專利名稱：接收振幅校正電路和接收振幅校正方法以及使用它們的接收機(jī)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及接收振幅校正電路和接收振幅校正方法以及使用它們的接 收機(jī)，特別涉及適于無(wú)線通信裝置的接收振幅校正電路，該無(wú)線通信裝置采用了具有AGC功能的直接轉(zhuǎn)換式的接收方式。
技術(shù)背景在無(wú)線通信裝置的接收機(jī)中，有圖1所示的直接轉(zhuǎn)換方式的接收機(jī)。 參照?qǐng)Dl，由天線201接收的高頻信號(hào)通過(guò)低噪聲放大器(以下簡(jiǎn)稱為L(zhǎng)N A) 202進(jìn)行放大。實(shí)際上，在天線201與LNA 202之間設(shè)置有雙工器或 高頻濾波器(不是用于限制信道的寬頻帶濾波器)等，但省略了圖示。高頻帶通濾波器(以下簡(jiǎn)稱為RF BPF) 203從被LNA 202放大后的 信號(hào)中提取整個(gè)接收頻帶(不是信道)的接收分量，抑制接收頻帶以外的 信號(hào)，例如由裝置自己發(fā)送的發(fā)送信號(hào)等。RF BPF的輸出被輸入給正交 解調(diào)電路204。正交解調(diào)電路204解調(diào)輸入信號(hào)，輸出作為同相分量的I 分量和作為正交分量的Q分量。正交解調(diào)電路204包括緩沖放大器221、作為平衡混頻器的乘法器22 2和223、正交信號(hào)發(fā)生器224、以及局部振蕩器225。由于這種結(jié)構(gòu)己是 公知的，因此省略其詳細(xì)說(shuō)明。將由正交解調(diào)電路204解調(diào)的I分量、Q 分量輸入至基帶濾波器(以下簡(jiǎn)稱為BBBPF) 205和206中，分別進(jìn)行頻 帶限制。BB BPF 205、 206為帶通濾波器(BPF)。這是為了消除由正交 解調(diào)電路204產(chǎn)生的直流偏移，不僅要抑制相鄰信道分量，而且還要抑制 非常接近直流的低頻分量。以下將這種濾波器稱為信道濾波器。將由信道濾波器205、 206進(jìn)行頻帶限制后的I分量、Q分量輸入至基 帶電路207?；鶐щ娐?07包括可變?cè)鲆娣糯笃?以下簡(jiǎn)稱為VGA) 20 8、 209、 210及211、 212、 213; A/D轉(zhuǎn)換器215、 216;以及增益控制部214。在基帶電路207中，被限制頻帶的I分量、Q分量分別通過(guò)VGA 20 8 210、 211 213而被放大到可在后級(jí)的A/D轉(zhuǎn)換器215、 216中進(jìn)行最 佳的轉(zhuǎn)換處理的規(guī)定電平。在圖1中，VGA為三級(jí)結(jié)構(gòu)，但也可以是一級(jí) 以上的結(jié)構(gòu)。另外，信道濾波器205、 206與VGA 208 210、 2U 213的 位置關(guān)系也不限于圖1的例子。此外，也可以是將信道濾波器205、 206 分別分為多級(jí)并配置在VGA之間。VGA的最后級(jí)的I分量輸出、Q分量輸出分別在A/D轉(zhuǎn)換器215、 21 6中被A/D轉(zhuǎn)換，并作為數(shù)字I信號(hào)、Q信號(hào)而被發(fā)送至后級(jí)的數(shù)字信號(hào) 處理電路(參照?qǐng)D2)。圖2是示出數(shù)字信號(hào)處理電路100的圖。數(shù)字振幅計(jì)算器303基于從 圖1的基帶電路207發(fā)送來(lái)的數(shù)字I信號(hào)、Q信號(hào)，計(jì)算例如CDMA或T DMA中的一個(gè)時(shí)隙的平均振幅。接著由減法器302計(jì)算平均振幅的計(jì)算 結(jié)果與作為目標(biāo)的基準(zhǔn)振幅的差。算出的差輸入至數(shù)字增益控制數(shù)據(jù)發(fā)生 器301。數(shù)字增益控制數(shù)據(jù)發(fā)生器301基于算出的差來(lái)生成用于控制VGA 的增益的增益控制數(shù)據(jù)。增益控制數(shù)據(jù)發(fā)送至圖1所示的增益控制部214。增益控制部214基 于增益控制數(shù)據(jù)來(lái)執(zhí)行VGA 208 210、 211 213的增益控制。此時(shí)，增 益控制數(shù)據(jù)既可以是模擬信號(hào)，也可以是數(shù)字信號(hào)。另外，在圖1中，VG A全部集中設(shè)置在基帶電路207中，但LNA 202或緩沖放大器221也可作 為VGA使用。在此情況下，當(dāng)然也可以通過(guò)來(lái)自增益控制部214的增益 控制數(shù)據(jù)來(lái)對(duì)LNA 202或緩沖放大器221進(jìn)行增益控制。通過(guò)以上結(jié)構(gòu)以及動(dòng)作，I分量、Q分量的信號(hào)電平被自動(dòng)地調(diào)整(A GC)，以使向A/D轉(zhuǎn)換器215、 216輸入的輸入信號(hào)電平最佳地收斂在A/ D轉(zhuǎn)換器215、 216的動(dòng)態(tài)范圍內(nèi)。此外，在專利文獻(xiàn)1 (日本專利文獻(xiàn)特開(kāi)2001-168664號(hào)公報(bào))中公 開(kāi)了這種接收機(jī)中的AGC的一個(gè)例子。圖1所示的直接轉(zhuǎn)換方式的接收機(jī)在CDMA或W—CDMA等現(xiàn)有的 通信方式中穩(wěn)定地發(fā)揮功能。但是，近年來(lái)，正在引入作為速度更高的傳 送方式的、例如3GPP (Third Generation Partnership Project,第三代合作伙伴計(jì)劃)中的HSDPA (High Speed Downlink Packet Access,高速下行分 組接入)方式。在HSDPA方式中，不僅采用了 QPSK解調(diào)方式，而且還 采用了 16值QAM等低調(diào)制方式，而且還要求擴(kuò)散率極小的高速數(shù)據(jù)傳 送。為了應(yīng)對(duì)上述要求，需要嚴(yán)格控制通信終端裝置的接收側(cè)的解調(diào)精 度。例如，以往可以是15 20%左右的EVM (Error Vector Magnitude,誤 差向量幅度)，但在HSDPA方式中卻需要5。％以下的EVM。對(duì)于這種高 精度的解調(diào)，使用模擬信道濾波器是難以實(shí)現(xiàn)的。例如，由于構(gòu)成模擬信 道濾波器的部件存在特性偏差或老化，因而并不容易將EVM維持在5% 以下。因此，想到了將信道濾波器用數(shù)字濾波器構(gòu)成并設(shè)置在A/D轉(zhuǎn)換器的 后級(jí)的方法。如果是數(shù)字濾波器，則由于部件不發(fā)生特性偏差或老化，因 而可進(jìn)行高精度的解調(diào)。圖3示出了將數(shù)字濾波器作為信道濾波器的例子。在圖3中，與圖1 等同的部分以相同標(biāo)號(hào)進(jìn)行表示。圖3示出了將圖1中的信道濾波器205、 206分別置換為數(shù)字濾波器 (DLPF) 217、 218并將它們配置在A/D轉(zhuǎn)換器215、 216的后級(jí)的例子。 這里，基于數(shù)字處理的信道濾波器被設(shè)為低通濾波器，但也可以是用于消 除直流偏移的高通濾波器。另外，也可以考慮將用于防止隨A/D轉(zhuǎn)換而發(fā) 生的混疊的低通濾波器留在A/D轉(zhuǎn)換器215、 216的前級(jí)。圖4示出了數(shù)字濾波器217、 218的頻率特性的例子。如圖4所示，所 述數(shù)字濾波器具有如下頻率特性使應(yīng)接收的期望信道的頻帶盡可能原樣 地通過(guò)，對(duì)包括相鄰信道在內(nèi)的剩余信道的頻帶進(jìn)行抑制。為了將EVM 抑制得較小，通常需要使頻率特性無(wú)窮接近于根升余弦滾降特性，目前這 種設(shè)計(jì)是可能的。圖5A及圖5B示出了通過(guò)具有圖4所示頻率特性的數(shù)字濾波器時(shí)的期 望波和相鄰信道的干擾波的電平變化的例子。如圖5A所示，即使在數(shù)字 信道濾波器217、 218的輸入側(cè)，相鄰信道的干擾波與期望波相比非常大 的情況下，在通過(guò)數(shù)字信道濾波器217、 218以后，如圖5B所示，干擾波也由于其頻率特性而被大幅度抑制，從而與期望波相比干擾波的電平變?nèi)缟纤觯跀?shù)字信道濾波器217、 218的前后，干擾波的電平變化 很大。當(dāng)將被抑制了干擾波的數(shù)字I信號(hào)、Q信號(hào)輸入圖2的數(shù)字信號(hào)處 理電路100中時(shí)，數(shù)字振幅計(jì)算器303使用積累了比A/D轉(zhuǎn)換器215、 216 之后的干擾波小很多的干擾波的值來(lái)計(jì)算平均振幅。這意味著計(jì)算得到的 平均振幅與基準(zhǔn)振幅的差比實(shí)際小。結(jié)果，在數(shù)字信號(hào)處理電路100中生 成過(guò)大的增益控制數(shù)據(jù)，從而VGA的增益變得過(guò)大。此時(shí)的問(wèn)題在于A/D轉(zhuǎn)換器215、 216的輸入的振幅由于相鄰信道的 干擾波而脫離了 A/D轉(zhuǎn)換器215、 216的合適的輸入范圍。如果發(fā)生這種 狀況，則不能期待A/D轉(zhuǎn)換器215、 216正常動(dòng)作，結(jié)果也不能作為接收 機(jī)而正常地發(fā)揮功能。此外，專利文獻(xiàn)1公開(kāi)的接收機(jī)為了進(jìn)行AGC控制，檢測(cè)數(shù)字信道 濾波器的輸入信號(hào)的平均振幅，并根據(jù)檢測(cè)到的平均振幅與基準(zhǔn)值的差來(lái) 生成AGC控制信號(hào)，而并不是檢測(cè)數(shù)字信號(hào)濾波器的輸出信號(hào)的平均振 幅來(lái)執(zhí)行AGC控制。本發(fā)明的目的在于，提供一種接收振幅校正電路和接收振幅校正方法 以及使用它們的接收機(jī)，該接收振幅校正電路將數(shù)字信道濾波器用作信道 濾波器，并且即使在根據(jù)該數(shù)字信號(hào)濾波器的輸出信號(hào)的平均振幅來(lái)進(jìn)行 AGC控制的情況下，也使A/D轉(zhuǎn)換器正常動(dòng)作，從而可維持作為接收機(jī)的功能。 發(fā)明內(nèi)容產(chǎn)生現(xiàn)有技術(shù)中的上述問(wèn)題的原因在于在存在期望波以及期望波以 外的干擾波的情況下，數(shù)字信道濾波器的輸入輸出電平不一致或者不具有 規(guī)定電平差。因此，在本發(fā)明中，采用數(shù)字信道濾波器的輸入輸出電平在 平均上基本一致或者具有規(guī)定電平差的結(jié)構(gòu)。本發(fā)明的接收振幅校正電路適用于下述的接收機(jī)，該接收機(jī)包括 A/D轉(zhuǎn)換部，將接收模擬信號(hào)轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)；頻帶限制部，進(jìn)行所述數(shù)字信號(hào)的頻帶限制；數(shù)字信號(hào)處理部，在所述頻帶限制后，進(jìn)行數(shù)字信號(hào) 處理；以及增益控制部，基于所述數(shù)字信號(hào)處理部中的信號(hào)電平來(lái)進(jìn)行用于接收模擬信號(hào)的電平控制的增益控制。該接收振幅校正電路的特征在 于，包括校正部，其進(jìn)行校正，以使頻帶限制部之前之后的數(shù)字信號(hào)振幅 在平均上相等或者為規(guī)定差。本發(fā)明的接收振幅校正方法適用于下述的接收機(jī)，該接收機(jī)執(zhí)行以下步驟將接收模擬信號(hào)轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)；通過(guò)頻帶限制部對(duì)所述數(shù)字信號(hào) 進(jìn)行頻帶限制；在所述頻帶限制后，通過(guò)數(shù)字信號(hào)處理部進(jìn)行數(shù)字信號(hào)處 理；以及基于所述數(shù)字信號(hào)處理部中的信號(hào)電平來(lái)進(jìn)行用于所述接收模擬 信號(hào)的電平控制的增益控制。該接收振幅校正方法的特征在于，包括進(jìn)行 校正以使頻帶限制部之前之后的數(shù)字信號(hào)振幅在平均上相等或者為規(guī)定差 的校正步驟。本發(fā)明接收機(jī)的特征在于，其包括上述的接收振幅校正電路。 根據(jù)本發(fā)明，通過(guò)使數(shù)字信號(hào)的振幅在利用作為信道濾波器的數(shù)字信 道濾波器抑止干擾波的前后在平均上基本相等或者為固定差，能夠在A/D 轉(zhuǎn)換部的輸入中，防止發(fā)生信號(hào)電平脫離A/D轉(zhuǎn)換范圍(A/D轉(zhuǎn)換部的動(dòng) 態(tài)范圍)的問(wèn)題。


圖1是示出傳統(tǒng)的直接轉(zhuǎn)換式接收機(jī)的一個(gè)例子的框圖； 圖2是示出設(shè)置在圖1所示基帶電路的后級(jí)上的數(shù)字信號(hào)處理電路的 框圖；圖3是示出傳統(tǒng)的直接轉(zhuǎn)換式接收機(jī)的另一例子的框圖； 圖4是示出圖3所示數(shù)字低通濾波器的頻率特性的圖； 圖5A以及圖5B是示出圖3所示數(shù)字低通濾波器的前后的信號(hào)電平變 化的圖；圖6是示出本發(fā)明實(shí)施方式的接收機(jī)的結(jié)構(gòu)的框圖；圖7A 圖7C是示出圖6的電路中的各部分的信號(hào)的電平的圖；圖8是示出本發(fā)明另一實(shí)施方式的接收機(jī)的結(jié)構(gòu)的框圖。下面使用附圖來(lái)說(shuō)明本發(fā)明的實(shí)施方式。圖6是示出本發(fā)明接收振幅校正電路的實(shí)施方式的框圖，可以應(yīng)用于圖3所示的接收機(jī)。接收振幅校正電路包括振幅計(jì)算電路101 (第一計(jì)算部)，其將圖3所示的作為信道濾波器的數(shù)字低通濾波器(DLPF) 217、 218跟前(輸入)的I數(shù)據(jù)、Q 數(shù)據(jù)作為輸入，計(jì)算它們的平均振幅；以及振幅計(jì)算電路102 (第二計(jì)算 部)，其將緊接數(shù)字低通濾波器(DLPF) 217、 218之后(輸出)的I數(shù) 據(jù)、Q數(shù)據(jù)作為輸入，計(jì)算它們的平均振幅。計(jì)算平均振幅的時(shí)間段優(yōu)選 使用作為構(gòu)成通信幀的最小單位的時(shí)隙，但不限于此。振幅計(jì)算電路101、 102的輸出被輸入至增益差計(jì)算電路103 (計(jì)算 部)。增益差計(jì)算電路103根據(jù)在振幅計(jì)算電路101、 102中算出的平均 振幅，算出乘法器104、 105的乘數(shù)a。在乘法器104、 102中，將乘數(shù)a 分別與信道濾波器217、 218的各個(gè)輸出相乘，并將這些相乘結(jié)果作為數(shù) 字I信號(hào)、Q信號(hào)而導(dǎo)出至數(shù)字信號(hào)處理電路。上述以外的結(jié)構(gòu)可以與圖 3的結(jié)構(gòu)相同，這里省略其詳細(xì)說(shuō)明。另外，數(shù)字信號(hào)處理電路也可以與 圖2所描述的數(shù)字信號(hào)處理電路100相同。也可以將振幅計(jì)算電路101和 102、增益差計(jì)算電路103、乘法器104和105統(tǒng)稱為校正部。另外，也可 以將增益差計(jì)算電路103、乘法器104和105統(tǒng)稱為振幅校正部。在所述的結(jié)構(gòu)中，將包含在一個(gè)時(shí)隙中的I數(shù)據(jù)、Q數(shù)據(jù)的采樣數(shù)分 別設(shè)為N，將信道濾波器217、 218跟前的I采樣值、Q采樣值分別設(shè)為 Iinj、 Qinj，將緊接信道濾波器217、 218之后的I采樣值、Q采樣值分別設(shè) 為Ioutj、 Qoutj。在此情況下，某一時(shí)隙中的信道濾波器217、 218之前、 之后的平均振幅Ain、 Aout通過(guò)下式(1) 、 (2)表示。二(1)(2)增益差計(jì)算電路103使用這些平均振幅Ain、 Aout來(lái)計(jì)算在下一個(gè)時(shí) 隙中采用的乘法器104、 105的乘數(shù)a。乘數(shù)ce可通過(guò)下式(3)來(lái)表示。"=(3)在下一個(gè)時(shí)隙，在乘法器104、 105中，將算出的乘數(shù)a與信道濾波 器217、 218的各個(gè)輸出相乘。這些相乘結(jié)果作為數(shù)字I信號(hào)、Q信號(hào)而輸 出至數(shù)字信號(hào)處理電路。艮口，計(jì)算信道濾波器217、 218跟前的平均振幅與緊接計(jì)算信道濾波 器217、 218之后的平均振幅之比(Ain/Aout)的倒數(shù)(Aout/Ain)，來(lái)作 為乘數(shù)ce，并將所述乘數(shù)ce與信道濾波器217、 218的輸出相乘。因此，即 使不能制止時(shí)隙之間微小的波動(dòng)，也可以使信道濾波器217、 218跟前的 振幅與緊接乘法器104、 105之后的振幅基本為相同的值。此外，如果代 替乘數(shù)ce而使用aXk (k為大于等于1的常數(shù))來(lái)進(jìn)行乘法運(yùn)算，則可以 賦予與常數(shù)k相對(duì)應(yīng)的規(guī)定電平差。圖7A 圖7C示出了圖6所示電路中的期望波和干擾波的電平變化。 圖7A示出了數(shù)字信道濾波器217、 218跟前(輸入)的期望波和干擾波的 電平；圖7B示出了緊接數(shù)字信道濾波器217、 218之后(輸出)的期望波 和干擾波的電平；圖7C示出了通過(guò)乘法器104、 105進(jìn)行電平校正后的數(shù) 字信號(hào)的電平。圖8是本發(fā)明接收振幅校正電路的另一實(shí)施方式的框圖，與圖6等同 的部分以相同標(biāo)號(hào)進(jìn)行表示。與先前的實(shí)施方式一樣，在振幅計(jì)算電路101 (第一計(jì)算部)中計(jì)算信道濾波器217、 218跟前的I數(shù)據(jù)、Q數(shù)據(jù)的 平均振幅。本實(shí)施方式與先前的實(shí)施方式的區(qū)別在于在振幅計(jì)算電路102 (第二計(jì)算部)中計(jì)算緊接乘法器104、 105之后的I數(shù)據(jù)、Q數(shù)據(jù)的平均振幅。由這些振幅計(jì)算電路101、 102算出的平均振幅被輸入至增益差計(jì)算電路103 (乘數(shù)計(jì)算部)，由增益差計(jì)算電路103計(jì)算賦予乘法器104、 105的乘數(shù)a。由乘法器104、 105將該乘數(shù)a分別與信道濾波器217、 218 的各個(gè)輸出相乘，并將這些相乘結(jié)果作為數(shù)字I信號(hào)、Q信號(hào)而導(dǎo)出至數(shù) 字信號(hào)處理電路(圖2)。其他結(jié)構(gòu)與圖3相同。此外，也可以將振幅計(jì) 算電路101和102、增益差計(jì)算電路103、乘法器104和105統(tǒng)稱為校正 部。在所述的結(jié)構(gòu)中，與先前的實(shí)施方式相同，將計(jì)算平均振幅的平均區(qū) 間設(shè)為作為通信幀的最小單位的時(shí)隙，將數(shù)字信道濾波器217、 218跟前 的I采樣值、Q采樣值分別設(shè)為Iinj、 Qinj，并將緊接乘法器104、 105之 后的I采樣值、Q采樣值分別設(shè)為Ioutj、 Qoutj。某一時(shí)隙中的數(shù)字信道濾 波器217、 218跟前以及緊接乘法器104、 105之后的平均振幅Ain、 Aout 與上式(1) 、 (2)相同。在增益差計(jì)算電路103中，當(dāng)將在下一個(gè)時(shí)隙中采用的乘法器104、 105的乘數(shù)設(shè)為a，將上一個(gè)時(shí)隙的乘數(shù)設(shè)為qlJ寸，乘數(shù)o;以下式(4)表 示。(4)由此，在該時(shí)隙中，通過(guò)乘法器104、 105將所述乘數(shù)ce與數(shù)字濾波 器217、 218的輸出相乘，并將這些乘法結(jié)果作為數(shù)字I信號(hào)、Q信號(hào)導(dǎo)出 至數(shù)字信號(hào)處理電路。如上所述，在本實(shí)施方式中，盡管不能制止時(shí)隙間微小的波動(dòng)，但也 能夠使數(shù)字信道濾波器跟前的振幅與緊接乘法器之后的振幅基本相同。此 外，也可以代替乘數(shù)a而將在o;上乘以常數(shù)k的值aXk作為乘數(shù)。此時(shí)，可以對(duì)濾波器跟前和緊接乘法器之后的各個(gè)電平賦予與常數(shù)k相對(duì)應(yīng)的規(guī) 定的電平差。因此，在本實(shí)施方式中，信道濾波器也可以使抑止干擾波之前之后的 振幅在平均上基本相同或者為規(guī)定的常數(shù)倍。如果在圖2的數(shù)字信號(hào)處理 電路100的前級(jí)設(shè)置這種功能來(lái)進(jìn)行電平校正，則可在A/D轉(zhuǎn)換器215、 216 (圖3)的輸入中，防止信號(hào)電平脫離A7D轉(zhuǎn)換范圍的問(wèn)題。
權(quán)利要求
1.一種接收機(jī)中的接收振幅校正電路，所述接收機(jī)包括A/D轉(zhuǎn)換部，將接收模擬信號(hào)轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)；頻帶限制部，進(jìn)行所述數(shù)字信號(hào)的頻帶限制；數(shù)字信號(hào)處理部，在所述頻帶限制后，進(jìn)行數(shù)字信號(hào)處理；以及增益控制部，基于所述數(shù)字信號(hào)處理部中的信號(hào)電平來(lái)進(jìn)行用于所述接收模擬信號(hào)的電平控制的增益控制，該接收振幅校正電路的特征在于，包括校正部，其進(jìn)行校正，以使頻帶限制部之前之后的數(shù)字信號(hào)振幅在平均上相等或者為規(guī)定差。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的接收振幅校正電路，其特征在于， 所述校正部，包括第一計(jì)算部，計(jì)算所述頻帶限制部跟前的平均振幅； 第二計(jì)算部，計(jì)算緊接所述頻帶限制部之后的平均振幅；以及 振幅校正部，對(duì)所述頻帶限制部跟前的平均振幅與緊接所述頻帶限制部之后的平均振幅進(jìn)行比較，并根據(jù)該比較結(jié)果來(lái)進(jìn)行緊接所述頻帶限制部之后的振幅的校正。
3. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的接收振幅校正電路，其特征在于，所述振幅校正部，包括計(jì)算部，計(jì)算所述頻帶限制部跟前的平均振幅與緊接所述頻帶限制部之后的平均振幅之比的倒數(shù)；以及乘法器，將所述比的倒數(shù)或者該倒數(shù)的規(guī)定倍數(shù)與所述頻帶限制部的 輸出相乘。
4. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的接收振幅校正電路，其特征在于，所述校正部，包括設(shè)置在緊接所述頻帶限制部之后的乘法器； 第一計(jì)算部，計(jì)算所述頻帶限制部跟前的平均振幅； 第二計(jì)算部，計(jì)算緊接所述頻帶限制部之后的平均振幅；以及乘數(shù)計(jì)算部，對(duì)所述頻帶限制部跟前的平均振幅與緊接所述乘法器之 后的平均振幅進(jìn)行比較，并根據(jù)該比較結(jié)果來(lái)計(jì)算所述乘法器的乘數(shù)。
5. 根據(jù)權(quán)利要求4所述的接收振幅校正電路，其特征在于， 所述乘數(shù)計(jì)算部計(jì)算所述頻帶限制部的所述跟前的平均振幅與所述緊接所述乘法器之后的平均振幅之比的倒數(shù)，并向所述比的倒數(shù)或者該倒數(shù) 的規(guī)定倍數(shù)乘以前一個(gè)平均區(qū)間的乘數(shù)，來(lái)作為該平均區(qū)間的乘數(shù)。
6. 根據(jù)權(quán)利要求1至5中任一項(xiàng)所述的接收振幅校正電路，其特征在于，所述校正部將作為通信幀的最小單位的時(shí)隙作為平均區(qū)間。
7. —種接收機(jī)中的接收振幅校正方法，所述接收機(jī)執(zhí)行以下步驟將接收模擬信號(hào)轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)； 通過(guò)頻帶限制部對(duì)所述數(shù)字信號(hào)進(jìn)行頻帶限制； 在所述頻帶限制后，通過(guò)數(shù)字信號(hào)處理部進(jìn)行數(shù)字信號(hào)處理；以及 基于所述數(shù)字信號(hào)處理部中的信號(hào)電平來(lái)進(jìn)行用于所述接收模擬信號(hào) 的電平控制的增益控制，所述接收振幅校正方法的特征在于，包括進(jìn)行校正以使所述頻帶限制部之前之后的數(shù)字信號(hào)振幅在平均上 相等或者為規(guī)定差的校正步驟。
8. 根據(jù)權(quán)利要求7所述的接收振幅校正方法，其特征在于， 所述校正步驟對(duì)所述頻帶限制部跟前的平均振幅與緊接所述頻帶限制部之后的平均振幅進(jìn)行比較，并根據(jù)該比較結(jié)果來(lái)進(jìn)行緊接所述頻帶限制 部之后的振幅的校正。
9. 根據(jù)權(quán)利要求8所述的接收振幅校正方法，其特征在于， 所述校正步驟計(jì)算所述頻帶限制部的所述跟前的平均振幅與所述緊接所述頻帶限制部之后的平均振幅之比的倒數(shù)，并將所述比的倒數(shù)或者該倒 數(shù)的規(guī)定倍數(shù)與所述頻帶限制部的輸出相乘。
10. 根據(jù)權(quán)利要求7所述的接收振幅校正方法，其特征在于， 所述校正步驟對(duì)所述頻帶限制部跟前的平均振幅與緊接乘法器之后的平均振幅進(jìn)行比較，并根據(jù)該比較結(jié)果來(lái)計(jì)算所述乘法器的乘數(shù)，所述乘 法器緊接在所述頻帶限制部之后設(shè)置。
11. 根據(jù)權(quán)利要求IO所述的接收振幅校正方法，其特征在于， 計(jì)算所述頻帶限制部的所述跟前的平均振幅與所述緊接在所述乘法器之后的平均振幅之比的倒數(shù)，并向所述比的倒數(shù)或者該倒數(shù)的規(guī)定倍數(shù)乘 以前一個(gè)平均區(qū)間的乘數(shù)，來(lái)作為該平均區(qū)間的乘數(shù)。
12. 根據(jù)權(quán)利要求7至11中任一項(xiàng)所述的接收振幅校正方法，其特征 在于，所述校正步驟將作為通信幀的最小單位的時(shí)隙作為平均區(qū)間。
13. —種接收機(jī)，其特征在于，包括權(quán)利要求1至6中任一項(xiàng)所述 的接收振幅校正電路。
全文摘要
振幅計(jì)算電路(101、102)分別計(jì)算數(shù)字信道濾波器(217、218)的輸入平均電平、輸出平均電平，增益差計(jì)算電路(103)計(jì)算輸入電平與輸出電平的增益差來(lái)作為乘數(shù)α，以使它們的差為0或者為固定差。乘法器(104、105)將乘數(shù)α與數(shù)字信道濾波器(217、218)的輸出相乘，并將該相乘結(jié)果作為校正后的數(shù)字信號(hào)而輸出至后級(jí)的數(shù)字信號(hào)處理電路。
文檔編號(hào)H04B1/16GK101263659SQ200680033948
公開(kāi)日2008年9月10日 申請(qǐng)日期2006年9月14日 優(yōu)先權(quán)日2005年9月14日
發(fā)明者市原正貴 申請(qǐng)人:日本電氣株式會(huì)社