專利名稱：Sc-fdma系統(tǒng)中的自適應(yīng)調(diào)制與編碼的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及如權(quán)禾腰求1前序部分所述的方法和如權(quán)利要求15前序部分所 述的系統(tǒng)。
本發(fā)明涉及電信系統(tǒng)中的數(shù)據(jù)傳輸。本發(fā)明己被改進(jìn)并對(duì)其在3GPP移動(dòng) 電信系統(tǒng)中可能的應(yīng)用纟^ 了關(guān)注。
背景技術(shù)：
當(dāng)前，在UMTS系統(tǒng)的長期演進(jìn)(LTE)版本中，為上份連路傳輸所i頓 的基本的傳輸方案是具有循環(huán)前綴的SC-KDMA。
一般而言，在帶寬為5到20MHz的寬帶范圍中，OFDM技術(shù)與CDMA技 斜目比，其優(yōu)點(diǎn)在于每子載波或每子載波組可能適用自適應(yīng)調(diào)制與編石馬(AMC) 方案。事實(shí)上，在CDMA中，數(shù)據(jù)符號(hào)在*頻譜上被擴(kuò)展并且鏈路自適應(yīng)只 能在平均的意義上在整個(gè)頻譜上被執(zhí)行，如果該信道有非常的頻率選擇性，這 因此導(dǎo)致吞吐量斷氐，例如在很多室外情形下。
特別是，上面提到的具有循環(huán)前綴的SC-FDMA傳輸方案的第一個(gè)優(yōu)點(diǎn)是 其允許在具有降低的峰均功率比(PAPR (peak to average power ratio))的頻域 內(nèi)獲得上行鏈路用戶間正交性。該傳輸方案的第二個(gè)優(yōu)點(diǎn)是其允許在接收機(jī)側(cè) 使用OFDM技術(shù)來獲得有效的頻域均衡。
圖1是示意性地示出使用上面提到的具有循環(huán)前綴的SC-FDMA方案的示 例^l押幾結(jié)構(gòu)的框圖。
圖2是示意性iik7 出用于圖1的示例劃寸機(jī)的傳輸頻帶中的示例SINR圖 的曲線圖。
在圖1中，i!31調(diào)制和編碼模塊SYM將輸入 信號(hào)S10編碼和調(diào)制為 QPSKKn符號(hào)。在圖1和圖2的示例中，假定正交相移鍵控(QPSK (Quardrature Phase Shift Keying))調(diào)制在給定的SINR滿足所希望的BER目標(biāo)。大小為Kw 的數(shù)據(jù)符號(hào)信號(hào)Sllil31離散傅立葉變換(DFT)模塊DFT被變換為頻域內(nèi)的 i^信號(hào)S12的KwDFT預(yù)編碼采樣，頻域在下面也被稱為f域。然后，在局部化鵬射莫式中，DFT預(yù)編碼數(shù)據(jù)信號(hào)S12 ffl31子載波,模塊SCM被映射到 頻譜內(nèi)的特定頻率資源上成映射信號(hào)S13。在給出的例子中，選擇了局部化映射。 fflilIFFT模塊IFFT將頻率映射信號(hào)S13變換為時(shí)域信號(hào)S14，其中所述IFFT 模塊典型地可以具有比DFT尺寸Kn更大的尺寸，例如示例的IFFT的大小為 2048。時(shí)域信號(hào)S14通過循環(huán)前綴添加模塊CPA利用循環(huán)擴(kuò)展被擴(kuò)展為輸出采 #0" ..， 02048， Ch， ..， Ocp，以獲ff^專輸信號(hào)S15。
圖2描述了用于圖1的示例發(fā)射機(jī)結(jié)構(gòu)的示例SINR圖，其中塊FB1、FB2、 FB3分別表示相鄰子載波的頻率塊。
SINR表示信號(hào)與干擾加噪聲比(Signal to Interference plus Noise Ratio)，其 不同于信噪比(SNR)，還包括來自其他用戶或源的同信道干擾(co-channel interferences SINR決定每子載波或資源塊的最終可達(dá)的吞吐量，而SNR提供 信道頻率響應(yīng)的量度，該信道頻率響應(yīng)包括UE與基站間的傳輸信道的頻率選 擇性。
在本說明書的上下文中，SINR被看作在進(jìn)行解調(diào)和解碼的接收機(jī)處在決策 單元戶膽到的總體信道質(zhì)量的量度(measure)。其他形式的信道質(zhì)量量度可以是 頻率信道傳遞函數(shù)的估計(jì)，測量f域中從每一個(gè)刻寸天線到每一個(gè)接收天線的所 接收的信號(hào)，或者是在包括特定結(jié)構(gòu)，例如SISO、 MRC、 MMO的接收機(jī)處 對(duì)f域中信噪比的估計(jì)，以及任何其他允許對(duì)f域中信道質(zhì)量進(jìn)行適當(dāng)測量的估 計(jì)。
可以針對(duì)給定的MMO探測器從信道傳遞函數(shù)和在接收機(jī)天線處的所測 得的噪聲中計(jì)算SNR。于是，典型地，S31查詢表，根據(jù)希望的BER等級(jí)選擇 適當(dāng)?shù)腁MC方案。在干擾受限的環(huán)境中，SINR是確定AMC等級(jí)選擇的較好離。
圖2描述了示例的SINR圖SINRp，其中y軸表示在接收機(jī)處的所獲得的 SINR, x軸f表示頻率或子載波數(shù)。
如圖2中所示，用于傳輸?shù)念l帶由三個(gè)頻率或子載波子帶FB1、 FB2、 KB3 組成，其中由于SINR曲線圖SINRp的不同值，以固定編碼率的所選的QPSK 調(diào)制顯示了考慮有關(guān)子載波的SINR的不同定性性能。
例如，在較低的頻率子帶FB1中，考慮到子載波SINR， QPSK調(diào)制太高， 這意味著第一頻率子帶FBI在這些資源處在可支持的速率方面超負(fù)荷，因此導(dǎo)致在IDFT后BER降級(jí)。
在中頻子帶FB2中，QPSK調(diào)制針對(duì)給定的BER目標(biāo)而匹配子載波SINR， 從而獲得全注水增益(foil water-filling gain)。在高頻子帶FB3中，QPSK調(diào)制 考慮到子載波的SINR太低，從而導(dǎo)致吞吐量損失。因此，圖2的示例曲線圖顯 示了在所分配的傳輸所用的頻帶的子載波f的整個(gè)范圍上具有同樣的調(diào)制技術(shù) (如在這種情況下是QPSK)的缺點(diǎn)。
圖3是由子載波,模塊SCM對(duì)DFT預(yù)編碼信號(hào)S12進(jìn)行的操作的示例 性說明，該子載波鵬寸模塊SCM的任務(wù)是確定頻譜的哪一部分用于傳輸。在圖 3的左側(cè)示出的局部化鵬寸方案LM中，將DFT預(yù)編碼翻信號(hào)S12鵬到相
鄰子載波并且在所有剩余未使用的子載波上插入零。
在圖3的右側(cè)示出的分布式映射方案DM中，在DFT預(yù)編碼 信號(hào)S12 的^h采樣之間插入L-l個(gè)零。具有L=l的,對(duì)應(yīng)于局部化映射方案LM， 而具有1>1的映射對(duì)應(yīng)于分布式映射方案DM，其中如果信道質(zhì)量既不是己知 的，也無法預(yù)測，所述分布式鵬寸方案DM通常被看作是對(duì)局部化鵬寸方案LM 的補(bǔ)充，用于提供額外的頻率分集。
在圖1描述的示例中，子載波映射模塊SCM像在傳統(tǒng)的現(xiàn)有技術(shù)方式中 以大小為Kn的單DFT執(zhí)行的那樣來執(zhí)行局部化映射方案LM，以獲得在允許 FDMA的f頻域中在某處被局部化的似SC (SC-like)信號(hào)。
眾所周知，SC-FDMA系統(tǒng)可能具有以下優(yōu)點(diǎn)具有PAPR低的所傳輸?shù)?信號(hào)S15、采用合適的信號(hào)成形，這允許在發(fā)射機(jī)功率放大器處較少的回退 (back-off)并且從而增加平均發(fā)射功率，因此改進(jìn)了 SINR和覆蓋范圍。事實(shí)上， Mil使用DFT預(yù)編碼模i央DFT以及一些這里沒有示出的適當(dāng)?shù)拿}沖整形/過濾 模±央，得到的傳輸信號(hào)S15與單個(gè)載波(SC)信號(hào)在信號(hào)包絡(luò)(signal envelop) 方面是非常相似的，該單，波(SC)信號(hào)具有比使用相同數(shù)目子載波的OFDM 信號(hào)明顯更低的PAPR。
有利地，具剤氐PAPR的傳輸信號(hào)S15允許劃寸機(jī)在功率放大器處4頓明 顯較小的回退，因此獲得了改進(jìn)的鏈路預(yù)算和更大的覆蓋范圍。從信息原理角 度講，眾所周知，為緩慢地改變MMO信道條件，使用與MMSE接收機(jī)結(jié)合 的AMC編碼和連續(xù)干擾消除的信道自適應(yīng)比特加載是一禾中以高SNR獲得容量 的傳輸策略。而且，還知道，在每個(gè)鄉(xiāng)豐鵬于齡用戶設(shè)備(UE)只有一傾線的情 況下，虛擬MMO系統(tǒng)可通31fE幾個(gè)單個(gè)mt機(jī)天線一起作為信道輸入并且把 例如節(jié)點(diǎn)B處的接收機(jī)天線作為多天線信道輸出。
為了方便，這些使用相同的頻率資源同時(shí)傳輸?shù)男盘?hào)，在提供充足的同步 時(shí)，可以通過對(duì)在接收機(jī)處所接收的全部信號(hào)進(jìn)行聯(lián)合基帶信號(hào)處理而被分成 空間域。
一般而言， 一個(gè)UE處多個(gè)天線的重要優(yōu)點(diǎn)是這種UE可以齢地^[柳這 些天線來發(fā)射波束成形，從而顯著地?cái)U(kuò)大覆蓋范圍。這個(gè)優(yōu)點(diǎn)獲得了遭受高路 徑損耗的小區(qū)邊緣UE的極力喜愛。
在經(jīng)歷較少的路徑損耗時(shí)，例如UE^a基站時(shí)，多U線可被用于所謂 的空間復(fù)用，其中UE使用多K線以相同的頻率資源向基站發(fā)射幾個(gè)獨(dú)立的 薩流。
特別地，對(duì)于SC-FDMA方案來講，多1^線的另一個(gè)重要優(yōu)點(diǎn)是具有幾 個(gè)天線的UE有能力以不同的頻率資源FDMA從每個(gè)發(fā)射天線發(fā)射不同的 SC-FDMA信號(hào)，* FDMA適應(yīng)于*天線的頻譜的最好部分，并且在不增 加PAPR的情況下獲得吞吐量。
這個(gè)優(yōu)點(diǎn)特別有助于用戶體驗(yàn)S^子的SINRs，例如靠近節(jié)點(diǎn)B的UE，由 于只有這些UE育^多使用較多的帶寬進(jìn)行傳輸，使得信道適應(yīng)傳輸育,獲得較 高的增益。
但是，存在這樣的情況，其中空間域已飽和，例如所有所分配的頻率資源 上的全空間復(fù)用已經(jīng)被應(yīng)用或者當(dāng)信道遭受級(jí)別降級(jí)時(shí)。
然而，盡管在沒有進(jìn)一步的空間復(fù)用能被利用用來增加用戶吞吐量的這些 情況下，假如受限的總發(fā)射功率可以支持每時(shí)隙的這樣的帶寬增加，那么另一 種增加用戶吞吐量的方法是增加傳輸帶寬。在這些情況下，為每個(gè)用戶分配更 多子載波的傳統(tǒng)方法被利用，具有降低的頻譜效率的隨之發(fā)生的缺點(diǎn)。
事實(shí)上，在使用用于上纟，連路傳輸?shù)腟C-FDMA方案之后的合理方案是通 過在劃寸機(jī)偵M頓DFT預(yù)編碼M^、 PAPR并從而增加最終的SINR。但是，當(dāng) 每用戶的帶寬增加時(shí)，在DFT編碼之前使用恒定的調(diào)制和編碼方案并且在所有 所分配的OFDM子載波上擴(kuò)展的似SC信號(hào)，主要處于的風(fēng)險(xiǎn)是在探測器處被 鵬寸到遭受非?？勺兊穆窂綋p耗或非?？勺兊淖罱KSINR的子載波，因此導(dǎo)致頻譜無效。
頻譜無效是由所分配的帶寬越寬，在無吞吐量顯著損耗的情況下將后檢測
器SINR的頻率選擇性與與蟲調(diào)制和編碼方案相匹配變得更力睏難所導(dǎo)致的結(jié)果。
在間隔尺寸(granularity)方面，每組塊(chunk)或資源塊的AMC增益不 能在與OFDM下^fiJ 各相同的程度上被利用。
當(dāng)前在3GPP-LTE論壇上，正在討論上行鏈路傳輸結(jié)構(gòu)(如在圖1和2中 描述的示例性的一個(gè))，具有大小為KN的具有局部化模式LM作為映射選擇的 單個(gè)DFT。如圖l中戶膽到的，在上行f淑各鄉(xiāng)結(jié)構(gòu)中，存在制蟲的DFT預(yù)編 蹄言號(hào)S12。
這樣己知的結(jié)構(gòu)對(duì)于具有對(duì)言道劍牛的低速率用戶的PAPR >是特別有 利的，其中鏈路預(yù)算由于每UE的受限的發(fā)射功率而被限制且其中高PAPR要求 在，機(jī)處高的回退以保證功率放大器的線性性能。
但是，采用該己知的發(fā)射機(jī)結(jié)構(gòu)，即使高速率用戶由于其更松的鏈路預(yù)算 通過同時(shí)支持幾個(gè)基本資源單元能夠使用更多帶寬，但他們受限于這些資源必 須在連續(xù)的基本資源單元上，因?yàn)樵诰植炕Ｊ絃M中所有的資源必須分配給 相鄰的資源單元。
高速率用戶典型地是較 基站的用戶。事實(shí)上，對(duì)于高速率用戶來講， 不考慮陰影效應(yīng)，平均路徑損耗一般比對(duì)于小區(qū)邊緣用戶而言小，并且因此為 保證電池的長期運(yùn)行假定每UE的固定最大^M功率，用戶的功率 頁算允許更 多子載波和更高階調(diào)制方案的分配。
因此，已知的，機(jī)結(jié)構(gòu)的主要缺點(diǎn)是不利用高速率用戶在更多帶寬上進(jìn)行 劃寸的能力。這是由于，盡管UE可以靠近基站且盡管只有一些活躍的用戶可 以活躍在小區(qū)中，但頻率選擇性傳輸信道仍可在信道傳遞函數(shù)中具有深槽(deep notch)。如果深度衰落(槽(notch))包括在所分配的子載波內(nèi)，那么如果充足 的子載波經(jīng)歷了降低的SINR，那么該衰落的深度限制具有SC-FDMA傳輸?shù)目?達(dá)的總鏈路質(zhì)量。
因此，這個(gè)已知技術(shù)的主要缺點(diǎn)在于嚴(yán)重受限于所分配的頻率頻譜的SNR 降級(jí)的部分，因?yàn)樗沁@種一種降級(jí)的SNR部分，其確定為這種UE徵寸機(jī)的 *所分配的頻率資源帶要使用的AMC方案的選擇。正如所看到的，本領(lǐng)域中有需要一種技術(shù)，其育的多從所分配的傳輸頻率頻譜 中排除信道質(zhì)量差的頻譜部分。

發(fā)明內(nèi)容
因此，有利的是提供了一種技術(shù)，其育,通過根據(jù)所測量的信道質(zhì)量，允許
頻率資源的更大自適應(yīng)分配^it行AMC的頻率選擇'f，擇。
因此，本發(fā)明涉及一種用于在具有預(yù)定信道質(zhì)量估計(jì)的信道上M:，機(jī)發(fā)
射 的方法和系統(tǒng)，本發(fā)明包括-
a) 將要發(fā)射的輸入 流分成多個(gè)數(shù)據(jù)子流；
b) 通過選擇確定的編碼調(diào)制方案將多個(gè)數(shù)據(jù)子流的每一個(gè)處理為多個(gè)符號(hào)子 集；
c) 通過多個(gè)單獨(dú)的離散傅立葉變換，這里下面稱為DFT，對(duì)多個(gè)符號(hào)子集的每 一個(gè)分別進(jìn)行處理以獲得多個(gè)DFT預(yù)編碼 子流；
d) ffljl子載波鵬射莫塊，將旨DFT預(yù)編石，據(jù)子流分配到頻率資源塊中，使 得對(duì)^數(shù)據(jù)子流來說，基于在其自己所分配的頻率資源塊的頻率處的信道質(zhì) 量估計(jì)值鄉(xiāng)擇所選定的編碼調(diào)制方案。
在本發(fā)明的實(shí)施例中，編碼調(diào)制方案可以優(yōu)選從組中選擇，該組包括 -在給定編碼時(shí)通過改變調(diào)制而獲得的編碼調(diào)制方案； -在給定調(diào)制時(shí)通過改變編碼而獲得的編碼調(diào)制方案； -ilil改變調(diào)制和編碼二者而獲得的編碼調(diào)制方案。
在本發(fā)明的實(shí)施例中，所分配的頻率資源塊可方便地被映射到一個(gè)或多個(gè)發(fā) 射天線，所述發(fā)射天線可以或是真實(shí)的或是虛擬的。
在本發(fā)明的實(shí)施例中，子載波鵬抖莫塊可有利地MM執(zhí)行局部化頻率資源分 配模式將多個(gè)所分配的資源塊一起組合成一個(gè)頻率映射信號(hào)，使得頻率資源塊 彼此相鄰。
在本發(fā)明的實(shí)施例中，子載波I^M模塊可方便地以分布式方式將多個(gè)所分配 的資源塊一起組合成一個(gè)頻率鵬寸信號(hào)(S67)，使得頻率資源塊被分配到可用 頻率頻譜中的選定位置中。
在本發(fā)明的實(shí)施例中，^分離的數(shù)據(jù)子流可^^iWl不同的發(fā)射機(jī)天線 刻寸，并且^hDFT預(yù)編碼數(shù)據(jù)子流可分別Mil子載波映射模i央在局部化頻率 資源分配模式中被映射。在本發(fā)明的實(shí)施例中，旨分離的數(shù)據(jù)子流可imiWl不同的虛擬，機(jī)
天線^lt，并且每個(gè)DFT預(yù)編碼數(shù)據(jù)子流可分別通過子載波鵬寸模i央在局部化 頻率資源分配模式中被映射。
在本發(fā)明的實(shí)施例中，預(yù)定〗言道質(zhì)量估計(jì)可從包括
-信道頻率傳遞函數(shù)的估計(jì)； -在接收機(jī)處在頻域中信噪比的估計(jì)； -在接收機(jī)處在頻域中信號(hào)與干擾加噪聲比的估計(jì) 的組中，擇。
在本發(fā)明的實(shí)施例中，在所分配的頻率資源塊的頻率處信道質(zhì)量估it^好，
編碼調(diào)制方案的選擇就越方便。
在本發(fā)明的實(shí)施例中，數(shù)據(jù)可在蜂窩電信系統(tǒng)內(nèi)在上行鏈路被發(fā)射。 在本發(fā)明的實(shí)施例中，發(fā)射機(jī)體驗(yàn)好的信道質(zhì)量和/或可位于蜂窩電信系統(tǒng)
的基站附近。
在本發(fā)明的實(shí)施例中，所發(fā)射的數(shù)據(jù)的接收機(jī)可有利地獲知所接收的數(shù)據(jù)是 被多個(gè)虛擬用戶發(fā)射的，每個(gè)虛擬用戶與至少一個(gè)頻率資源塊相關(guān)聯(lián)，其中每 個(gè)頻率資源塊由判蟲的DFT模i央進(jìn)行預(yù)編碼。
根據(jù)發(fā)明提出的實(shí)施例允許存在不局限于排他地利用相鄰頻率資源塊在局 部化模式中劃寸的用戶設(shè)備。
從頻率頻譜的觀點(diǎn)來看，UE像多個(gè)發(fā)射在頻域(FDMA)中被分離的獨(dú)立 的DFT預(yù)編碼數(shù)據(jù)子流的UE那樣行為。通過這樣做，每個(gè)DFT預(yù)編碼子流可 4OT單獨(dú)且獨(dú)立的AMC方案并且至少在部分獨(dú)立功率控制下，只要沒有皿 每UE終端可用的總發(fā)射功率預(yù)算。
從網(wǎng)絡(luò)角度來看，所提出的方法可被看作不同的"虛擬用戶"傳輸?shù)慕Y(jié)果。 每個(gè)"戯以用戶"與獨(dú)立的頻率模塊相關(guān)聯(lián)，其中由一個(gè)DFT對(duì)該獨(dú)立的頻率 模土央聯(lián)合地預(yù)編碼。有利地，每個(gè)"虛擬用戶"可以支持獨(dú)立的QoS級(jí)，因此 允許為不同的QoS級(jí)分配不同的AMC方案分配。
在允許多天線虛擬多用戶方式的實(shí)施例中，有可能使幾個(gè)SCj言號(hào)從不同的 發(fā)射機(jī)天線被發(fā)射，在發(fā)射頻譜上比判蟲每個(gè)發(fā)射機(jī)占用更多的子載波，而不 放松希望的PAPR增益。
在所提出的實(shí)施例，當(dāng)DFT預(yù)編蹄言號(hào)所鵬寸到的子載波在探測器^b^歷顯著的路徑損耗或最終SINR的可變性時(shí)，斜蟲DFT預(yù)編碼的信號(hào)的傳輸允許 對(duì)SINR變化的自適應(yīng)并且因此從這個(gè)靈活性中獲益。
ffi31育,以可定標(biāo)的間隔尺寸實(shí)現(xiàn)信道自適應(yīng)資源分配，所提出的實(shí)施例增 加頻譜效率和吞吐量，因此降低了中斷(outage)可能性。
所提出的實(shí)施例允許用戶設(shè)備針對(duì)陶氏的發(fā)射功率交易來自信道自適應(yīng)傳 輸?shù)脑鲆妫贿`反標(biāo)準(zhǔn)化SC-FDMA方案。事實(shí)上，接收機(jī)能夠在空間分離 后利用適當(dāng)?shù)腎DFT ^^蟲iW^DFT預(yù)編碼子i^iatfl科馬。
所提出的實(shí)施例對(duì)體驗(yàn)(e鄧eriencing)良好信道斜牛的UE (例如位于節(jié)點(diǎn) B附近的UE)特別有利，因?yàn)橛捎谠谶@些US的功率預(yù)算中其較高的剩余刻寸 功率，而允許這種UE以較高的PAPR進(jìn)行鄉(xiāng)。
所提出的實(shí)施例也育,對(duì)具有不同的QoS需求的不剛艮務(wù)進(jìn)行^lz:的支持。 事實(shí)上，例如，在可接受的等待時(shí)間方面需要高QoS的VoIP流能被映射到具有 好的信道傳遞函數(shù)的頻率資源塊，例如，映射到頻譜子部分，其中有效的SINR 比較高。代替地，以更多帶寬為目標(biāo)的盡力而為服務(wù)流能被映射至'俱有較差信 道傳遞函數(shù)的頻率資源塊，依賴于在需要重傳的情況下額外的HARQ和ARQ 方案，也即將這種服務(wù)鵬寸到有效SINR較低或者遭受變化的頻譜子部分。
所提出的實(shí)施例可以與己知的標(biāo)準(zhǔn)化SC-FDMA方案兼容。
事實(shí)上，因?yàn)?GPP-LTE中已知的上行鏈路傳輸技術(shù)在局部化模式LM中執(zhí) 行DFT預(yù)編碼和到相鄰資源的鵬寸，這由ffi31使用幾個(gè)DFT并且M使在幾 個(gè)相鄰資源塊處劃寸的用戶表現(xiàn)得像幾個(gè)虛擬用戶的所提出的實(shí)施例來保證。
有利地，所提出的實(shí)施例能夠Mil用戶設(shè)備(也即UE能力級(jí))或者M(jìn)基 站(節(jié)點(diǎn)B能力級(jí))或是通過網(wǎng)絡(luò)控制器(也即網(wǎng)絡(luò)管理能力級(jí))在電信系統(tǒng) 中被使能和/或禁用。
所提出的實(shí)施例與只有一個(gè)天線的接收機(jī)兼容，因?yàn)榘l(fā)射UE被感覺為幾個(gè) 被DFT依照SC-FDMA方式分開的UE。
在多載波SC-FDMA模式中，所提出的實(shí)施例允許對(duì)剩余頻譜資源分配，該 剩余頻譜資源可用于頻譜的其他部分并且與發(fā)射用戶用的其他頻率資源不相 鄰。
所提出的實(shí)施例允許將發(fā)射機(jī)信號(hào)流分成幾個(gè)位于可能存在于信道傳遞函 數(shù)的槽外的SC-FDMA子流，從而獲得顯著較高的吞吐量。


現(xiàn)在，將以1M的但非排他的實(shí)施例參照附圖對(duì)本發(fā)明進(jìn)行描述，其中 圖1 ^/于例性地示出示例鄉(xiāng)機(jī)結(jié)構(gòu)的框圖(現(xiàn)有技術(shù))；
圖2是示例性地示出了圖1的示例發(fā)射機(jī)的信道質(zhì)量估計(jì)圖的曲線圖(現(xiàn)有 技術(shù))；
圖3是子載波映射?！姥氩僮鞯氖疽鈭D(現(xiàn)有技術(shù))；
圖4標(biāo)例性iik/示出了依照本發(fā)明的第一實(shí)施例的示例魁付幾結(jié)構(gòu)的框圖； 圖5歸例性地示出了圖4的示例傳輸?shù)氖纠诺蕾|(zhì)量估計(jì)的曲線圖； 圖6歸例性地示出了傲照本發(fā)明的第二實(shí)施例的示例鄉(xiāng)機(jī)結(jié)構(gòu)的框圖； 圖7是示例性地示出了圖6的示例發(fā)射機(jī)的示例信道質(zhì)量估計(jì)的曲線圖； 圖8歸例性地示出了依照本發(fā)明的第三實(shí)施例的示例激寸機(jī)結(jié)構(gòu)的框圖； 圖9是示例性地示出了圖8的示例發(fā)射機(jī)的示例SINR圖的曲線圖。
具體實(shí)施例方式
圖1 ， 2和3已經(jīng)在上文中描皿了。
由圖4a和4b組成的圖4是示例性地示出了依照本發(fā)明的第一實(shí)施例的示例 ，機(jī)結(jié)構(gòu)的框圖。
輸入數(shù)據(jù)信號(hào)S40通過串并模塊S2P被分成三，入數(shù)據(jù)子流S40a、 S40b、 S40c。多個(gè)數(shù)據(jù)子流S40a、 S40b、 S40c中的每一個(gè)被模塊SYM1、 SYM2、 SYMj M31為每個(gè)単4蟲的數(shù)據(jù)子流S40a、 S40b、 S40c選擇AMC方案BPSK、 QPSK、 16-QAM的ad-hoc等級(jí)而被單獨(dú)地編碼并調(diào)制為數(shù)據(jù)符號(hào)子集流S41 、S42、S43 ， 如下文中將描述的。在本發(fā)明的上下文中，術(shù)語"AMC方案"或"編碼調(diào)制方 案"表示i!31改變調(diào)制(例如BPSK、 QPSK、 16-QAM)和編碼(例如具有可 變編碼率例如1/6、 1/3、 12/、 2/3、 3/4、 8/9的巻積編碼、Reed-Solomon編碼或 Turbo編碼)的一個(gè)或兩個(gè)而獲得的方案。達(dá)至啲吞吐量或速率依賴于兩者、即 調(diào)制和編碼的結(jié)合。出于簡單的原因，在下面的例子中只改變調(diào)制BPSK、QPSK、 16-QAM并考慮給定編碼。但是本領(lǐng)域的技術(shù)人員容易理解在依照本發(fā)明的進(jìn) 一步實(shí)施例中，也可單獨(dú)地或與調(diào)制相結(jié)合地改變編碼。
^h數(shù)據(jù)符號(hào)子集流S41、 S42、 S43被有一定大小K,、 K2、 K」的DFT模塊 DF1、 DF2、 DFTjJ^蟲處理以獲得多個(gè)DFT預(yù)編碼魏子流S44、 S45、 S46。
所有DFT預(yù)編碼數(shù)據(jù)子流S44、 S45、 S46在IFFT的輸入處在頻域中被組合到一起，每一個(gè)處于所分配的頻率資源塊RB1、 RB2、 RB3中而沒有頻率重 疊，M31子載波Wt模塊SCM被組合成為頻率鵬寸信號(hào)S47。
在圖4中，隨后的由IFFT模塊IFFT和CPA模塊CPA執(zhí)行的處理與上面針
對(duì)圖1所述的處理相同。
在圖4和5中，由子載波映射器SCM執(zhí)^^頻率資源塊RB1 、 RB2、 RB5 的分配，使得對(duì)于每個(gè)翻子流S40a、 S40b、 S40c，所選擇的調(diào)制方案BPSK、 QPSK、 16-QAM的等級(jí)最好地適合每^Mi入子流S40a、 S40b、 S40c的頻率資 源塊RB1、 RB2、 RB3的S腿等級(jí)。子載波鵬寸器SCM工作在廣義局部化模 式中，使得不同的頻率資源塊RB1、 RB2、 RB3彼此相鄰(參見圖5)。
如圖5中所示，根據(jù)在接收機(jī)處在所分配的頻率資源i央RB1、 RB2、 RB3 可獲得的SINR 擇最佳的調(diào)制和編碼。頻率資源塊RB1、 RB2、 RB3是一組預(yù)定義的子載波，其被看作一個(gè)資源并 被齢地分配給一個(gè)用戶。頻率資源塊RB1、 RB2、 RB3j爐可以由小數(shù)目的 相鄰子載波組成，也可以由所有可用的子載波中的子載波的任何可能分布組成。 這樣，向小數(shù)量的相鄰子載波提供相似的SINR，它們可被資源調(diào)度器作為有相 似信道質(zhì)量的單個(gè)資源以斷氐用于子載波分配的反饋量。在LTE系統(tǒng)中，例如 由12或25個(gè)子載波組成的單元典型地作為單個(gè)頻率資源塊。
如圖4a中所示，^Th輸入子流S40a、 S40b、 S40c可具有不同的調(diào)制模式， 例如第一輸入子流S40a具有BPSK調(diào)制模式，第二輸入子流S40b具有QPSK 調(diào)制模式以及第三輸入子流S40c具有16-QAM調(diào)制模式。事實(shí)上，每個(gè)調(diào)制模 式根據(jù)如圖5中所示的特定SINR區(qū)域的SINR頻率傳送函數(shù)被優(yōu)化。
圖5的實(shí)線表明用于圖4的示例發(fā)射機(jī)的示范性SINR圖SINRp。從圖5 中可以看出第一資源塊RB1的SINR曲線SINRp差，因此tt^擇較低的調(diào)制 等級(jí)，如BPSK調(diào)制。相反，第三資源塊RB2的SINR曲線SINRp好，因此優(yōu) 擇較高的調(diào)制等級(jí)，如16-QAM調(diào)制。而第二資源塊RB2的SINR曲線 SINRp位于中間等級(jí)，因此中等的調(diào)制等級(jí)(如QPSK調(diào)制)表示優(yōu)選匹配。
在圖5中，虛線表明利用具有單個(gè)DFT模塊DFT的發(fā)射機(jī)獲得的SINR圖， 如在圖1的現(xiàn)有技術(shù)示例中那樣。在實(shí)線和虛線之間的SINR圖SINRp等級(jí)差 SL5是增加的PAPR的結(jié)果。
由圖6a和6b組成的圖6是示例性地示出了依照本發(fā)明的第二實(shí)施例的示例^!対幾結(jié)構(gòu)的框圖。
輸入數(shù)據(jù)信號(hào)S60通過串并模塊S2P被分成三，入數(shù)據(jù)子流S60a、 S60b、 S60c。多個(gè)數(shù)據(jù)子流S60a、 S60b、 S60c中的每一個(gè)被模塊SYM1、 SYM2和 SYMJ ffiil為每個(gè)單獨(dú)的數(shù)據(jù)子流S60a、 S60b、 S60c選擇AMC方案BPSK、 QPSK、 16-QAM的ad-hoc等級(jí)而被與蟲地調(diào)制和編碼為數(shù)據(jù)符號(hào)子集流S61 、 S62、 S63。
^數(shù)據(jù)符號(hào)子集流S61、 S62、 S63被有一定大小K!、 K2、 Kj的DFT模土央 DF1、 DF2、 DFTj^^蟲處理以獲得多個(gè)DFT預(yù)編碼數(shù)據(jù)子流S64、 S65、 S66。
所有DFT預(yù)編碼數(shù)據(jù)子流S64、 S65、 S66在IFFT的輸入處在頻域中被組 合到一起，每一個(gè)均處于所分配的頻率資源塊RB1、 RB2、 RB3中，通過子載 波鵬射莫塊SCM被組合成為頻率,信號(hào)S67。
還是在圖6b中、隨后的由IFFT模塊IFFT和CPA模±央CPA執(zhí)行的處理與 上面針對(duì)圖1所述的處理相同。
在圖6和7中，由子載波鵬寸器SCM執(zhí)fi^頻率資源塊RBl、RB2、RB5 的分配，使得對(duì)于每個(gè)數(shù)據(jù)子流S60a、 S60b、 S60c，所選擇的調(diào)制方案BPSK、 QPSK、 16-QAM的等級(jí)最好地適合^Mi入子流S40a、 S40b、 S40c的頻率資 源塊RB1、 RB2、 RB3的頻率處的信道質(zhì)量等級(jí)。子載波鵬寸器SCM以廣義分 布式方式工作，使得不同的頻率資源塊RB1、 RB2、 RB3被分配在可用頻率頻 譜內(nèi)的方便選擇的位置(參見圖7)。與圖3中描述的現(xiàn)有技術(shù)分布式模式DM 不同，這個(gè)實(shí)施例的分布式分配方式意味著在可用頻率頻譜中自由選擇頻率資 源塊RB1、 RB2、 RB3的位置，并不需要限制在等距的位置，而如它現(xiàn)有技術(shù) 的圖3的分布式模式DM的情況那樣。
頻率資源塊RB1、 RB2、 RB3優(yōu)選位于SINR圖有較高等級(jí)的頻率中并且在 針對(duì)齡RB的局部化模式中被映射。此外，像在第一實(shí)施例的說明中解釋的 那樣，基于在接收機(jī)處在所分配的頻率資源塊RB1、 RB2、 RB3可獲得的SINR 擇最佳的編碼和調(diào)制方案。
與對(duì)于圖5類似地，在實(shí)線和虛線之間的SINR圖SINRp等級(jí)差SL7是增 加的PAPR的結(jié)果。
所提出的多載波SC-FDMA傳輸方案的兩個(gè)實(shí)施例利用能夠在頻率選擇性 信道上執(zhí)行自適應(yīng)傳輸?shù)囊嫣?，因ltbilil允許AMC方案適應(yīng)于后處理器SNR，而允許在頻率選擇性信道中的吞吐量增益。
第一實(shí)施例具有另外的優(yōu)點(diǎn)，即通iiM于局部化資源分配LM，子載波模i央 SCM保持?jǐn)嘭档腜APR，盡管由使用幾個(gè)DFT模塊DFT1、 DFT2、 DFT3引起 的PAPR降級(jí)SL5。
第二實(shí)施例具有另外的優(yōu)點(diǎn)，即資源塊RB1、 RB2、 RB3能安放在可用的整 個(gè)傳輸帶寬內(nèi)的任何位置，因此允許更加靈活的無線資源管理且還獲得了針對(duì) 來自鄰居小區(qū)的同信道干擾的膽。
由圖8a和8b組成的圖8是示例性地示出了依照本發(fā)明的第三實(shí)施例的示例 ai寸機(jī)結(jié)構(gòu)的框圖。
圖8的發(fā)射機(jī)是多天線，機(jī)，也就是說，該UE發(fā)射機(jī)會(huì),用不同天線來 劃寸，例如，在圖6的情形中有3個(gè)劃寸機(jī)天線。
輸入數(shù)據(jù)信號(hào)S80通過串并模塊S2P被分成三^lr入數(shù)據(jù)子流S80a、 S80b、 S80c。多個(gè)數(shù)據(jù)子流S80a、 S80b、 S80c的每一個(gè)被模塊SYM1、 SYM2、SYMj 通過為每個(gè)單獨(dú)的數(shù)據(jù)子流S80a、 S80b、 S80c選擇使用用于所有三個(gè)天線的 AMC方案16-QAM的相同ad-hoc等級(jí)而被單獨(dú)地調(diào)制和編碼成為數(shù)據(jù)符號(hào)子 集流S81、 S82、 S83。
^數(shù)據(jù)符號(hào)子集流S81、 S82、 S83被有一定大小Id、 K2、 K,的DFT模塊 DF1、 DF2、 DFTj制蟲處理以獲得多個(gè)DFT預(yù)編碼數(shù)據(jù)子流S84、 S85、 S86。
通過子載波映射模塊SCM，在頻域中獨(dú)立地和制蟲地將每個(gè)DFT預(yù)編碼數(shù) 據(jù)子流S84、 S85、 S86分配在頻率資源塊RB1、 RB2、 RB3中，成為頻率鵬寸 信號(hào)。
還是在圖8b中，隨后的由IFFT模塊IFFT和CPA模塊CPA執(zhí)行的處理與 上面針對(duì)圖1所述的處理相同。
在圖8和9中，由每個(gè)子載波鵬寸器SCM執(zhí)fi^f個(gè)頻率資源塊RBI 、 RB2、 RB5的分配，使得對(duì)于每個(gè)數(shù)據(jù)子流S80a、 S80b、 S80c，調(diào)制方案的所選擇的 等級(jí)最好;tte合^lj入子流S40a、 S40b、 S40c的頻率資源塊RB1、 RB2、 RB3 的頻率處的信道質(zhì)量等級(jí)。特別地，在圖9的例子中針對(duì)所有三個(gè)頻率資源塊 RB1、 RB2、 RB3，所選擇的調(diào)制方案都是16-QAM,這是因?yàn)樵谒紤]的頻率 處，相關(guān)的SINR圖P1、 P2、 P3允許那樣。
旨子載波鵬寸模塊SCM以局部化模式LM工作，因?yàn)槊總€(gè)不同的DFT預(yù)編碼頻率資源塊RB1、 RB2、 RB3屬于不同的皿機(jī)天線。資源頻率塊RB1、 RB2、 RB3優(yōu)選位于SINR圖P1、 P2、 P3具有高等級(jí)的帶內(nèi)。基于在特定分配 的頻率資源塊RB1、 RB2、 RB3在接收機(jī)處可獲得的SINR 擇最佳調(diào)制編 碼。
在圖9中，三個(gè)曲線P1、 P2、 P3代表采用來自于接收機(jī)天線處的三個(gè)發(fā)射 天線中的每一個(gè)的給定接收機(jī) ^獲得的有效SINR，假定基站具有至少一個(gè) 接收機(jī)天線。典型地，資源分配由劃寸機(jī)-接收機(jī)天線對(duì)之間的信道質(zhì)量來決定。 該分配的資源塊再次位于每個(gè)SINR曲線P1、 P2、 P3的峰值上，但是，不同于 前面的兩個(gè)實(shí)施例，在這個(gè)具有多天線情形的第三實(shí)施例中，每個(gè)天線均能夠 使用每資源塊RB1、 RB2、 RB3的最大功率，因?yàn)閊發(fā)射機(jī)的PAPR是不變 的。而且，在這第三實(shí)施例中，當(dāng)針劃寸機(jī)天線僅劃寸一個(gè)DFT預(yù)編蹄言號(hào) S84、 S85、 S86時(shí)，不需要支付PAPR損耗。事實(shí)上，對(duì)于^天線，在局部 化模式LM中旨DFT預(yù)編碼數(shù)據(jù)子流S84、 S85、 S86都被映射到相鄰的子載 波上，即使所有鎖分配的資源RB1、 RB2、 RB3分布在頻譜上。調(diào)度器進(jìn)行資 源分配，其中信道質(zhì)量具有最大值并且SINR是最大的。
利用該第三實(shí)施例，具有多個(gè)，機(jī)天線的單個(gè)UE，能夠得益于多用戶分 集增益，即使節(jié)點(diǎn)B使用的接收機(jī)天線比UE4頓的激寸機(jī)天線少。因此，有 三個(gè)發(fā)射機(jī)天線的UE，能夠在最佳資源處發(fā)]^H個(gè)具有最佳AMC的DFT預(yù) 編碼流。
總的來說，利用依照本發(fā)明的三個(gè)所提的實(shí)施例，單個(gè)UE在整個(gè)傳輸頻 譜內(nèi)在同一時(shí)隙劃寸幾個(gè)DFT預(yù)編碼頻率資源塊RB1、 RB2、 RB3。齡所分 配的頻率資源塊RB1、 RB2、 RB3獨(dú)立地是DFT預(yù)編碼并且它能使用獨(dú)立的、 單獨(dú)的ad-hocAMC方案。
前兩個(gè)實(shí)施例針對(duì)具有良好信道條件的用戶設(shè)備最好地被執(zhí)行，并且由于 其松的鏈路預(yù)算，因此能分配寬的帶寬，也就是許多頻率資源塊RB1、 RB2、 RB3。有利地，在頻域中信道自適應(yīng)傳輸?shù)耐掏铝吭鲆婵舍槍?duì)PAPR的增加而被 做交易(trade)，這對(duì)于這類用戶不是關(guān)鍵問題。
而且，因?yàn)檫@類用戶能夠分配不必連續(xù)的附加頻率資源，這導(dǎo)致了針對(duì)其 他用戶更加靈活的信道自適應(yīng)資源調(diào)度，該其他用戶具有差的信道頻率估計(jì)， 例如小區(qū)邊緣的用戶，他們嚴(yán)重遭受由于路徑損耗、遮蔽和干擾造成的過度鏈路預(yù)算。在M巨離上需要連接的小區(qū)邊緣用戶，主要禾,來自具有sc傳輸?shù)牡?PAPR的益處。對(duì)于低^i周制，例如BPSK和QPSK， PAPR是特別低的，這些 低階調(diào)制裝備有小區(qū)邊緣用戶所體驗(yàn)的低SINR。與小區(qū),的用戶不同，鄰近 基站的用戶不受到小區(qū)邊緣用戶所遭受的這種受限的鏈路預(yù)算，可能關(guān)注最高 的可能吞吐量，而例如較高階調(diào)制將已經(jīng)獨(dú)自增加具有SC傳輸?shù)腜APR。
第三實(shí)施例可被經(jīng)歷任何類型信道條件、例如從低到高路徑損耗的用戶來 實(shí)施，這是因?yàn)槔脝蜠FT預(yù)編碼獲得的降低的PAPR得以維持。
在所有三個(gè)示出的例子中，所有K產(chǎn)Kp ， Kj的和等于現(xiàn)有技術(shù)發(fā)射機(jī)的 例子的KN。
本領(lǐng)域的技術(shù)人員可以很容易地理解在依照本發(fā)明的進(jìn)一步提出的實(shí)施例 中，輸入繊信號(hào)可被分成不同于三的任何數(shù)目。而且，在進(jìn)一步的實(shí)施例中， 調(diào)制的等級(jí)可以是任何其它不同于BPSK、 QPSK、 16-QAM或64-QAM的等級(jí)。
另外，在多發(fā)射機(jī)天線的進(jìn)一步實(shí)施例中，可以實(shí)施發(fā)射機(jī)天線中的至少 一個(gè)劃寸多于一個(gè)的DFT預(yù)編碼信號(hào)的傳輸方案。
另一個(gè)實(shí)施例可包括波束成形的虛擬天線的概念。在該上下文中，當(dāng)要發(fā) 射的信號(hào)被分成幾個(gè)接著將要在幾個(gè)天線上連續(xù)發(fā)射的相同畐體時(shí)，得到所謂 的"虛擬天線"，包括作為每4^線的乘法加權(quán)的可能的復(fù)數(shù)因子。從旨天線 所發(fā)射的輻射圖案在傳輸后添加并且因?yàn)樗鼈儽贿B續(xù)發(fā)射，因此將形成聯(lián)合的 波束圖案，其對(duì)于外部觀觀諸看上去就像具有特定輻射圖案(波束圖案(beam pattern))的單個(gè)天線。
假設(shè)K個(gè)發(fā)射天線，可能形成多達(dá)K個(gè)不相關(guān)波束圖案，然后這些波束圖 案可以被視作K個(gè)虛擬天線，每一個(gè)者[〗能夠向空中發(fā)射獨(dú)立的消息。如果僅使 用可能的k個(gè)戯以天線中的一個(gè)，那么可將K個(gè)劃t天線的功率連貫地加起來 以形成向特定方向的波束，例如小區(qū)邊緣用戶能將其數(shù)據(jù)發(fā)射到由具有良好 SINR的基站接收的方向上。
總的來說，在本發(fā)明的各禾中實(shí)施例中，所分配的頻率資源塊(RB1， RB2， RB3)可被鵬寸到一個(gè)或多個(gè)真實(shí)的或虛擬的發(fā)Stt天線上。
在不損害本發(fā)明的根本原理的情況下，參照僅僅M31示例已經(jīng)描述過的， 可以對(duì)細(xì)節(jié)和實(shí)施例進(jìn)行改動(dòng)，甚至是略微;tK行改動(dòng)，而不背離所附權(quán)利要 求所限定的本發(fā)明的范圍。下面是策略的一些示例性選擇，所述策略可針對(duì)經(jīng)歷某些給定條l牛的用戶 被執(zhí)行。
如果用戶育,僅支持一些具有低附雕ij (例如BPSK、 QPSK)的子載波， 例如具有受限的功率預(yù)算的小區(qū)用戶，夷卩么建議實(shí)現(xiàn)具有濾瓛信號(hào)成形(例如 具有根升余弦濾波)的單DFT預(yù)編碼的發(fā)射機(jī)，來獲得具有如現(xiàn)有技術(shù)的方法 中所公知的SC信號(hào)的低PAPR。
如果用戶誕基站并且4柳小的頻帶，僅僅幾個(gè)具有高調(diào)制(如16 QAM 或64-QAM)的相鄰資源?！姥?，那么建議實(shí)現(xiàn)具有DFT預(yù)編碼而無頻譜濾波的 發(fā)射機(jī)，以便使用更多的子載波用于數(shù)據(jù)傳輸。實(shí)際上，在這種情況下，由于 更松的鏈路預(yù)算(較低的路徑損耗)，對(duì)PAPR的輕微增加進(jìn)行補(bǔ)償。
如果體驗(yàn)良好信道條件的用戶，例如靠i^站的用戶，能使用許多相鄰的 資源塊，那么所建議的策略是實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的第一實(shí)施例，具有幾個(gè)無需任何濾 波但又利用頻率相關(guān)自適應(yīng)調(diào)制和編碼的上述優(yōu)點(diǎn)的DFT預(yù)編碼流。
如果用戶誕BS，卻無相鄰資源i央可用，但是在頻譜的某個(gè)地方留有資源 塊，那么建議的策略是4吏用本發(fā)明的第二實(shí)施例。
為了使用所有那些策略模式，可以使用戶告知，能夠執(zhí)行有w/o濾波的傳 輸并且能夠支持戯以多用戶傳輸方案。
對(duì)于用戶來說，優(yōu)點(diǎn)是更高的單獨(dú)的吞吐量，并且對(duì)于基站處的資源調(diào)度 器來說，優(yōu)點(diǎn)是更多的靈活性，因?yàn)樵诓环潘蒘C-FDMA傳輸優(yōu)點(diǎn)的情況下， 用于一個(gè)用戶的所有資源在一個(gè)時(shí)隙中必須在相鄰的子載波上的嚴(yán)格要求不再 是必要的。使用的首字母縮寫詞清單
3GPP 第三代合作伙伴i化U
細(xì)C 自適應(yīng)調(diào)制和編碼
ARQ 自動(dòng)重傳請(qǐng)求
BER 誤碼率
CDMA 碼分多址
DFT 離散傅立葉變換
FDMA 頻分多址
HARQ 混合確認(rèn)重傳請(qǐng)求
IFFT 逆快速傅立葉變換
ISI 符號(hào)間干擾
LTE 長期演進(jìn)
MIM0 多入多出
畫SE 最小均方誤差
MRC 最大比合并
OFDM 正交頻分復(fù)用
PAPR 峰均功率比
QoS 服務(wù)質(zhì)量
QPSK 正交相移鍵控
R脂 無線電資源管理
SC-FDMA 單載波頻分多址
SIC 逐次干擾抵消
SC 單載波
SINR 信號(hào)干擾加噪聲比
SNR 信噪比
UE 用戶設(shè)備
UMTS 通用移動(dòng)電信系統(tǒng)
VoIP 基于IP的語音
權(quán)利要求
1、一種用于在具有預(yù)定信道質(zhì)量估計(jì)的信道上通過發(fā)射機(jī)發(fā)射數(shù)據(jù)的方法，所述方法的特征在于包括步驟a)將要發(fā)射的輸入數(shù)據(jù)流(S40，S60，S80)分成(S2P)多個(gè)數(shù)據(jù)子流(S40a，S40b，S40c)；b)通過選擇確定的編碼調(diào)制(BPSK，QPSK，16-QAM)方案將多個(gè)數(shù)據(jù)子流(S40a，S40b，S40c)的每一個(gè)處理(SYM1，SYM2，SYMj)為多個(gè)符號(hào)子集(S41，S42，S43)；c)通過多個(gè)單獨(dú)的離散傅立葉變換(DFT1，DFT2，DFT3)，這里下面稱為DFT，分別對(duì)多個(gè)符號(hào)子集(S41，S42，S43)的每一個(gè)進(jìn)行處理以獲得多個(gè)DFT預(yù)編碼數(shù)據(jù)子流(S44，S45，S46)；d)通過子載波映射模塊(SCM)將每個(gè)DFT預(yù)編碼數(shù)據(jù)子流(S44，S45，S46)分配到頻率資源塊(RB1，RB2，RB3)中，使得對(duì)每個(gè)數(shù)據(jù)子流(S40a，S40b，S40c)來說，根據(jù)在其自己所分配的頻率資源塊(RB1，RB2，RB3)的頻率處信道質(zhì)量估計(jì)的值來選擇所選的編碼調(diào)制(BPSK，QPSK，16-QAM)方案。
2、 如權(quán)利要求1所述的方法，其中所述的編碼調(diào)制(BPSK， QPSK，16-QAM)方案可從組包括-在給定的編碼時(shí)Mil改變調(diào)制而獲得的編碼調(diào)制方案；-在給定的調(diào)制時(shí)M改變編碼而獲得的編碼調(diào)制方案；- 1改變調(diào)制和編碼二者而獲得的編碼調(diào)制方案；的組中 擇。
3、 如上述任一權(quán)禾腰求所述的方法，其中所分配的頻率資源塊(RB1 ， RB2，RB3)被映射到一個(gè)或多個(gè)發(fā)射天線。
4、 如權(quán)利要求3所述的方法，其中所述的發(fā)射天線或是真實(shí)的或是戯以的。
5、 如豐又利要求1所述的方法，其中所述的子載波映射模塊(SCM) ffil執(zhí)行局部化頻率資源分配模式(LM)將多個(gè)所分配的資源塊(RB1， RB2， RB3)一起組合成一個(gè)頻率映射信號(hào)(S47)，使得頻率資源塊(RB1， RB2, RB3)彼此相鄰。
6、 如任一權(quán)利要求1所述的方法，其中所述的子載波鵬寸模塊(SCM)以分布式方式將多個(gè)所分配的資源±央(RB1， RB2， RB3) —起組合成一個(gè)頻率映射信號(hào)(S67)，使得頻率資源塊(RB1， RB2， RB3)被分配到可用頻率頻譜中的所選的位置。
7、 如權(quán)利要求1所述的方法，其中每個(gè)分離的數(shù)據(jù)子流(S80a， S80b， S80c)艦不同的劃寸機(jī)天線來刻寸，并且每個(gè)DFT預(yù)編碼麵子流(S44， S45， S46)分別通過子載波,模塊(SCM)在局部化頻率資源分配模式(LM)中被鵬寸。
8、 如任一權(quán)利要求1所述的方法，其中^分離的數(shù)據(jù)子流(S80a， S80b，S80c)Mil不同的虛擬mt機(jī)M來發(fā)射，并且每個(gè)DFT預(yù)編碼數(shù)據(jù)子流(S44，S45， S46)分別 子載波映射?！姥?SCM)在局部化頻率資源分配模式(LM)中被,。
9、 如Jl^任一權(quán)利要求所述的方法，其中預(yù)定信道質(zhì)量估計(jì)從包括--信道頻率傳送函數(shù)的估計(jì)；-在接收機(jī)處在頻域中信噪比的估計(jì)；-在接收機(jī)處在頻域中信號(hào)與干擾加噪聲比的估計(jì)；的組中M擇。
10、 如J^任一權(quán)利要求所述的方法，其中在步驟d)中，在所分配的頻率資源塊(RB1， RB2， RB3)的頻率處信道質(zhì)量估計(jì)越好，所選定的編碼調(diào)制(BPSK， QPSK， 16-QAM)方案的吞吐量越高。
11、 如上述任一權(quán)利要求所述的方法，其中數(shù)據(jù)在蜂窩電信系統(tǒng)內(nèi)在上行鏈路被發(fā)射。
12、 如上述任一權(quán)利要求所述的方法，其中發(fā)射機(jī)休驗(yàn)良好的信道質(zhì)量。
13、 如上述任一權(quán)利要求所述的方法，其中發(fā)射機(jī)位于蜂窩電信系統(tǒng)的基站附近。
14、 如J^任一權(quán)利要求所述的方法，其中所發(fā)射的數(shù)據(jù)的接收機(jī)將所接收的數(shù)據(jù)看作是由多個(gè)虛擬用戶發(fā)射的，每個(gè)虛擬用戶與至少一個(gè)頻率資源塊(RB1 ， RB2， RB3)相關(guān)聯(lián)，其中通過單獨(dú)的DFT模i央對(duì)每個(gè)頻率資源塊(RB1 ，RB2， RB3)進(jìn)行預(yù)編碼。
15、 具有用于執(zhí)行如權(quán)利要求1到14中任意一個(gè)所述的方法步驟的裝置的系統(tǒng)。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種用于在具有預(yù)定信道質(zhì)量估計(jì)的信道上通過發(fā)射機(jī)發(fā)射數(shù)據(jù)的方法和系統(tǒng)，包括步驟將要發(fā)射的輸入數(shù)據(jù)流(S40，S60，S80)分成(S2P)多個(gè)數(shù)據(jù)子流(S40a，S40b，S40c)；通過選擇確定的編碼調(diào)制(BPSK，QPSK，16-QAM)方案將多個(gè)數(shù)據(jù)子流(S40a，S40b，S40c)的每一個(gè)處理(SYM1，SYM2，SYMj)為多個(gè)符號(hào)子集(S41，S42，S43)；通過多個(gè)單獨(dú)的離散傅立葉變換(DFT1，DFT2，DFT3)，這里下面稱為DFT，分別對(duì)多個(gè)符號(hào)子集(S41，S42，S43)的每一個(gè)進(jìn)行處理以獲得多個(gè)DFT預(yù)編碼數(shù)據(jù)子流(S44，S45，S46)；通過子載波映射模塊(SCM)將每個(gè)DFT預(yù)編碼數(shù)據(jù)子流(S44，S45，S46)分配到頻率資源塊(RB1，RB2，RB3)中，使得對(duì)每個(gè)數(shù)據(jù)子流(S40a，S40b，S40c)來說，根據(jù)在其自己分配的頻率資源塊(RB1，RB2，RB3)的頻率處的信道質(zhì)量估計(jì)值來選定所選的編碼調(diào)制(BPSK，QPSK，16-QAM)方案。
文檔編號(hào)H04L27/26GK101584141SQ200780043974
公開日2009年11月18日 申請(qǐng)日期2007年11月22日 優(yōu)先權(quán)日2006年11月30日
發(fā)明者B·拉夫, E·舒爾茨, J·M·艾錢杰, R·哈爾夫曼, T·豪斯坦, W·齊瓦斯, Y·高 申請(qǐng)人:諾基亞西門子通信有限責(zé)任兩合公司