發(fā)射的信號(hào)s1，s2和第三發(fā)射天線3和4發(fā)射的信號(hào)s3，s4可以分開(kāi)檢測(cè)，以實(shí)現(xiàn)各路信號(hào)中經(jīng)編碼的塊之間的第二次分離，并獲得發(fā)射分集增益。
在步驟S505，進(jìn)行最小均方誤差(MMSE)頻域均衡，對(duì)信號(hào)進(jìn)行恢復(fù)。
對(duì)于步驟S501-S505的信號(hào)檢測(cè)方法，具體可以參考上文中圖4所示實(shí)施例的描述。由上述分析可知，對(duì)于本發(fā)明提出的兩路復(fù)用的單載波空時(shí)分組編碼系統(tǒng)，接收裝置的干擾抵消和頻域均衡具有較低的實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度。
在上面介紹的方法中，空間復(fù)用的兩路空時(shí)分組編碼信號(hào)采用完全相同的方法檢測(cè)，采用并行處理的方法可以同時(shí)檢測(cè)出兩路信號(hào)。但這種方法僅利用了發(fā)射分集，而沒(méi)有利用兩根接收天線提供的接收分集。為了利用接收分集以提高接收機(jī)的檢測(cè)性能，根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例，在聯(lián)合干擾抵消和頻域均衡檢測(cè)算法的基礎(chǔ)上提出了一種分層及迭代算法。在分層檢測(cè)算法中，先檢測(cè)MMSE頻域均衡后的均方誤差較小的一路信號(hào)，并將得到的估計(jì)值看做真實(shí)值，這樣就可以將該路信號(hào)對(duì)接收信號(hào)的貢獻(xiàn)從接收信號(hào)中減去。如果先檢測(cè)的那一路信號(hào)的估計(jì)值完全正確，則它對(duì)接收信號(hào)的貢獻(xiàn)就可以完全消除，此時(shí)的系統(tǒng)就等價(jià)于傳統(tǒng)的不采用空間復(fù)用的2發(fā)2收單載波空時(shí)分組編碼系統(tǒng)，因此剩下的一路信號(hào)的檢測(cè)就可以利用兩根接收天線所提供的接收分集。
由于在分層檢測(cè)中，先檢測(cè)的那一路信號(hào)的檢測(cè)質(zhì)量決定了接下來(lái)的消除該路信號(hào)干擾的質(zhì)量，因此檢測(cè)可靠性高的那一路信號(hào)應(yīng)該先檢測(cè)。基于MMSE頻域均衡，下面推導(dǎo)一種根據(jù)均衡后的均方誤差(MSE)確定檢測(cè)順序的方法。以檢測(cè)s1為例，(15)式給出的MMSE均衡器輸出對(duì)應(yīng)的均方誤差的自相關(guān)陣為Re=E{(s1-s~1)(s1-s~1)H}]]>=σs2IN-σs2FH(P1+σw2(IN+D1)σs2)-1P1F]]> (16)式中定義的矩陣G為實(shí)對(duì)角陣。Re中的對(duì)角元素對(duì)應(yīng)數(shù)據(jù)塊s1中各字符的MMSE檢測(cè)的均方誤差。由離散傅立葉矩陣F的性質(zhì)，Re的對(duì)角元素都相等且等于MSE1:=σw2tr(G)N...(17)]]>其中tr(·)表示矩陣的跡，因此MSE1即對(duì)應(yīng)第一路信號(hào)的MMSE檢測(cè)的均方誤差。按同樣的方法可計(jì)算另一路信號(hào)的MMSE檢測(cè)的均方誤差。
根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例，如圖6所示，對(duì)于空時(shí)分組編碼信號(hào)的恢復(fù)方法，包括在步驟S601，比較兩路信號(hào)的MMSE檢測(cè)的均方誤差；在步驟S602，先檢測(cè)均方誤差較小的一路信號(hào)；在步驟S603，將該路信號(hào)對(duì)接收信號(hào)的貢獻(xiàn)從接收信號(hào)中減去，實(shí)現(xiàn)接收分集的利用；在步驟S604，再針對(duì)另一路信號(hào)進(jìn)行檢測(cè)。
在開(kāi)始檢測(cè)之前，先計(jì)算并比較兩路信號(hào)的均方誤差。檢測(cè)從均方誤差小的一路信號(hào)開(kāi)始(不失一般性，設(shè)為第一路信號(hào)s1，s2)，采用聯(lián)合干擾抵消與最小均方誤差均衡算法，獲得對(duì)s1，s2的估計(jì) 估計(jì)結(jié)果再通過(guò)DFT變換到頻域。第一路信號(hào)對(duì)接收信號(hào)的貢獻(xiàn)可從接收信號(hào)中減去，如下式所示Y~:=Y-A11A21Fs^1Fs^2...(18)]]>對(duì)剩下的一路信號(hào)s3，s4的檢測(cè)假定s1，s2的作用完全消除了，此時(shí)系統(tǒng)簡(jiǎn)化為傳統(tǒng)的不采用空間復(fù)用的2發(fā)2收單載波空時(shí)分組編碼系統(tǒng)，因此其檢測(cè)不僅實(shí)現(xiàn)了空時(shí)分組編碼提供的發(fā)射分集，還獲得了兩根接收天線提供的接收分集。
在這種分層檢測(cè)算法中，先檢測(cè)的一路信號(hào)沒(méi)有利用接收分集，而后檢測(cè)的一路信號(hào)利用了接收分集，因此后檢測(cè)的一路信號(hào)具有更好的誤碼率性能。采用同樣的消除干擾的方法，后檢測(cè)的那一路信號(hào)的作用也可以從接收信號(hào)中消除，并對(duì)先檢測(cè)的一路信號(hào)重新估計(jì)，這樣兩路信號(hào)的檢測(cè)都利用了接收分集。這種消除干擾和重新估計(jì)的方法可以迭代地進(jìn)行以進(jìn)一步提高兩路信號(hào)的檢測(cè)質(zhì)量，直到整體性能沒(méi)有明顯的提高。例如，根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例，如圖7所示，對(duì)于空時(shí)分組編碼信號(hào)的恢復(fù)方法，包括在步驟S701，比較兩路信號(hào)的MMSE檢測(cè)的均方誤差；在步驟S702，先檢測(cè)均方誤差較小的一路信號(hào)；在步驟S703，將該路信號(hào)對(duì)接收信號(hào)的貢獻(xiàn)從接收信號(hào)中減去，實(shí)現(xiàn)接收分集的利用；在步驟S704，再針對(duì)另一路信號(hào)進(jìn)行檢測(cè)；在步驟S705，從接收信號(hào)中減去步驟S704檢測(cè)的該路信號(hào)對(duì)接收信號(hào)的貢獻(xiàn)；
在步驟S706，重復(fù)步驟S704到步驟S705，直到整體性能沒(méi)有明顯的提高。
根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例，上述步驟S706之后，不再進(jìn)行迭代，直接將結(jié)果輸出。
根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例，上述空時(shí)分組編碼信號(hào)的恢復(fù)方法可以表述為先檢測(cè)均方誤差較小的一路信號(hào)，再將該路信號(hào)對(duì)接收信號(hào)的貢獻(xiàn)從接收信號(hào)中減去，實(shí)現(xiàn)干擾消除，再采用針對(duì)一路空時(shí)分組編碼傳輸?shù)淖钚【秸`差頻域均衡方法對(duì)剩余一路信號(hào)進(jìn)行檢測(cè)，獲得兩根接收天線所提供的接收分集，并將此路信號(hào)對(duì)接收信號(hào)的貢獻(xiàn)從接收信號(hào)中減去，實(shí)現(xiàn)干擾消除，此后，用針對(duì)一路空時(shí)分組編碼傳輸?shù)淖钚【秸`差頻域均衡方法對(duì)先檢測(cè)的一路信號(hào)重新估計(jì)，使前一路信號(hào)的檢測(cè)也獲得了兩根接收天線所提供的接收分集，消除干擾和重新估計(jì)的方法可以迭代地進(jìn)行以進(jìn)一步提高兩路信號(hào)的檢測(cè)質(zhì)量，直到整體性能沒(méi)有明顯的提高。
如上所述的描述，通過(guò)一個(gè)4發(fā)射天線2接收天線的系統(tǒng)，具體說(shuō)明了本發(fā)明的一個(gè)優(yōu)選的實(shí)施方案。然而，應(yīng)當(dāng)理解本發(fā)明的應(yīng)用不僅限于上述的系統(tǒng)，還可以應(yīng)用于其它的無(wú)線通訊(天線個(gè)數(shù)不同)系統(tǒng)中。
圖8給出了一個(gè)8發(fā)射天線發(fā)射系統(tǒng)的實(shí)施例。該發(fā)射系統(tǒng)包括一個(gè)四路輸出選擇器以及四個(gè)發(fā)射單元。每一個(gè)發(fā)射單元所包含的器件與圖1所示的實(shí)施例中的發(fā)射單元所包含的器件相同。在本實(shí)施例中，每一個(gè)發(fā)射單元中所包含的空時(shí)分組編碼器的輸入為兩個(gè)連續(xù)的塊s(2k)和s(2k+1)。這樣，采用與圖1所示實(shí)施例相同的方式，將塊編碼后發(fā)射出去。由于采用了4路信號(hào)進(jìn)行獨(dú)立編碼，這樣就可以提高碼率。
圖9是根據(jù)本發(fā)明的另一實(shí)施例的接收裝置的結(jié)構(gòu)示意圖。該接收裝置包括4個(gè)接收單元和4個(gè)輸出單元。每一個(gè)接收單元和輸出單元所包含的器件都與圖3所示的實(shí)施例的接收單元和輸出單元相同。在接收裝置，每個(gè)天線在一個(gè)空時(shí)分組編碼周期可以收到2個(gè)長(zhǎng)度為N的數(shù)據(jù)塊。由于天線數(shù)量的增加，整個(gè)發(fā)射和接收系統(tǒng)之間的信道矢量將表示為一個(gè)發(fā)射天線數(shù)乘以接收天線數(shù)的矢量矩陣。
如圖9所示的接收裝置仍可以根據(jù)圖5所示的方法對(duì)接收到的信號(hào)進(jìn)行處理。圖5所揭示的處理方法完全可以對(duì)應(yīng)用于在圖9所示的系統(tǒng)中完成處理，這里不再贅述。
圖10和圖11是本發(fā)明的另一個(gè)實(shí)施例。該實(shí)施例的發(fā)射裝置具有8根天線，共分成兩路，但是每一個(gè)路包括4個(gè)發(fā)射天線，其接收裝置具有2根天線。本實(shí)施例中發(fā)射裝置的每一路都采用了4個(gè)發(fā)射天線的空時(shí)分組編碼，這種編碼方式可以獲得更好的編碼效果，解碼后的誤碼率大大降低。
綜上所述，本發(fā)明與現(xiàn)有技術(shù)相比具有更高的碼率，更適合于快速變化的時(shí)變信道，并且具有較低的計(jì)算復(fù)雜度。
根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例，對(duì)于四發(fā)射天線系統(tǒng)，傳統(tǒng)的不采用空間復(fù)用的正交設(shè)計(jì)所實(shí)現(xiàn)的碼率僅為rate＝1/2，而本發(fā)明通過(guò)空間復(fù)用和正交空時(shí)分組編碼相結(jié)合所實(shí)現(xiàn)的碼率為rate＝2，因此更適合對(duì)頻譜效率要求較高的應(yīng)用。傳統(tǒng)的不采用空間復(fù)用的正交設(shè)計(jì)要求信道在連續(xù)的八個(gè)塊內(nèi)保持基本不變，而本發(fā)明通過(guò)空間復(fù)用和正交空時(shí)分組編碼相結(jié)合僅要求信道在連續(xù)的兩個(gè)塊內(nèi)保持基本不變，因此更適合時(shí)變信道下的應(yīng)用。本發(fā)明所給出的接收方法利用了空時(shí)分組編碼信號(hào)的正交性特點(diǎn)，用于分離兩路信號(hào)的干擾抑制方法以及檢測(cè)信號(hào)的頻域均衡方法均具有較低的計(jì)算復(fù)雜度，便于實(shí)際應(yīng)用。
本發(fā)明還給出了提高檢測(cè)性能的分層檢測(cè)算法和迭代檢測(cè)算法，在保持低計(jì)算復(fù)雜度的同時(shí)降低了系統(tǒng)的誤碼率。計(jì)算機(jī)仿真結(jié)果表明，本發(fā)明給出的接收方法對(duì)信道估計(jì)誤差具有魯棒性，大多數(shù)情況下，且僅需要一次迭代就獲得了最優(yōu)的系統(tǒng)性能。
本發(fā)明的技術(shù)內(nèi)容和技術(shù)特點(diǎn)已揭示如上，然而所屬領(lǐng)域技術(shù)人員仍可能基于本發(fā)明的教示和揭示內(nèi)容而作出種種不背離本發(fā)明精神的替代和修正。因此，本發(fā)明的保護(hù)范圍應(yīng)不限于實(shí)施例所揭示的內(nèi)容，而應(yīng)包括各種不背離本發(fā)明的替代和修正，并為上述權(quán)利要求書(shū)所涵蓋。
權(quán)利要求
1.一種無(wú)線通信系統(tǒng)的發(fā)射裝置，包括一多路輸出選擇器，用于將輸入的信息序列分成多路，以獲得多個(gè)分路信號(hào)；及多個(gè)發(fā)射單元，分別與所述的多個(gè)分路信號(hào)相對(duì)應(yīng)，其中所述的各發(fā)射單元分別包括一串并變換器，用于對(duì)所述的分路信號(hào)進(jìn)行串并變換，以獲得多個(gè)預(yù)定長(zhǎng)度的塊信號(hào)；及一空時(shí)分組編碼器，用于對(duì)所述的塊信號(hào)進(jìn)行空時(shí)分組編碼，以獲得多組經(jīng)編碼的塊信號(hào)，所述的多組經(jīng)編碼的塊信號(hào)在頻域具有正交性。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的發(fā)射裝置，其中所述的空時(shí)編碼規(guī)則可表示如下假定所述的個(gè)預(yù)定長(zhǎng)度的塊信號(hào)可表示為s(k)＝[t(kN)，…，t(kN+N-1)]T，其中，s(k)為每一路的塊信號(hào)，k為串并變換后得到的塊的序號(hào)，t(n)表示第n個(gè)信息字符和T為轉(zhuǎn)置操作；及所述的預(yù)定長(zhǎng)度的塊信號(hào)根據(jù)以下等式進(jìn)行空時(shí)分組編碼s1(2k)(n)＝s(2kN+n)，s2(2k)(n)＝s((2k+1)N+n)，s1(2k+1)(n)=-s2‾(2k)((-n)N),]]>s2(2k+1)(n)=-s1‾(2k)((-n)N),]]>n＝0，1，…，N-1其中，s(2k)和s(2k+1)為所述的空時(shí)分組編碼器的輸入相鄰的兩個(gè)塊，s1(2k)和s1(2k+1)為從一第一天線發(fā)射的兩個(gè)連續(xù)的塊，s2(2k)和s2(2k+1)為從一第二天線發(fā)射的兩個(gè)連續(xù)的塊，(·)N表示對(duì)N求模，(·)表示共軛。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的發(fā)射裝置，其中所述的發(fā)射單元進(jìn)一步包括多個(gè)發(fā)射子單元，分別與所述的多組經(jīng)編碼的塊信號(hào)對(duì)應(yīng)，其中各發(fā)射子單元包括一冗余信息增加器，用于對(duì)所述的經(jīng)編碼的塊信號(hào)加入冗余信息；及一并串變換器，對(duì)經(jīng)過(guò)加入冗余信息的輸出進(jìn)行并串變換；一發(fā)射天線，用以發(fā)出并串變換后的信號(hào)。
4.根據(jù)權(quán)利要求3所述的發(fā)射裝置，其中所述的冗余信息為循環(huán)前綴。
5.一種無(wú)線通信系統(tǒng)的發(fā)射方法，包括如下步驟(a)將待發(fā)射的信息序列分成多路，以獲得多個(gè)分路信號(hào)；(b)對(duì)所述的多個(gè)分路信號(hào)的每一路分別進(jìn)行串并變換，以獲得多個(gè)預(yù)定長(zhǎng)度的塊信號(hào)；及(c)對(duì)所述的多個(gè)塊信號(hào)進(jìn)行空時(shí)分組編碼，以獲得多組經(jīng)編碼的塊信號(hào)，所述的多組經(jīng)編碼的塊信號(hào)在頻域具有正交性。
6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的發(fā)射方法，其中步驟(c)中所述的空時(shí)編碼規(guī)則可表示如下假定步驟(b)中所述的預(yù)定長(zhǎng)度的塊信號(hào)可表示為s(k)＝[t(kN)，…，t(kN+N-1)]T，其中，s(k)為每一路的塊信號(hào)，k為串并變換后得到的塊的序號(hào)，t(n)表示第n個(gè)信息字符和T為轉(zhuǎn)置操作；及步驟(c)根據(jù)以下列等式進(jìn)行空時(shí)分組編碼s1(2k)(n)＝s(2kN+n)，s2(2k)(n)＝s((2k+1)N+n)，s1(2k+1)(n)=-s2‾(2k)((-n)N),]]>s2(2k+1)(n)=-s1‾(2k)((-n)N),]]>n＝0，1，…，N-1其中，s(2k)和s(2k+1)為所述的空時(shí)分組編碼器的輸入相鄰的兩個(gè)塊，s1(2k)和s1(2k+1)為從一第一天線發(fā)射的兩個(gè)連續(xù)的塊，s2(2k)和s2(2k+1)為從一第二天線發(fā)射的兩個(gè)連續(xù)的塊，(·)N表示對(duì)N求模，(·)表示共軛。
7.根據(jù)權(quán)利要求5所述的發(fā)射方法，進(jìn)一步包括如下步驟(d)對(duì)所述的多組經(jīng)編碼的塊信號(hào)加入冗余信息；及(e)將經(jīng)過(guò)加入冗余信息的信號(hào)經(jīng)由發(fā)射天線發(fā)射。
8.根據(jù)權(quán)利要求7所述的發(fā)射方法，其中所述的冗余信息為循環(huán)前綴。
9.根據(jù)權(quán)利要求8所述的發(fā)射方法，其中所述的循環(huán)前綴長(zhǎng)度為信道階數(shù)。
10.根據(jù)權(quán)利要求7所述的發(fā)射方法，其中所述的步驟(d)進(jìn)一步包括并串變換的步驟。
11.一種無(wú)線通信系統(tǒng)的接收裝置，包括多個(gè)接收單元，用以接收多路的輸入信號(hào)，所述的輸入信號(hào)為經(jīng)空時(shí)分組編碼的塊信號(hào)且在頻域具有正交性；一多路信號(hào)分離器，耦接于所述的多個(gè)接收單元，用來(lái)將所述的輸入信號(hào)分離成多個(gè)第一分離信號(hào)；及多個(gè)輸出單元，分別與所述的多個(gè)第一分離信號(hào)相對(duì)應(yīng)，所述的各輸出單元分別包括一線性合并器，利用線性合并的方法對(duì)所述的第一分離信號(hào)實(shí)現(xiàn)經(jīng)編碼的數(shù)據(jù)塊之間的分離，以獲得第二分離信號(hào)；及一頻域均衡器，用于對(duì)所述的第二分離信號(hào)進(jìn)行頻域均衡以恢復(fù)一信息序列。
12.根據(jù)權(quán)利要求11所述的接收裝置，其中所述的接收單元包括一冗余信息丟棄器，用于丟棄所述的輸入信號(hào)中對(duì)應(yīng)的冗余信息信號(hào)；及一離散傅立葉變換器，用于將所述冗余信息丟棄器輸出的信號(hào)進(jìn)行離散傅立葉變換，以獲得到頻域信號(hào)。
13.根據(jù)權(quán)利要求11所述的接收裝置，所述的多路信號(hào)分離器消除各路空時(shí)分組編碼的塊信號(hào)之間的干擾，使輸出的每一路信號(hào)都僅與所述的每一路接收單元中的數(shù)據(jù)塊相關(guān)。
14.根據(jù)權(quán)利要求11所述的接收裝置，其中所述的頻域均衡器為最小均方誤差頻域均衡器。
15.根據(jù)權(quán)利要求11所述的接收裝置，其中所述的輸出單元還進(jìn)一步包括多個(gè)決定器，對(duì)頻域均衡器的輸出進(jìn)行決定，以獲得對(duì)信息序列的估計(jì)。
16.一種無(wú)線通信系統(tǒng)的接收方法，包括如下步驟(A)接收多路的輸入信號(hào)，所述的輸入信號(hào)為經(jīng)空時(shí)分組編碼的塊信號(hào)；(B)將各路信號(hào)中變換到頻域的信號(hào)進(jìn)行信號(hào)的第一次分離；(C)對(duì)第一次分離后的信號(hào)利用線性合并的方法實(shí)現(xiàn)各路信號(hào)中經(jīng)編碼的塊之間的第二次分離，并獲得發(fā)射分集增益；及(D)分別對(duì)經(jīng)過(guò)第二次分離后的信號(hào)采用頻域均衡方法進(jìn)行恢復(fù)一信息序列。
17.根據(jù)權(quán)利要求16所述的發(fā)射方法，進(jìn)一步包括如下步驟(E)將所述的輸入信號(hào)中對(duì)應(yīng)于冗余信息的部分丟棄，以消除各路信號(hào)中相鄰塊之間的干擾；及(F)利用離散傅立葉變換將各路信號(hào)中所述塊從時(shí)域變換到頻域。
18.根據(jù)權(quán)利要求16所述的接收方法，其中所述步驟(B)進(jìn)一步包括消除各路空時(shí)分組編碼信號(hào)之間的干擾，使輸出的每一路信號(hào)都僅與所述的每一路中的塊相關(guān)。
19.根據(jù)權(quán)利要求16所述的接收方法，其中所述步驟(D)中，信號(hào)恢復(fù)方法采用最小均方誤差頻域均衡法，并通過(guò)對(duì)所述頻域均衡后的信號(hào)做決定而獲得最小均方誤差估計(jì)。
20.根據(jù)權(quán)利要求16所述的接收方法，其中步驟(D)中所述的信號(hào)的恢復(fù)方法包括(D1)檢測(cè)均方誤差最小的一輸出信號(hào)；(D2)將所述的輸出信號(hào)對(duì)接收信號(hào)的貢獻(xiàn)從接收信號(hào)中減去，以消除干擾；(D3)對(duì)剩余的均方誤差最小的另一輸出信號(hào)進(jìn)行檢測(cè)，將所述的另一輸出信號(hào)對(duì)接收信號(hào)的貢獻(xiàn)從接收信號(hào)中減去，以消除干擾，直到檢測(cè)出所有的接收單元的信號(hào)；及(D4)將接收信號(hào)中其它接收單元中信號(hào)的貢獻(xiàn)完全減去，并對(duì)所述的各路信號(hào)中的信號(hào)重新估計(jì)。
21.根據(jù)權(quán)利要求20所述的接收方法，其中步驟(D)中所述的恢復(fù)方法中消除干擾和重新估計(jì)的方法可以迭代的方式進(jìn)行。
22.根據(jù)權(quán)利要求17所述的接收方法，其中所述的冗余信息為循環(huán)前綴。
全文摘要
本發(fā)明揭示了一種無(wú)線通信系統(tǒng)的信號(hào)發(fā)射/接收裝置及其發(fā)射/接收方法。本發(fā)明所述的發(fā)射裝置包括一多路輸出選擇器，用于將輸入的信息序列分成多路，以獲得多個(gè)分路信號(hào)；及多個(gè)發(fā)射單元，分別與所述的多個(gè)分路信號(hào)相對(duì)應(yīng)，其中所述的各發(fā)射單元分別包括一串并變換器，用于對(duì)所述的分路信號(hào)進(jìn)行串并變換，以獲得多個(gè)預(yù)定長(zhǎng)度的塊信號(hào)；及一空時(shí)分組編碼器，用于對(duì)所述的塊信號(hào)進(jìn)行空時(shí)分組編碼，以獲得多組經(jīng)編碼的塊信號(hào)，所述的多組經(jīng)編碼的塊信號(hào)在頻域具有正交性。本發(fā)明另揭示了相應(yīng)的接收裝置及其發(fā)射/接收方法。本發(fā)明與現(xiàn)有技術(shù)相比具有更高的碼率，更適合于快速變化的時(shí)變信道，并且具有較低的計(jì)算復(fù)雜度。
文檔編號(hào)H04B7/04GK1893307SQ20061009074
公開(kāi)日2007年1月10日 申請(qǐng)日期2006年6月28日 優(yōu)先權(quán)日2005年6月28日
發(fā)明者楊綠溪, 錢軼群 申請(qǐng)人:東南大學(xué), 飛利浦(中國(guó))投資有限公司