專利名稱：通過容量進(jìn)行多輸入多輸出ofdm鏈路自適應(yīng)的方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及多發(fā)多收正交頻分復(fù)用MIMO-OFDM系統(tǒng)中，一種鏈路自適應(yīng)的方法。
背景技術(shù)：
隨著無線通信中日益增長(zhǎng)的帶寬要求，近年來正交頻分復(fù)用多載波傳輸OFDM系統(tǒng)正得到十分廣泛的關(guān)注。
OFDM系統(tǒng)具有頻譜利用率高、受ISI和窄帶干擾影響較小、正交調(diào)制/解調(diào)運(yùn)算易于實(shí)現(xiàn)等諸多優(yōu)點(diǎn)；多天線技術(shù)的引入，更使得系統(tǒng)容量和性能得到有效改善。但是，由于無線信號(hào)固有的多徑傳播和多普勒效應(yīng)，MIMO-OFDM系統(tǒng)仍然會(huì)受移動(dòng)無線信道時(shí)間和頻率選擇性的影響和制約。
在一定的無線鏈路質(zhì)量下，高數(shù)據(jù)速率和低誤碼率之間存有矛盾。根據(jù)無線鏈路質(zhì)量和數(shù)據(jù)速率的要求，動(dòng)態(tài)地對(duì)無線通信系統(tǒng)的傳輸模式進(jìn)行調(diào)整，以實(shí)現(xiàn)在保有一定糾錯(cuò)能力前提之下最大的數(shù)據(jù)吞吐量，即是進(jìn)行鏈路自適應(yīng)的主要目的。當(dāng)網(wǎng)絡(luò)傳輸質(zhì)量較好時(shí)，采用較高速的編碼調(diào)制方式，反之則采用較低速但糾錯(cuò)能力更好的編碼調(diào)制方式。
在第二、三代無線移動(dòng)通信技術(shù)中，均包含了鏈路自適應(yīng)的方法。比如2G的GPRS標(biāo)準(zhǔn)定義了四種數(shù)據(jù)速率不同的編碼方案CS-1～CS-4，CS-1具有最高的糾錯(cuò)能力和最低的速率，而CS-4沒有糾錯(cuò)能力卻可提供最高的速率；2.5G的EDGE技術(shù)的核心就是鏈路自適應(yīng)，與GPRS不同的是，不僅編碼方案可以選擇，調(diào)制方式也在GMSK的基礎(chǔ)上增加了8PSK；3G的CMDA2000也有不同碼率的PSK或QAM方案用于鏈路自適應(yīng)。
鏈路自適應(yīng)技術(shù)已經(jīng)廣泛地應(yīng)用到各種無線通信系統(tǒng)領(lǐng)域，隨著各項(xiàng)技術(shù)的發(fā)展，鏈路自適應(yīng)技術(shù)必將成為各種無線通信系統(tǒng)的標(biāo)準(zhǔn)配置，用于保障資源的合理利用和提供給用戶高質(zhì)量的服務(wù)。在MIMO-OFDM系統(tǒng)的鏈路自適應(yīng)方法中，物理層傳輸模式的選擇策略是核心算法，其選擇受發(fā)送接收相關(guān)矩陣和信噪比等因素綜合影響。為了減小反饋信息量，系統(tǒng)在接收端做出最佳傳輸模式判決，后將其通過反向鏈路傳回發(fā)送端，在下一起始時(shí)刻應(yīng)用新的模式進(jìn)行傳輸。準(zhǔn)確高效的選擇算法是該技術(shù)得以成功運(yùn)用的關(guān)鍵。本發(fā)明的主要內(nèi)容即在于如何選擇合適的物理層傳輸模式。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明提出的通過計(jì)算各種不同模式瞬時(shí)容量來進(jìn)行鏈路自適應(yīng)的方法，可以在保證誤碼率足夠低的情況下，盡可能大的提高系統(tǒng)數(shù)據(jù)吞吐率。
本發(fā)明的特征在于，針對(duì)MIMO-OFDM的傳輸系統(tǒng)，在接收端依次按以下步驟用一塊數(shù)字集成電路芯片計(jì)算在各種模式下的信道容量，并以此為依據(jù)實(shí)現(xiàn)相應(yīng)的物理層傳輸模式的選擇步驟(1)設(shè)定系統(tǒng)有Nt跟發(fā)送天線，Nr根接收天線，系統(tǒng)物理層支持Q種不同的傳輸模式，用MOD(q)表示；系統(tǒng)通過選擇子流數(shù)Nm(q，a)、調(diào)制方式TA(q，a)和發(fā)送預(yù)編碼矩陣F(q，a)來進(jìn)行鏈路自適應(yīng)，發(fā)送框圖如圖1所示，其中q代表不同的傳輸模式編號(hào)，a代表OFDM符號(hào)編號(hào)，q＝1，2...Q，a＝0，1，2....；步驟(2)在接收機(jī)端，計(jì)算出各個(gè)子載波頻點(diǎn)處大小為Nr*Nt的信道傳輸矩陣H(a，k)，k＝0，1..Ncarrier-1，Ncarrier為一個(gè)OFDM符號(hào)內(nèi)用于鏈路自適應(yīng)計(jì)算的傳輸矩陣的個(gè)數(shù)；步驟(3)在接收機(jī)端，計(jì)算出單根接收天線上的平均歸一化噪聲功率σ2(a)，步驟(4)針對(duì)Q種不同的物理層傳輸模式，分別計(jì)算其在設(shè)定檢測(cè)方式下的滑動(dòng)平均信道容量CAve(q，a)，其中q代表不同的傳輸模式編號(hào)，a代表OFDM符號(hào)編號(hào)，q＝1，2...Q，a＝0，1，2....，其步驟依次如下步驟(4.1)針對(duì)Q種不同的物理層傳輸模式，分別計(jì)算其在設(shè)定檢測(cè)方式下各個(gè)自載波的相應(yīng)支路的等效信噪比γ(q，a，k，l)，k代表子載波編號(hào)，l代表支路編號(hào)，k＝0，1....Ncarrier-1，l＝0，1..Nm(q)-1；步驟(4.2)通過設(shè)定的支路信噪比-支路容量曲線，分別計(jì)算在所述Q種不同傳輸模式下，各支路不同子載波上的瞬時(shí)容量值C(q，a，k，l)，其中q代表不同的傳輸模式編號(hào)，a代表OFDM符號(hào)編號(hào)，k代表子載波編號(hào)，l代表支路編號(hào)，步驟(4.3)分別計(jì)算在Q種不同的物理層傳輸模式下，當(dāng)前的信道容量的平均值CNOW(q，a)；CNOW(q,a)=1Ncarrier×Σk=0Ncarrier-1Σl=0Nm(q)-1C(q,a,k,l)]]>步驟(4.4)對(duì)于Q種不同物理層傳輸模式，分別求取信道容量的滑動(dòng)平均值CAve(q，a)，CAve(q，a)＝αCNOW(q，a)+(1-α)CNOW(q，a-1)
其中α∈(0，1]中取值；步驟(5)根據(jù)所述Q種不同傳輸模式的滑動(dòng)平均信道容量CAve(q，a)，按以下步驟選取下次合適的物理層傳輸模式步驟(5.1)設(shè)定Q種不同的物理層傳輸模式對(duì)應(yīng)的傳輸數(shù)據(jù)率有T個(gè)不同取值，其值對(duì)應(yīng)的分別為R(1)，R(2)...R(T)，且有R(1)＞R(2)＞...＞R(T)，且有T個(gè)閾值G(1)G(2)....G(T)，令G(T)＝0，且T≤G；步驟(5.2)若對(duì)于所述的某種傳輸模式q，使得步驟(4.4)計(jì)算出的信道容量的滑動(dòng)平均值CAve(q，a)≥G(1)，且q的傳輸數(shù)據(jù)率為R(1)，則選擇所述模式q作為下次合適的物理層傳輸模式；若有一個(gè)以上的傳輸模式計(jì)算出的CAve(q，a)≥G(1)且其傳輸數(shù)據(jù)率為R(1)時(shí)，則選擇CAve(q，a)較大的傳輸模式；步驟(5.3)若對(duì)于所述的任何一種傳輸模式q’，步驟(4.4)計(jì)算出的信道容量的滑動(dòng)平均值CAve(q′，a)≥G(i-1)均不成立，然而對(duì)于所述的某種傳輸模式q，使得步驟(4.4)計(jì)算出的信道容量的滑動(dòng)平均值CAve(q，a)≥G(i)，且q的傳輸數(shù)據(jù)率為R(i)，則選擇所述模式q作為下次合適的物理層傳輸模式，其中i＝2，3...T；若有一個(gè)以上的傳輸模式計(jì)算出的CAve(q，a)≥G(i)且其傳輸數(shù)據(jù)率為R(i)時(shí)，則選擇CAve(q，a)較大的傳輸模式。
本發(fā)明可根據(jù)需求設(shè)定門限值以達(dá)到誤塊率和系統(tǒng)吞吐率的最佳結(jié)合點(diǎn)，具有很強(qiáng)的使用價(jià)值。


圖1是發(fā)射機(jī)簡(jiǎn)易框圖。
圖2是接收機(jī)簡(jiǎn)易框圖。
圖3是本發(fā)明所提出的通過計(jì)算不同模式容量進(jìn)行鏈路自適應(yīng)的簡(jiǎn)易硬件框圖。
圖4是接收機(jī)采用特定的最小均方誤差MIMO檢測(cè)時(shí)，本發(fā)明所提出的通過計(jì)算不同模式容量進(jìn)行鏈路自適應(yīng)的詳細(xì)硬件框圖。
圖5是16QAM調(diào)制時(shí)，預(yù)先設(shè)定的支路信噪比-支路容量曲線圖，橫坐標(biāo)代表支路信噪比γ(q，a，k，l)，縱坐標(biāo)代表支路信道容量。
圖6是QPSK調(diào)制時(shí)，預(yù)先設(shè)定的支路信噪比-支路容量曲線圖，橫坐標(biāo)代表支路信噪比γ(q，a，k，l)，縱坐標(biāo)代表支路信道容量。
圖7是在天線間無相關(guān)情況下，系統(tǒng)進(jìn)行鏈路自適應(yīng)后，系統(tǒng)誤包率曲線，橫坐標(biāo)代表系統(tǒng)信噪比，縱坐標(biāo)代表系統(tǒng)誤包率。
圖8是在天線間無相關(guān)情況下，系統(tǒng)進(jìn)行鏈路自適應(yīng)后，系統(tǒng)通過率曲線，橫坐標(biāo)代表系統(tǒng)信噪比，縱坐標(biāo)代表系統(tǒng)通過率。
圖9是在天線間存在特定相關(guān)性情況下，系統(tǒng)進(jìn)行鏈路自適應(yīng)后，系統(tǒng)誤包率曲線，橫坐標(biāo)代表系統(tǒng)信噪比，縱坐標(biāo)代表系統(tǒng)誤包率。
圖10是在天線間存在特定相關(guān)性情況下，系統(tǒng)進(jìn)行鏈路自適應(yīng)后，系統(tǒng)通過率曲線，橫坐標(biāo)代表系統(tǒng)信噪比，縱坐標(biāo)代表系統(tǒng)通過率。
圖11是在天線間相關(guān)性變化情況下，系統(tǒng)進(jìn)行鏈路自適應(yīng)后，系統(tǒng)誤包率曲線，橫坐標(biāo)代表系統(tǒng)信噪比，縱坐標(biāo)代表系統(tǒng)誤包率。
圖12是在天線間相關(guān)性變化情況下，系統(tǒng)進(jìn)行鏈路自適應(yīng)后，系統(tǒng)通過率曲線，橫坐標(biāo)代表系統(tǒng)信噪比，縱坐標(biāo)代表系統(tǒng)通過率。
具體實(shí)施例方式
下面結(jié)合附圖和實(shí)例，對(duì)本發(fā)明效果作具體介紹在本實(shí)施例中，收發(fā)采用MIMO-OFDM系統(tǒng)，每個(gè)OFDM符號(hào)有2048個(gè)子載波，發(fā)送天線數(shù)目Nt＝4，接收天線數(shù)目Nr＝4，可選擇模式一共有Q＝14種，數(shù)據(jù)吞吐率有100M、50M和25M三個(gè)檔位，步驟(5)中的閾值設(shè)定為10.2和5.2。發(fā)送框圖如圖1所示當(dāng)采用第q種發(fā)送模式時(shí)，將Nm(q)個(gè)16QAM或QPSK調(diào)制后的獨(dú)立碼流分配相同的功率Pi，將其通過發(fā)端旋轉(zhuǎn)矩陣F(q)，得到序列Aj(q)，對(duì)每個(gè)子流序列Aj分別進(jìn)行OFDM調(diào)制編碼后在Nt個(gè)天線上發(fā)出，其中i＝l，2...Nm(q)；j＝1，2...Nt，q＝l，2..Q。接收框圖如圖2所示。
模式MOD(1)數(shù)據(jù)吞吐率100M，獨(dú)立子流數(shù)Nm(1)＝4，發(fā)送旋轉(zhuǎn)矩陣F(1)＝I4單位矩陣，調(diào)制方式采用16QAM，接收端MIMO檢測(cè)方式是最小均方誤差檢測(cè)；模式MOD(2)數(shù)據(jù)吞吐率50M，獨(dú)立子流數(shù)Nm(2)＝4，發(fā)送旋轉(zhuǎn)矩陣F(2)＝I4單位矩陣，調(diào)制方式采用QPSK，接收端MIMO檢測(cè)方式是最小均方誤差檢測(cè)；模式MOD(3)至MOD(8)數(shù)據(jù)吞吐率50M，獨(dú)立子流數(shù)Nm(1)＝2，調(diào)制方式采用16QAM，接收端MIMO檢測(cè)方式是最小均方誤差檢測(cè)，發(fā)送旋轉(zhuǎn)矩陣分別選擇以下6種中的一種F(3)=111-1111-1,F(4)=11111-11-1,F(5)111-11-111,F(6)=11-111-1-1-1,F(7)=11-1-11-1-11,F(8)111-1-1-1-11;]]>
模式MOD(9)至MOD(14)數(shù)據(jù)吞吐率25M，獨(dú)立子流數(shù)Nm(2)＝2，調(diào)制方式采用QPSK，接收端MIMO檢測(cè)方式是最小均方誤差檢測(cè)，發(fā)送旋轉(zhuǎn)矩陣分別選擇以下6種中的一種F(9)=111-1111-1,F(10)=11111-11-1,F(11)111-11-111,F(12)=11-111-1-1-1,F(13)=11-1-11-1-11,F(14)111-1-1-1-11;]]>各種模式在接收端都采用最小均方誤差的MIMO檢測(cè)算法。
說明書步驟(4.2)中的16QAM預(yù)先設(shè)定的支路信噪比-支路容量曲線圖見圖5，QPSK預(yù)先設(shè)定的支路信噪比-支路容量曲線圖見圖6。
我們假設(shè)4發(fā)4收共16個(gè)子信道的模型相同。每個(gè)子信道多徑數(shù)為6，每徑服從瑞利分布，各徑的平均幅度為
，各徑的延時(shí)在0-10us內(nèi)均勻分布。每徑的多普勒擴(kuò)展為200Hz，為了減少仿真時(shí)間，我們假設(shè)每個(gè)OFDM符號(hào)內(nèi)信道參數(shù)不變，不同的符號(hào)信道按照設(shè)定的多普勒擴(kuò)展進(jìn)行時(shí)變。隨著信噪比不斷增大，信道是連續(xù)變化的。這里信噪比SNR定義為每根發(fā)送天線的平均信號(hào)功率與每根接收天線的噪聲功率之比。
MIMO信道的相關(guān)性分為發(fā)端相關(guān)性和收端相關(guān)性。可以表示為下式H=RR1/2HwRT1/2]]>式中RT為發(fā)端天線相關(guān)矩陣，RR為收端天線相關(guān)矩陣，Hw中各元素為獨(dú)立同分布，且滿足均值為0、方差為1的復(fù)高斯分布。
我們進(jìn)行下行鏈路仿真時(shí)，假設(shè)移動(dòng)臺(tái)周圍是充分散射，因此收端天線相關(guān)性較弱，所以我們只考慮基站端的發(fā)送天線間的相關(guān)性。這種相關(guān)性主要取決于發(fā)端天線間間隔與載波波長(zhǎng)之比、發(fā)射角DOD以及發(fā)射角度擴(kuò)展。
仿真主要給出不同平均信噪比下系統(tǒng)的誤編碼塊率和平均通過率以及各模式的使用比例。平均通過率定義如下我們首先計(jì)算各模式的頻譜效率MOD(1)4子流，16QAM，Turbo碼編碼效率58.45％頻譜效率SE1＝9.352bit/s/HzMOD(2)4子流，QPSK，Turbo碼編碼效率58.45％頻譜效率SE2＝4.676bit/s/HzMOD(3)至MOD(8)2子流，16QAM，Turbo碼編碼效率58.45％頻譜效率SE3＝4.676bit/s/Hz
MOD(9)至MOD(14)2子流，QPSK，Turbo碼編碼效率55.59％頻譜效率SE4＝2.2236bit/s/Hz仿真時(shí)，每個(gè)SNR下我們統(tǒng)計(jì)每種模式下傳輸?shù)木幋a塊數(shù)Ni(i＝1，...，14)以及無誤傳輸?shù)木幋a塊數(shù)Mi(i＝1，...，14)，顯然Mi≤Ni。則平均通過率為Through=Σi=114Mi×SEiΣi=114Ni]]>在天線間無相關(guān)情況下，系統(tǒng)進(jìn)行鏈路自適應(yīng)后，系統(tǒng)誤包率和通過率曲線如圖7和圖8所示；在天線間存在相關(guān)性情況下，這里只考慮發(fā)端天線的相關(guān)性，當(dāng)發(fā)端發(fā)射角DOD＝30度，角度擴(kuò)展為5度時(shí)，系統(tǒng)誤包率和通過率曲線如圖9和圖10所示；在天線間存在相關(guān)性情況下，這里只考慮發(fā)端天線的相關(guān)性，系統(tǒng)誤包率和通過率曲線如圖11和圖12所示。其中四種相關(guān)性情況如下仿真過程中，相關(guān)性由弱到強(qiáng)變化，之后再由強(qiáng)變?nèi)踝兓貲OD＝90度，角度擴(kuò)展＝60度②DOD＝60度，角度擴(kuò)展＝30度③DOD＝30度，角度擴(kuò)展＝10度④DOD＝10度，角度擴(kuò)展＝5度通過各圖所示，我們選擇信道容量(系統(tǒng)可達(dá)傳輸速率)作為模式切換的判決量，它巧妙地將信噪比、信道相關(guān)性、接收機(jī)算法等影響因素整合到一個(gè)單一的變量中，從而簡(jiǎn)化了我們方案的設(shè)計(jì)。由于我們采用Turbo碼這種接近香農(nóng)容量碼，也使得我們采用信道容量作為判據(jù)更具有實(shí)際意義。該自適應(yīng)方案的計(jì)算復(fù)雜度不高，易于系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)。
從以上的仿真結(jié)果可以看出，在信噪比以及天線相關(guān)性隨時(shí)間變化的條件下，我們提出的鏈路自適應(yīng)方案始終能夠正確地切換到合適的傳輸模式，使得保證誤塊率低于一定門限(5％)的情況下獲得盡可能大的傳輸速率。這說明我們提出的自適應(yīng)方案的穩(wěn)健性是很好的。
如果設(shè)置更嚴(yán)格的門限將會(huì)進(jìn)一步降低誤塊率，但同時(shí)系統(tǒng)通過率也將減小，實(shí)際應(yīng)用時(shí)，可根據(jù)需求設(shè)定門限值以達(dá)到誤塊率和系統(tǒng)通過率最佳結(jié)合點(diǎn)。
以上所述實(shí)例只是本發(fā)明的1個(gè)實(shí)施例，且不局限于此，在不超過本發(fā)明的精神范圍的情況下，所做的種種變化實(shí)施，都屬于本發(fā)明的范圍。
權(quán)利要求
1.通過容量進(jìn)行多輸入多輸出OFDM鏈路自適應(yīng)的方法，其特征在于，針對(duì)MIMO-OFDM的傳輸系統(tǒng)，在接收端依次按以下步驟用一塊數(shù)字集成電路芯片計(jì)算在各種模式下的信道容量，并以此為依據(jù)實(shí)現(xiàn)相應(yīng)的物理層傳輸模式的選擇步驟(1)設(shè)定系統(tǒng)有Nt跟發(fā)送天線，Nr根接收天線，系統(tǒng)物理層支持Q種不同的傳輸模式，用MOD(q)表示；系統(tǒng)通過選擇子流數(shù)Nm(q，a)、調(diào)制方式TA(q，a)和發(fā)送預(yù)編碼矩陣F(q，a)來進(jìn)行鏈路自適應(yīng)，發(fā)送框圖如圖1所示，其中q代表不同的傳輸模式編號(hào)，a代表OFDM符號(hào)編號(hào)，q＝1，2...Q，a＝0，1，2....；步驟(2)在接收機(jī)端，計(jì)算出各個(gè)子載波頻點(diǎn)處大小為Nr*Nt的信道傳輸矩陣H(a，k)，k＝0，1..Ncarrier-1，Ncarrier為一個(gè)OFDM符號(hào)內(nèi)用于鏈路自適應(yīng)計(jì)算的傳輸矩陣的個(gè)數(shù)；步驟(3)在接收機(jī)端，計(jì)算出單根接收天線上的平均歸一化噪聲功率σ2(a)，步驟(4)針對(duì)Q種不同的物理層傳輸模式，分別計(jì)算其在設(shè)定檢測(cè)方式下的滑動(dòng)平均信道容量CAve(q，a)，其中q代表不同的傳輸模式編號(hào)，a代表OFDM符號(hào)編號(hào)，q＝1，2...Q，a＝0，1，2....，其步驟依次如下步驟(4.1)針對(duì)Q種不同的物理層傳輸模式，分別計(jì)算其在設(shè)定檢測(cè)方式下各個(gè)自載波的相應(yīng)支路的等效信噪比γ(q，a，k，l)，k代表子載波編號(hào)，l代表支路編號(hào)，k＝0，1...Ncarrier-1，l＝0，1..Nm(q)-1；步驟(4.2)通過設(shè)定的支路信噪比-支路容量曲線，分別計(jì)算在所述Q種不同傳輸模式下，各支路不同子載波上的瞬時(shí)容量值C(q，a，k，l)，其中q代表不同的傳輸模式編號(hào)，a代表OFDM符號(hào)編號(hào)，k代表子載波編號(hào)，l代表支路編號(hào)，步驟(4.3)分別計(jì)算在Q種不同的物理層傳輸模式下，當(dāng)前的信道容量的平均值CNOW(q，a)；CNOW(q,a)=1Ncarrier×Σk=0Ncarrier-1Σl=0Nm(q)-1C(q,a,k,l)]]>步驟(4.4)對(duì)于Q種不同物理層傳輸模式，分別求取信道容量的滑動(dòng)平均值CAve(q，a)，CAve(q，a)＝αCNOW(q，a)+(1-α)CNOW(q，a-1)其中α∈(0，1]中取值；步驟(5)根據(jù)所述Q種不同傳輸模式的滑動(dòng)平均信道容量CAve(q，a)，按以下步驟選取下次合適的物理層傳輸模式步驟(5.1)設(shè)定Q種不同的物理層傳輸模式對(duì)應(yīng)的傳輸數(shù)據(jù)率有T個(gè)不同取值，其值對(duì)應(yīng)的分別為R(1)，R(2)...R(T)，且有R(1)＞R(2)＞...＞R(T)，且有T個(gè)閾值G(1)G(2)....G(T)，令G(T)＝0，且T≤G；步驟(5.2)若對(duì)于所述的某種傳輸模式q，使得步驟(4.4)計(jì)算出的信道容量的滑動(dòng)平均值CAve(q，a)≥G(1)，且q的傳輸數(shù)據(jù)率為R(1)，則選擇所述模式q作為下次合適的物理層傳輸模式；若有一個(gè)以上的傳輸模式計(jì)算出的CAve(q，a)≥G(1)且其傳輸數(shù)據(jù)率為R(1)時(shí)，則選擇CAve(q，a)較大的傳輸模式；步驟(5.3)若對(duì)于所述的任何一種傳輸模式q’，步驟(4.4)計(jì)算出的信道容量的滑動(dòng)平均值CAve(q′，a)≥G(i-1)均不成立，然而對(duì)于所述的某種傳輸模式q，使得步驟(4.4)計(jì)算出的信道容量的滑動(dòng)平均值CAve(q，a)≥G(i)，且q的傳輸數(shù)據(jù)率為R(i)，則選擇所述模式q作為下次合適的物理層傳輸模式，其中i＝2，3...T；若有一個(gè)以上的傳輸模式計(jì)算出的CAve(q，a)≥G(i)且其傳輸數(shù)據(jù)率為R(i)時(shí)，則選擇CAve(q，a)較大的傳輸模式。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的通過容量進(jìn)行多輸入多輸出OFDM鏈路自適應(yīng)的方法，其特征在于，所述步驟(4.1)中，當(dāng)接收端采用最小均方誤差檢測(cè)時(shí)，支路等效信噪比γ(q，a，k，l)按以下步驟得到首先，計(jì)算A(q，a，k)＝F(q，a)HH(q，a，k)HH(q，a，k)F(q，a)+σ2(a)INm(q)，其中q代表不同的傳輸模式編號(hào)，a代表OFDM符號(hào)編號(hào)，k代表子載波編號(hào)，F(xiàn)為不同傳輸模式下的預(yù)編碼矩陣，INm(q)為階數(shù)等于獨(dú)立子流數(shù)Nm(q)的單位矩陣，q＝1，2...Q，a＝0，1，2....k＝0，1...Ncarrier-1；其次，計(jì)算矩陣A(q，a)的逆矩陣B(q，a，k)＝A(q，a，k)-1，從中得到對(duì)角線元素bl(q，a，k)，l＝1，2，...，Nm(q)；最后，計(jì)算不同傳輸模式下各子載波各支路的等效信噪比γ(q,a,k,l)=1σ2(a)bl-1.]]>
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的通過容量進(jìn)行多輸入多輸出OFDM鏈路自適應(yīng)的方法，其特征在于，所述步驟(4.2)中，當(dāng)系統(tǒng)采用16QAM調(diào)制時(shí)，采用與16QAM調(diào)制對(duì)應(yīng)的支路信噪比-支路容量曲線，通過步驟(4.1)得到的支路信噪比γ(q，a，k，l)，計(jì)算得到瞬時(shí)支路容量C(q，a，k，l)。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的通過容量進(jìn)行多輸入多輸出OFDM鏈路自適應(yīng)的方法，其特征在于，所述步驟(4.2)中，當(dāng)系統(tǒng)采用QPSK調(diào)制時(shí)，采用與QPSK調(diào)制對(duì)應(yīng)的支路信噪比-支路容量曲線，通過步驟(4.1)得到的支路信噪比γ(q，a，k，l)，計(jì)算得到瞬時(shí)支路容量C(q，a，k，l)。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的通過容量進(jìn)行多輸入多輸出OFDM鏈路自適應(yīng)的方法，其特征在于，所述步驟(2)中，一個(gè)OFDM符號(hào)內(nèi)用于計(jì)算鏈路自適應(yīng)的傳輸矩陣個(gè)數(shù)Ncarrier小于OFDM子載波數(shù)目。
全文摘要
本發(fā)明屬于MIMO－OFDM系統(tǒng)中的鏈路自適應(yīng)技術(shù)領(lǐng)域，其具體特征在于，在設(shè)定的調(diào)制方式下，針對(duì)不同傳輸模式，計(jì)算出各子流不同的等效信噪比；再根據(jù)所述調(diào)制方式下的信噪比－瞬時(shí)容量曲線，得到各支路子載波上的瞬時(shí)信道容量；然后再由各子載波瞬時(shí)信道容量求出不同傳輸模式下當(dāng)前信道容量的瞬時(shí)平均值，接著，由該瞬時(shí)平均值求出不同傳輸模式下的信道容量滑動(dòng)平均值；最后根據(jù)該滑動(dòng)平均值是否滿足設(shè)定的最低閾值來選擇相應(yīng)的傳輸模式。可以根據(jù)系統(tǒng)誤塊率的需求，更改閾值門限，使系統(tǒng)在誤塊率符合要求的情況下，達(dá)到盡可能大的傳輸速率。
文檔編號(hào)H04B7/02GK1917497SQ20061011303
公開日2007年2月21日 申請(qǐng)日期2006年9月8日 優(yōu)先權(quán)日2006年9月8日
發(fā)明者周世東, 高群毅, 張秀軍, 王京, 許希斌, 李云洲 申請(qǐng)人:清華大學(xué)