專利名稱：：相位調(diào)制信號(hào)常數(shù)模全盲檢測(cè)均衡方法
技術(shù)領(lǐng)域：
：本發(fā)明是MPSK(多進(jìn)制相移鍵控)調(diào)制系統(tǒng)中接收端采用CMA(常數(shù)模算法)進(jìn)行全盲均衡的一種解決方法。主要用于解決如下問題在MPSK調(diào)制系統(tǒng)中，接收端采用CMA均衡后信號(hào)存在的相位模糊;在全盲環(huán)境下，利用CMA跟蹤檢測(cè)MPSK的調(diào)制方式。本發(fā)明屬于盲信號(hào)處理CMA均衡檢測(cè)
技術(shù)領(lǐng)域：
。
背景技術(shù)：
：在現(xiàn)代數(shù)字通信系統(tǒng)中，受無線信道環(huán)境所存在的多徑衰落、多普勒頻移和信道快速時(shí)變等多種不利因素的影響，傳輸信號(hào)前后疊加，從而產(chǎn)生碼間干擾。作為抗碼間干擾的關(guān)鍵技術(shù)，信道均衡可看作是最佳接收濾波器的近似結(jié)構(gòu)，從而可消除接收信號(hào)畸變，提高系統(tǒng)傳輸可靠性。目前大多數(shù)均衡器在導(dǎo)頻信號(hào)或訓(xùn)練序列的幫助下工作，得到低誤碼率的均衡輸出信號(hào)。但正由于訓(xùn)練序列的插入，降低了有用數(shù)據(jù)的傳輸速率，降低了信道頻譜利用效率。因此，不依靠訓(xùn)練序列的盲信號(hào)均衡作為一種提高頻譜利用率的有效手段，得到廣泛關(guān)注。在眾多盲信號(hào)均衡技術(shù)中，常數(shù)模算法因其實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單、復(fù)雜度低、性能優(yōu)秀，是一種可靠的應(yīng)用方案。但常數(shù)模均衡也存在缺陷，主要是因?yàn)樗雎粤诵盘?hào)中的相位信息，因此均衡后信號(hào)存在相位角度偏移這一不確定因素。為了解決這個(gè)問題，KilNamOh提出了用常數(shù)模均衡對(duì)發(fā)送信號(hào)的同相和正交分量分別處理，用二維空間確定角度的方法彌補(bǔ)相位信息缺失的不足。之后，He和Xu等人分別提出了星座相位匹配誤差的方案:將常數(shù)模均衡輸出信號(hào)和理想星座圖匹配均衡。較之KilNamOh的方案，星座相位匹配誤差方案性能更好。但是上述兩種改進(jìn)方案都基于發(fā)送端調(diào)制方式已知的前提條件，若調(diào)制方式未知或調(diào)制方式發(fā)生了改變而未通知接收端，則這兩種改進(jìn)方案都將失效。
發(fā)明內(nèi)容技術(shù)問題本發(fā)明的目的是在相位調(diào)制系統(tǒng)中提供一種相位調(diào)制信號(hào)常數(shù)模全盲檢測(cè)均衡方法，該方法能夠在發(fā)送端信號(hào)調(diào)制類型未知的全盲情況下，自適應(yīng)檢測(cè)出信號(hào)調(diào)制類型，并且能跟蹤捕獲調(diào)制類型的變化，根據(jù)檢測(cè)得到的調(diào)制類型，進(jìn)一步消除一般常模算法中存在的相位模糊缺點(diǎn)。技術(shù)方案本發(fā)明針對(duì)這個(gè)問題，提出了相位調(diào)制信號(hào)常數(shù)模全盲檢測(cè)均衡方案。對(duì)于相位調(diào)制系統(tǒng)，在調(diào)制方式事先未知的情況下，本方案能夠自適應(yīng)檢測(cè)得到調(diào)制方式的估計(jì)值，即使在通信過程中調(diào)制方式發(fā)生改變，本方案也能夠跟蹤檢測(cè)。利用檢測(cè)更新得到的調(diào)制方式，常數(shù)模均衡中的相位模糊問題得以消除。常數(shù)模算法利用信號(hào)的幅度概率分布特性，卻遺漏了相位信息，因此均衡后所得信號(hào)皆存在相位偏移問題，導(dǎo)致判決后產(chǎn)生誤差。對(duì)此，雖然已提出各種改進(jìn)常數(shù)模方案，但這些解決方案都只適用于發(fā)送端相位調(diào)制類型已知的環(huán)境之下；若發(fā)送端相位調(diào)制類型未知或在通信過程中發(fā)生變化，則都不適用。本方案將相位調(diào)制類型檢測(cè)引入常數(shù)模均衡中，旨在消除相位偏移。當(dāng)接收到發(fā)送信號(hào)后，先用常數(shù)模算法對(duì)其進(jìn)行初步均衡，此時(shí)均衡后信號(hào)因含有相位偏移雖不是理想結(jié)果，但其星座圖分布相對(duì)形狀卻與原發(fā)送信號(hào)星座圖完全符合。因此，可從均衡后信號(hào)的星座圖中提取出各符號(hào)點(diǎn)之間的差分相位信息。因?yàn)槊恳环N相位調(diào)制類型星座圖所對(duì)應(yīng)的各符號(hào)點(diǎn)間差分相位信息都各不相同，且唯一。因此通過三角函數(shù)的非線性變換，再經(jīng)過相位信息到發(fā)送端相位調(diào)制方式的一一對(duì)應(yīng)映射函數(shù)關(guān)系，可從映射函數(shù)的值域査找出當(dāng)前系統(tǒng)中所采用的相位調(diào)制類型，將結(jié)果再代入改進(jìn)后的常數(shù)模算法當(dāng)中，這樣，就等效于在發(fā)送端相位調(diào)制類型已知的環(huán)境下，使用改進(jìn)的常數(shù)模算法。因此，本方案最終得到的均衡信號(hào)克服了相位模糊的影響，而且能夠自適應(yīng)跟蹤、檢測(cè)系統(tǒng)中發(fā)送信號(hào)的調(diào)制方式，這就是本方案的獨(dú)特之處。在調(diào)制方式判斷過程中，因三角函數(shù)周期性質(zhì)的影響，必須添加約束限制條件。本方案在執(zhí)行常數(shù)模均衡的同時(shí)，提取出均衡過程中隱藏的相位信息，并估計(jì)出此時(shí)系統(tǒng)中相位調(diào)制方式，再將估計(jì)得到的調(diào)制方式重新代入改進(jìn)后的常數(shù)模算法當(dāng)中，進(jìn)一步消除常數(shù)模算法本身所不能克服的相位模糊問題。本發(fā)明的相位調(diào)制信號(hào)常數(shù)模全盲檢測(cè)均衡方法為提取出普通常數(shù)模均衡輸出信號(hào)的差分相位信息，利用三角函數(shù)關(guān)系，自適應(yīng)檢測(cè)相位調(diào)制方式，并將檢測(cè)得到的相位調(diào)制方式代入改進(jìn)后的常數(shù)模均衡器，進(jìn)一步消除了盲均衡算法中普遍存在的相位偏移問題；為了消除三角函數(shù)周期性引起的誤差，該方法對(duì)三角函數(shù)加入限制條件，確保相位調(diào)制方式檢測(cè)的唯一性，具體步驟為步驟l、按照常數(shù)模均衡準(zhǔn)則，對(duì)A:時(shí)刻均衡器輸入信號(hào)向量^進(jìn)行均衡，其中，WA為A時(shí)刻常數(shù)模均衡器系數(shù)；A-Ww"、為均衡輸出信號(hào)；^為迭代過程中的步長(zhǎng)因子；^為平衡因子，用于調(diào)整誤差函數(shù)加號(hào)左右兩項(xiàng)數(shù)值大小；M表示相位調(diào)制方式，初始值設(shè)為似=2;/為復(fù)數(shù)符號(hào)，定義為7'=V^T;上標(biāo)'表示復(fù)數(shù)共軛。均衡過程中，當(dāng)前后兩次均衡器系數(shù)誤差小于預(yù)設(shè)門限值C7時(shí)，即|Wt-W4—」^CT,進(jìn)入下一步；步驟2、從均衡輸出信號(hào)h提取其相應(yīng)的相位角度么。令A(yù)^=A-A-,"=1，2,-,W，A-,表示當(dāng)前均衡輸出信號(hào)相位與其前第f個(gè)信號(hào)相位之間的差分相位信息，iV為常數(shù)；步驟3、對(duì)于差分相位a^，當(dāng)cos^1a^>0時(shí)，a^歸為集合a,當(dāng)2。0<^^^〕<0時(shí)，A^歸為集合B，其中cos()為余弦三角函數(shù)，M為待估計(jì)檢測(cè)的相位調(diào)制類型。當(dāng)a,B均為非空集時(shí)，定義a^為集合a中元素的平均值，A^為集合B中元素的平均值；步驟4、依照步驟3中差分相位的定義，對(duì)相位調(diào)制類型進(jìn)行迭代自適應(yīng)檢測(cè)M=M—/^^(Jr-2)[-sin(《)A共+mod(《+;r，2);rsin(《)A^+/2(log2M—其中<formula>formulaseeoriginaldocumentpage7</formula>為步長(zhǎng)因子，<formula>formulaseeoriginaldocumentpage7</formula>爲(wèi)為平衡因子；A=log2(2/4/8/16/)M<3，取*=1(^22=1;3<M<6,取<formula>formulaseeoriginaldocumentpage7</formula>,以此類推；步驟5、將迭代檢測(cè)中得到的相位調(diào)制方式帶入步驟1中的常數(shù)模均衡方法中<formula>formulaseeoriginaldocumentpage7</formula>得到新的輸出信號(hào)。；步驟6、依次循環(huán)步驟2步驟5，最后檢測(cè)得到正確的相位調(diào)制方式，并消除普通常數(shù)模均衡中存在的相位模糊。有益效果使用本方案有如下優(yōu)點(diǎn)本方案能夠自適應(yīng)檢測(cè)系統(tǒng)發(fā)送端的信號(hào)調(diào)制方式，而且即使調(diào)制方式發(fā)生變化，本方案也能夠跟蹤、檢測(cè)。將檢測(cè)到的相位調(diào)制方式代入改進(jìn)后的常數(shù)模均衡器中，可以消除傳統(tǒng)常數(shù)模均衡所不能克服的相位模糊問題。1.自適應(yīng)檢測(cè)發(fā)送端相位調(diào)制方式，代入改進(jìn)的常數(shù)模算法，消除相位影響；2.本方案能夠適用于相位調(diào)制方式處于動(dòng)態(tài)變換的環(huán)境。即使在發(fā)送過程中調(diào)制類型發(fā)生變換，本方案也能夠跟蹤檢測(cè)。圖1是在相位調(diào)制方式動(dòng)態(tài)變化時(shí)，本方案跟蹤、檢測(cè)得到的調(diào)制方式結(jié)果。圖2是本發(fā)明均衡后信號(hào)星座圖，圖3是一般常數(shù)模方案均衡后信號(hào)星座圖，圖4是本方案的流程圖。具體實(shí)施例方式本方案使用的改進(jìn)常數(shù)模均衡器本方案使用的改進(jìn)常數(shù)模均衡器包含兩部分1)傳統(tǒng)的常數(shù)模均衡；2)星座圖誤差罰函數(shù)。其設(shè)計(jì)準(zhǔn)則如下<formula>formulaseeoriginaldocumentpage8</formula>(1)其中，argmin()表示所求的變量w應(yīng)使得括號(hào)中代價(jià)函數(shù)最?。粀為所求改進(jìn)常數(shù)模均衡器系數(shù)向量；￡{}表示數(shù)學(xué)期望；^表示均衡器輸入信號(hào)向量，A二w"、為A時(shí)刻均衡器輸出信號(hào)，(廣表示共軛轉(zhuǎn)置，A為均衡輸出信號(hào)^的相位角度；^為發(fā)送源信號(hào)的散度，因?yàn)楸痉桨羔槍?duì)信號(hào)為相位調(diào)制信號(hào)，所以及2=1;M為應(yīng)用本方案檢測(cè)得到的信號(hào)調(diào)制方式；A為平衡因子，用于調(diào)整式(1)加號(hào)左右兩項(xiàng)數(shù)值大小。式(1)表示本方案設(shè)計(jì)的均衡器系數(shù)w對(duì)輸入信號(hào)、必須滿足期望最小特性，期望符號(hào)內(nèi)加法左邊一項(xiàng)對(duì)應(yīng)于傳統(tǒng)的常數(shù)模均衡器；右邊一項(xiàng)為星座圖誤差懲罰函數(shù)，當(dāng)本方案在全盲環(huán)境下檢測(cè)到正確的相位調(diào)制類型后，該項(xiàng)為0，符合懲罰函數(shù)性質(zhì)。對(duì)式(1)使用梯度下降定理，得到實(shí)際應(yīng)用中改進(jìn)的常數(shù)模均衡器在fc時(shí)刻的迭代調(diào)整法則<formula>formulaseeoriginaldocumentpage8</formula>(2)其中，W,為A時(shí)刻常數(shù)模均衡器系數(shù)，Wt—,為)t-l時(shí)刻常數(shù)模均衡器系數(shù)；、為均衡器輸入信號(hào)，力-Wn"、為均衡輸出信號(hào)，^為a的幅度角；^為迭代過程中的步長(zhǎng)因子；A為平衡因子，用于調(diào)整式(2)中誤差函數(shù)加號(hào)左右兩項(xiàng)數(shù)值大小；M表示相位調(diào)制方式；7表示復(fù)數(shù)符號(hào)，定義為7、V^;上標(biāo)'表示復(fù)數(shù)共軛，"表示復(fù)數(shù)共軛轉(zhuǎn)置，sin()為正弦三角函數(shù)。全盲環(huán)境下相位調(diào)制自適應(yīng)檢測(cè)對(duì)iV個(gè)輸入信號(hào)向量x,，^^0，l，…，iV-l使用改進(jìn)常數(shù)模均衡器按照式(2)進(jìn)行均衡，得到W個(gè)均衡后信號(hào)a及其相位角度A。此時(shí)，因?yàn)橄辔徽{(diào)制類型未知，所以假設(shè)初始時(shí)的相位調(diào)制類型為2，即71/=2。令△A=A-A-,，^^1,2,…，W-1表示W(wǎng)個(gè)相位角度之間的差分相位信息。對(duì)應(yīng)于不同的相位調(diào)制方式，差分相位信息如表1所示。表1相位調(diào)制差分相位信息<table>tableseeoriginaldocumentpage9</column></row><table>每一種相位調(diào)制方式所對(duì)應(yīng)的差分相位唯一，可用三角函數(shù)cosf^A(^提取隱藏V2J在其中的信息,當(dāng)調(diào)制方式檢測(cè)正確，^A^只產(chǎn)生兩種結(jié)果0和;r，因此cosf^A/l-l或2L2J者-l。在實(shí)際應(yīng)用中，cos的結(jié)果絕不可能恰巧是整數(shù)，故只要其為正數(shù)，、2乂A0歸為集合A，并令集合A中差分相位角平均值為，可近似滿足cosf^A^)-l;若cosf^A/)為負(fù)數(shù)，A-歸為集合B，并令集合B中差分相位V2乂V2j廣AZA角平均值為A^，有cos=-1。所以，只要調(diào)制方式檢測(cè)正確，就應(yīng)有<formula>formulaseeoriginaldocumentpage9</formula>-cos=2。根據(jù)這條定理，設(shè)計(jì)相位調(diào)制檢測(cè)方案<formula>formulaseeoriginaldocumentpage9</formula>(3)其中，argmin{}表示所求的變量M應(yīng)使得括號(hào)中代價(jià)函數(shù)最小應(yīng)用梯度下降，得到相位調(diào)制類型自適應(yīng)迭代檢測(cè)公式<formula>formulaseeoriginaldocumentpage10</formula>其中，X=cos-cos二A^;//2為步長(zhǎng)因子。2'z2考慮到式(4)中三角函數(shù)周期性可能帶來的誤差，仍需加上3條限制約束條件1)步長(zhǎng)因子//2右邊自適應(yīng)調(diào)整部分乘以1，以防止相位調(diào)制方式檢測(cè)趨于^=0，從而導(dǎo)致本方案失效。2)式(4)中sin(《)A^項(xiàng)乘以mod[(《+;r)，2;r](mod[;c，；^表示取Jc/;;的余數(shù))。以4PSK為例說明如果檢測(cè)結(jié)果正確，即M-4，則式(4)中《-0，《-7T，因此有sin(《)-sin(《)-0，自適應(yīng)檢測(cè)過程停止；如果檢測(cè)有誤得到M-8，對(duì)照表1中4PSK的差分相位值，得到《=《=0，sin(《)=sin(《)=0，也會(huì)導(dǎo)致檢測(cè)過程停止，但結(jié)果卻明顯有誤。若加上本條件，則《=7，兼實(shí)際情況中，sin(《)不可能精確為0，所以mod[(《+;r)，2;r]等效于一個(gè)罰函數(shù)，當(dāng)調(diào)制方式檢測(cè)有誤時(shí)，可使本方案繼續(xù)搜索，向正確調(diào)制方式方向逼近。3)步長(zhǎng)因子^右邊自適應(yīng)調(diào)整部分加上一定界函數(shù)1og2M-A:，A:-log2(2/4/8/16/…)。在自適應(yīng)檢測(cè)過程中，若3〈M〈6，貝1』取6=1(^24=2;若6<肘<12，則取&=1(^28=3。同理根據(jù)檢測(cè)值M所處的位置，可取相應(yīng)的yt。以4PSK為例，其作用在于若檢測(cè)得到M-12，則將產(chǎn)生和M-4—樣的效果，且條件1)和2)無法區(qū)別，而本條件將產(chǎn)生約束作用，使自適應(yīng)檢測(cè)繼續(xù)進(jìn)行搜索。將上述3個(gè)條件加入式(4)中，得到最終的自適應(yīng)相位調(diào)制類型檢測(cè)。方案如下m=m-a-2)[-sin(《)A^+mod(《+;r，2);rsin的)A紇+/2(log2m-6)](5)式(5)其中，％=cos<formula>formulaseeoriginaldocumentpage11</formula>2步長(zhǎng)因子；mod()表示取余求模；A為平衡因子；^"og2(2/4/8/16/…)M〈3，取"10徑22=1;3<M<6，取"log24-2;6<M<12，取&=1(^28=3,以此類推。因?yàn)樯鲜鰴z測(cè)方案未借助于任何已知信息，所以稱為全盲自適應(yīng)相位調(diào)制類型檢測(cè)。仿真結(jié)果將本方案的相位調(diào)制信號(hào)常數(shù)模全盲檢測(cè)均衡和一般的常數(shù)模均衡放在相同系統(tǒng)環(huán)境下進(jìn)行比較。設(shè)信號(hào)發(fā)送端相位調(diào)制類型每隔10000個(gè)信號(hào)點(diǎn)發(fā)生一次變化，改變次序依次為4PSK、16PSK、8PSK和32PSK。信道參數(shù)為[-0.005-0.004j,0.009+0.030j，-0.024-0.104j,0.854+0.52j,-0.218+0.273j，0.049-0.074j，-0.016+0.02J],加性高斯白噪聲信噪比為3(W5。式(2)中//,=1x10—3，^=0.1，式(5)中//2=0.2，^=1。仿真結(jié)果如圖l、2所示。圖1為本方案所跟蹤檢測(cè)到的相位調(diào)制類型。從圖中看到，本方案能夠跟蹤調(diào)制類型的變化，且在相位調(diào)制方式發(fā)生改變之后，能自適應(yīng)搜索逼近，具有良好的性能。圖2為本方案和一般的常數(shù)模算法均衡后信號(hào)的星座圖。兩者相比，可見運(yùn)用本方案均衡得到的信號(hào)不存在相位偏移現(xiàn)象，符合理想的相位調(diào)制星座圖分布情況，性能明顯優(yōu)于圖3。具體步驟為1)、按照改進(jìn)的常數(shù)模均衡準(zhǔn)則，對(duì)/t時(shí)刻均衡器輸入信號(hào)向量、進(jìn)行均衡。<formula>formulaseeoriginaldocumentpage11</formula>(6)其中，Wt為A時(shí)刻常數(shù)模均衡器系數(shù)，w^為)t-l時(shí)刻常數(shù)模均衡器系數(shù)；、為均衡器輸入信號(hào)，a-Ww"、為均衡輸出信號(hào)，A為力的幅度角；a為迭代過程中的步長(zhǎng)因子；^為平衡因子，用于調(diào)整式(6)中誤差函數(shù)加號(hào)左右兩項(xiàng)數(shù)值大?。籑表示相位調(diào)制方式，初始值設(shè)為M-2;y'表示復(fù)數(shù)符號(hào)，定義為y-7^T;上標(biāo)'表示復(fù)數(shù)共軛，"表示復(fù)數(shù)共軛轉(zhuǎn)置，sin()為正弦三角函數(shù)。均衡過程中，當(dāng)前后兩次均衡器系數(shù)誤差小于等于預(yù)設(shè)門限值O"時(shí)，即Iw*-w",l《o",進(jìn)入下一步。2)、從均衡輸出信號(hào)力提取其相應(yīng)的相位角度A。令A(yù)^-A-4_i,/=l,2,-，A^,A^表示當(dāng)前均衡輸出信號(hào)相位與其前第/個(gè)信號(hào)相位之間的差分相位信息，7V為常數(shù)。似23)、對(duì)于差分相位△《，當(dāng)cos二>0時(shí)，歸為集合A，當(dāng)cos:A《乂<02時(shí)，A-,歸為集合B，其中cos()為余弦三角函數(shù)，M為待估計(jì)檢測(cè)的相位調(diào)制類型。當(dāng)A,B均為非空集時(shí)，定義A^為集合A中元素的平均值，A^為集合B中元素的平均值。4)、按照步驟3)中差分相位的定義，對(duì)相位調(diào)制類型進(jìn)行迭代自適應(yīng)檢測(cè)M-M-z/2^;(^r-2)[-sin(《)A4+mod(《+;r，2);rsin(6>2>V2+A(log2M-(7)其中，義-cos,M、2、2乂一A^-cos—A^，6>2=—A^2;//2為步長(zhǎng)因子;2''2mod()表示取余求模；A為平衡因子；*=log2(2/4/8/16/)M<3，取&=log22=l;3<M<6，取"10經(jīng)24=2;6<Af<12，取&=1(^28=3，以此類推。5)、將迭代檢測(cè)中得到的相位調(diào)制方式代入常數(shù)模均衡方案式(6)中，=w",-d2(|a|2-1)A+Asin(風(fēng)[L、,勺幻得到新的輸出信號(hào)。6)、依次循環(huán)步驟2)至5)，最后檢測(cè)得到正確的相位調(diào)制方式，并消除了普通常數(shù)模均衡中存在的相位模糊。權(quán)利要求1.一種相位調(diào)制信號(hào)常數(shù)模全盲檢測(cè)均衡方法，其特征在于提取出普通常數(shù)模均衡輸出信號(hào)的差分相位信息，利用三角函數(shù)關(guān)系，自適應(yīng)檢測(cè)相位調(diào)制方式，并將檢測(cè)得到的相位調(diào)制方式代入改進(jìn)后的常數(shù)模均衡器，進(jìn)一步消除了盲均衡算法中普遍存在的相位偏移問題；為了消除三角函數(shù)周期性引起的誤差，該方法對(duì)三角函數(shù)加入限制條件，確保相位調(diào)制方式檢測(cè)的唯一性，具體步驟為步驟1、按照常數(shù)模均衡準(zhǔn)則，對(duì)k時(shí)刻均衡器輸入信號(hào)向量xk進(jìn)行均衡，<mathsid="math0001"num="0001"><math><![CDATA[<mrow><msub><mi>w</mi><mi>k</mi></msub><mo>=</mo><msub><mi>w</mi><mrow><mi>k</mi><mo>-</mo><mn>1</mn></mrow></msub><mo>-</mo><msub><mi>μ</mi><mn>1</mn></msub><mo>{</mo><mn>2</mn><mrow><mo>(</mo><msup><mrow><mo>|</mo><msub><mi>y</mi><mi>k</mi></msub><mo>|</mo></mrow><mn>2</mn></msup><mo>-</mo><mn>1</mn><mo>)</mo></mrow><msup><msub><mi>y</mi><mi>k</mi></msub><mo>*</mo></msup><msub><mi>x</mi><mi>k</mi></msub><mo>+</mo><msub><mi>β</mi><mn>1</mn></msub><mi>sin</mi><mrow><mo>(</mo><mi>M</mi><msub><mi>φ</mi><mi>k</mi></msub><mo>)</mo></mrow><mfrac><msub><mi>x</mi><mi>k</mi></msub><mrow><mn>4</mn><mi>j</mi><msub><mi>y</mi><mi>k</mi></msub></mrow></mfrac><mo>}</mo></mrow>]]></math></maths>其中，wk為k時(shí)刻常數(shù)模均衡器系數(shù)；yk＝wk-1Hxk為均衡輸出信號(hào)；μ1為迭代過程中的步長(zhǎng)因子；β1為平衡因子，用于調(diào)整誤差函數(shù)加號(hào)左右兩項(xiàng)數(shù)值大?。籑表示相位調(diào)制方式，初始值設(shè)為M＝2；j為復(fù)數(shù)符號(hào)，定義為<mathsid="math0002"num="0002"><math><![CDATA[<mrow><mi>j</mi><mo>=</mo><msqrt><mo>-</mo><mn>1</mn></msqrt><mo>;</mo></mrow>]]></math>id="icf0002"file="A2008101243790002C2.tif"wi="16"he="5"top="140"left="26"img-content="drawing"img-format="tif"orientation="portrait"inline="yes"/></maths>上標(biāo)*表示復(fù)數(shù)共軛。均衡過程中，當(dāng)前后兩次均衡器系數(shù)誤差小于預(yù)設(shè)門限值σ時(shí)，即|wk-wk-1|≤σ，進(jìn)入下一步；步驟2、從均衡輸出信號(hào)yk提取其相應(yīng)的相位角度φk。令Δφi＝φk-φk-i，i＝1，2，…，N，Δφi表示當(dāng)前均衡輸出信號(hào)相位與其前第i個(gè)信號(hào)相位之間的差分相位信息，N為常數(shù)；步驟3、對(duì)于差分相位Δφi，當(dāng)<mathsid="math0003"num="0003"><math><![CDATA[<mrow><mi>cos</mi><mrow><mo>(</mo><mfrac><mi>M</mi><mn>2</mn></mfrac><mi>Δ</mi><msub><mi>φ</mi><mi>i</mi></msub><mo>)</mo></mrow><mo>></mo><mn>0</mn></mrow>]]></math>id="icf0003"file="A2008101243790002C3.tif"wi="28"he="10"top="201"left="98"img-content="drawing"img-format="tif"orientation="portrait"inline="yes"/></maths>時(shí)，Δφi歸為集合A，當(dāng)<mathsid="math0004"num="0004"><math><![CDATA[<mrow><mi>cos</mi><mrow><mo>(</mo><mfrac><mi>M</mi><mn>2</mn></mfrac><mi>Δ</mi><msub><mi>φ</mi><mi>i</mi></msub><mo>)</mo></mrow><mo><</mo><mn>0</mn></mrow>]]></math>id="icf0004"file="A2008101243790002C4.tif"wi="28"he="10"top="218"left="26"img-content="drawing"img-format="tif"orientation="portrait"inline="yes"/></maths>時(shí)，Δφi歸為集合B，其中cos()為余弦三角函數(shù)，M為待估計(jì)檢測(cè)的相位調(diào)制類型。當(dāng)A，B均為非空集時(shí)，定義Δφ1為集合A中元素的平均值，Δφ2為集合B中元素的平均值；步驟4、依照步驟3中差分相位的定義，對(duì)相位調(diào)制類型進(jìn)行迭代自適應(yīng)檢測(cè)<mathsid="math0005"num="0005"><math><![CDATA[<mrow><mi>M</mi><mo>=</mo><mi>M</mi><mo>-</mo><msub><mi>μ</mi><mn>2</mn></msub><mfrac><mn>1</mn><mi>M</mi></mfrac><mrow><mo>(</mo><mi>X</mi><mo>-</mo><mn>2</mn><mo>)</mo></mrow><mo>[</mo><mo>-</mo><mi>sin</mi><mrow><mo>(</mo><msub><mi>θ</mi><mn>1</mn></msub><mo>)</mo></mrow><mi>Δ</mi><msub><mi>φ</mi><mn>1</mn></msub><mo>+</mo><mi>mod</mi><mrow><mo>(</mo><msub><mi>θ</mi><mn>2</mn></msub><mo>+</mo><mi>π</mi><mo>,</mo><mn>2</mn><mo>)</mo></mrow><mi>π</mi><mi>sin</mi><mrow><mo>(</mo><msub><mi>θ</mi><mn>2</mn></msub><mo>)</mo></mrow><mi>Δ</mi><msub><mi>φ</mi><mn>2</mn></msub><mo>+</mo><msub><mi>β</mi><mn>2</mn></msub><mrow><mo>(</mo><msub><mi>log</mi><mn>2</mn></msub><mi>M</mi><mo>-</mo><mi>k</mi><mo>)</mo></mrow><mo>]</mo></mrow>]]></math></maths>其中，<mathsid="math0006"num="0006"><math><![CDATA[<mrow><mi>X</mi><mo>=</mo><mi>cos</mi><mrow><mo>(</mo><mfrac><mi>M</mi><mn>2</mn></mfrac><mi>Δ</mi><msub><mi>φ</mi><mn>1</mn></msub><mo>)</mo></mrow><mo>-</mo><mi>cos</mi><mrow><mo>(</mo><mfrac><mi>M</mi><mn>2</mn></mfrac><mi>Δ</mi><msub><mi>φ</mi><mn>2</mn></msub><mo>)</mo></mrow><mo>,</mo></mrow>]]></math>id="icf0006"file="A2008101243790003C2.tif"wi="58"he="10"top="57"left="41"img-content="drawing"img-format="tif"orientation="portrait"inline="yes"/></maths><mathsid="math0007"num="0007"><math><![CDATA[<mrow><msub><mi>θ</mi><mn>1</mn></msub><mo>=</mo><mfrac><mi>M</mi><mn>2</mn></mfrac><mi>Δ</mi><msub><mi>φ</mi><mn>1</mn></msub><mo>,</mo></mrow>]]></math>id="icf0007"file="A2008101243790003C3.tif"wi="20"he="9"top="59"left="102"img-content="drawing"img-format="tif"orientation="portrait"inline="yes"/></maths><mathsid="math0008"num="0008"><math><![CDATA[<mrow><msub><mi>θ</mi><mn>2</mn></msub><mo>=</mo><mfrac><mi>M</mi><mn>2</mn></mfrac><mi>Δ</mi><msub><mi>φ</mi><mn>2</mn></msub><mo>;</mo></mrow>]]></math>id="icf0008"file="A2008101243790003C4.tif"wi="21"he="9"top="59"left="125"img-content="drawing"img-format="tif"orientation="portrait"inline="yes"/></maths>μ2為步長(zhǎng)因子，β2為平衡因子；k＝log2(2/4/8/16/…)M＜3，取k＝log22＝1；3＜M＜6，取k＝log24＝2；6＜M＜12，取k＝log28＝3，以此類推；步驟5、將迭代檢測(cè)中得到的相位調(diào)制方式帶入步驟1中的常數(shù)模均衡方法中<mathsid="math0009"num="0009"><math><![CDATA[<mrow><msub><mi>w</mi><mi>k</mi></msub><mo>=</mo><msub><mi>w</mi><mrow><mi>k</mi><mo>-</mo><mn>1</mn></mrow></msub><mo>-</mo><msub><mi>μ</mi><mn>1</mn></msub><mo>{</mo><mn>2</mn><mrow><mo>(</mo><msup><mrow><mo>|</mo><msub><mi>y</mi><mi>k</mi></msub><mo>|</mo></mrow><mn>2</mn></msup><mo>-</mo><mn>1</mn><mo>)</mo></mrow><msup><msub><mi>y</mi><mi>k</mi></msub><mo>*</mo></msup><msub><mi>x</mi><mi>k</mi></msub><mo>+</mo><msub><mi>β</mi><mn>1</mn></msub><mi>sin</mi><mrow><mo>(</mo><mi>M</mi><msub><mi>φ</mi><mi>k</mi></msub><mo>)</mo></mrow><mfrac><msub><mi>x</mi><mi>k</mi></msub><mrow><mn>4</mn><mi>j</mi><msub><mi>y</mi><mi>k</mi></msub></mrow></mfrac><mo>}</mo></mrow>]]></math></maths>得到新的輸出信號(hào)。；步驟6、依次循環(huán)步驟2～步驟5，最后檢測(cè)得到正確的相位調(diào)制方式，并消除普通常數(shù)模均衡中存在的相位模糊。全文摘要相位調(diào)制信號(hào)常數(shù)模全盲檢測(cè)均衡方法是MPSK(多進(jìn)制相移鍵控)調(diào)制系統(tǒng)中接收端采用CMA(常數(shù)模算法)進(jìn)行全盲均衡的一種解決方法。主要用于解決如下問題在MPSK調(diào)制系統(tǒng)中，接收端采用CMA均衡后信號(hào)存在的相位模糊；在全盲環(huán)境下，利用CMA跟蹤檢測(cè)MPSK的調(diào)制方式。該方法提取出普通常數(shù)模均衡輸出信號(hào)的差分相位信息，利用三角函數(shù)關(guān)系，自適應(yīng)檢測(cè)相位調(diào)制方式，并將檢測(cè)得到的相位調(diào)制方式代入改進(jìn)后的常數(shù)模均衡器，進(jìn)一步消除了盲均衡算法中普遍存在的相位偏移問題；為了消除三角函數(shù)周期性引起的誤差，該方法對(duì)三角函數(shù)加入限制條件，確保相位調(diào)制方式檢測(cè)的唯一性。文檔編號(hào)H04L25/03GK101309244SQ200810124379公開日2008年11月19日申請(qǐng)日期2008年6月27日優(yōu)先權(quán)日2008年6月27日發(fā)明者欣王,酆廣增申請(qǐng)人:南京郵電大學(xué)