專利名稱：：一種基于分數(shù)傅里葉變換域的隱秘信號同步方法
技術(shù)領(lǐng)域：
：本發(fā)明涉及一種隱秘信號同步方法，特別涉及一種基于分數(shù)傅里葉變換域的語音信息隱藏系統(tǒng)中的隱秘信號同步方法。
背景技術(shù)：
：近年來如何利用電話語音進行隱秘數(shù)據(jù)長途傳輸即語音偽裝通信成為了軍事安全部門和語音信號處理研究人員廣泛關(guān)注的熱點和難點?，F(xiàn)有的技術(shù)和方法中，人們利用LSB技術(shù)在小波域上的對音頻信號進行嵌入。此外，子帶幅度調(diào)制技術(shù)在音頻信隱藏中也有著一些應(yīng)用，并取得了一定的效果。但目前提出的一些方法主要集中于頻帶為2020KHz的音頻信號，而對頻帶為3003400Hz的電話語音進行隱藏的方法還不夠成熟。對語音信息隱藏而言，一般的流程就是判斷當前幀是否為語音幀，如果是就進行隱秘數(shù)據(jù)嵌入。這種方法的存在著較大的安全隱患，如果監(jiān)聽者懷疑這段語音，通過簡單分析就容易發(fā)現(xiàn)隱秘信號的藏身之處。因此必須改進嵌入手段，確保隱秘信息能夠隨機嵌入，這就帶來一個問題，就是接收方如何知道哪些點嵌入了隱秘信息，哪些點沒有，即隱秘信息同步問題。目前對語音信息隱藏的同步方法主要還是依賴于數(shù)字通信系統(tǒng)本身的同步體制，還沒有關(guān)于隱秘信號同步與數(shù)字通信系統(tǒng)同步分離開來的方法。
發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明目的是針對現(xiàn)有技術(shù)存在的缺陷提供一種基于分數(shù)傅里葉變換域的隱秘信號同步方法。本發(fā)明為實現(xiàn)上述目的，采用如下技術(shù)方案本發(fā)明基于分數(shù)傅里葉變換域的隱秘信號同步方法包括以下步驟(1)分數(shù)傅里葉變換域輸入語音序列s(t)的a階分數(shù)傅里葉變換算法如下Sa(U)=Fa(S⑴)式中，《=〒，0<|p|<2，η為整數(shù)，j為虛數(shù)單位(2)基于分數(shù)傅里葉變換上的譜重疊公式H式中各波形的中心頻率為Ufsca+fi，u。，λ(i=1,..,N)為常數(shù)，X(U)和x(t)分別為輸出信號的頻域與時域形式。(3)語音信息隱藏系統(tǒng)的隱秘信號同步分析在發(fā)送載波信號的同時，發(fā)送一組低于信道噪聲電平、滿足式fiSina+τ,cosa=U0條件、幅度受偽隨機碼控制的信號，接收端在分數(shù)傅里葉變換域上U。處進行判斷。本發(fā)明的優(yōu)點和效果在于隱秘同步信號在時域、頻域均不能有效發(fā)現(xiàn)，在已知分數(shù)階因子a的前提下，在分數(shù)域上能夠有效提取出隱秘同步信號。理論研究和實驗分析表明，通過該方法，隱秘信息可以隨時隨地進行嵌入，本發(fā)明在語音信息隱藏領(lǐng)域中具有廣闊的應(yīng)用前景。圖1是載波語音偽裝通信系統(tǒng)發(fā)送單元。圖2是基于LSB的隨機嵌入方法。圖3是載波語音偽裝通信系統(tǒng)接收單元。圖4是W=4的Chebyshev映射及8比特量化序列特性。圖5是2FSK載波語音偽裝通信系統(tǒng)模型。圖6是未嵌入隱秘同步信息的2FSK調(diào)制系統(tǒng)輸出波形及頻譜。圖7是嵌入隱秘同步信息的2FSK調(diào)制系統(tǒng)輸出波形及頻譜。圖8是嵌入隱秘同步信息的2FSK調(diào)制系統(tǒng)接收端波形及頻譜。圖9是噪聲環(huán)境下隱秘同步信號分數(shù)幅度譜。圖10是pink噪聲環(huán)境下分數(shù)幅度譜。圖11是volvo汽車噪聲環(huán)境下的分數(shù)幅度譜。圖12是factory車間噪聲環(huán)境下分數(shù)幅度譜。具體實施例方式本發(fā)明一種基于分數(shù)傅里葉變換域的隱秘信號同步方法，其特征在于包括以下步驟(1)分數(shù)傅里葉變換域輸入語音序列s(t)的a階分數(shù)傅里葉變換算法如下Sa(U)=Fa(S⑴)式中，η為整數(shù)，j為虛數(shù)單位t(2)基于分數(shù)傅里葉變換上的譜重疊推導(dǎo)令上式中λyfpτy(i=1，..，N)為常數(shù)。則有Xa(u)=Fa(x(t))式(3)中令u'=u-f^sina代入(3)，并令t'=I-Ti,化簡整理則有令u〃=u'-τiC0Sa，代入式(4)進一步整理得將u〃=u'-τiCosa,u'=u-fiSina代入式(5)并進一步整理得上式中選擇合適的一組fi;^，滿足f1sina+t1cosa=U0令Uq=0，則有:f1sina+t1cosa=0在式(10)中，d令Sa(u)=δ(u-uc)則則式(10)為(14)式(13)(14)顯示，N個時域波形滿足條件式(8)在分數(shù)傅里葉變換域上能量高度集中于U。點，僅U。處為非0值，其它皆為0。根據(jù)能量守恒定理，如果N個波形電平皆低于噪聲電平，則，最后在分數(shù)傅里葉變換域U。處能夠形成超過判決門限的電平。式(15)類似于chirp信號，式中各波形的中心頻率為Ufsca+fi。(3)語音信息隱藏系統(tǒng)的隱秘信號同步分析在偽裝通信中，根據(jù)一些通信信道的特性，如短波信道等無線信道存在著多徑傳播和頻率彌散等特性，如果采用FSK調(diào)制及非相干解調(diào)方式，可利用載波信號來攜帶隱秘信息同步信號。也就是說，在發(fā)送載波信號的同時，可發(fā)送一組低于信道噪聲電平、滿足式(8)條件、幅度受偽隨機碼控制的信號，接收端可在分數(shù)傅里葉變換域上U。處進行判斷。下面結(jié)合附圖和實施例，對本發(fā)明所述的技術(shù)方案作進一步的闡述。為了分析以上提出的一種基于分數(shù)傅里葉變換域的語音信息隱藏系統(tǒng)的隱秘fi號同步方法的優(yōu)越性能，首先我們給出了分數(shù)傅里葉變換域上的載波語音偽裝通信模型，然后進行實驗并給出實驗數(shù)據(jù)。1.分數(shù)傅里葉變換域上的載波語音偽裝通信模型簡單分析起見，令N=2，Xi=λ^為常數(shù)，要使式(14)在U。點達最大值，可令其指數(shù)項為0，則有由式⑶(16)可知，如果確定，則f2，T1,τ2，皆可確定?？捎梢唤M跳頻碼序列來控制f！=k(η)Af(17)上式中，Δf為頻率間隔，k(n)為GF(p)域上的跳頻序列。則式(11)可為NA(u)=ΣA1(18)/=1在混沌碼序列中，Chebyshev混沌序列在相關(guān)特性、游程特性、平衡性能方面性能優(yōu)于改進型Logistic混沌序列。本文采用Chebyshev混沌序列來控制k(η)。階數(shù)為w的Chebyshev混沌映射如下χη+ι=cos(Warccosxn)(19)對Xn進行m比特量化，則有k(η)=[2mxη](20)上式中[y]為取整函數(shù)，表示為小于y的最大整數(shù)。根據(jù)式(20)得到的k(n)為GF(p=2m)域上的跳頻序列。為了檢驗隱秘信息同步方案，引入如下載波語音偽裝通信系統(tǒng)。在載波語音偽裝通信系統(tǒng)中，語音信息碼速率為64kbit/s，采用2FSK方式進行調(diào)制和非相干解調(diào)。隱秘信息嵌入方式采用低比特位方式，隱秘信息傳輸速率為32bit/s。圖1中，語音信號采用SkHz采樣，Sbit量化，每256點為1幀，幀間無重疊，對語音幀進行隱秘信息LSB嵌入，即每1幀嵌入1比特，針對語音幀而言，嵌入方式可以全幀一起嵌入，也可采用長度為N=256的二進制隨機序列來控制是否在當前點進行嵌入。二進制隨機序列可由對外界噪聲進行采樣后并進行歸一化處理得到。當agwn(η)=1時，對語音抽樣點進行LSB嵌入。設(shè)f^bSZFSK調(diào)制系統(tǒng)的載波頻率，則式(15)式給出波形的中心頻率必須落于接收機通帶范圍內(nèi)，不考慮基帶語音帶寬，簡單分析起見可令fc0<^+UcCSCa<fcl(22)上式中，fi(i=1,2)由式(16)(17)分別給出。將式(16)(17)代入式(22)可得fc0cosa<Uc<fclcosa(23)70<A/</-1"^CSCa(24)J2m對應(yīng)的接收單元如圖3所示。載波語音偽裝通信系統(tǒng)采用非相干接收，圖3中通過2FSK解調(diào)后輸出碼元作為控制符來選通兩路帶阻濾波器，其目的是去除接收信號中的fffcl成分，使其只包含有隱秘信息同步分量。通過分數(shù)傅里葉變換使其能量集中于Utl點以進行判決。如果Utl點值大于判決門限，則進行隱秘信息接收。2.實驗與分析在本發(fā)明的所有實驗中，語音信號為在實驗室內(nèi)錄制的信號，采樣頻率是8KHz，采樣位數(shù)8bit。在純凈語音信號上疊加高斯白噪聲和非平穩(wěn)噪聲(噪聲源由英國TNO感知學(xué)會所屬的荷蘭RSRE研究中心提供)。圖4中(a)Chebyshev映射曲線；(b)Chebyshev映射時頻特性；(c)8bit量化后的多進制Chebyshev序列；(d)Chebyshev序列相關(guān)特性，給出了Chebyshev序列的時域特性、頻譜特性和相關(guān)特性，從圖中可看出，Chebyshev序列在時頻域上分布均勻，具有優(yōu)良的相關(guān)特性。圖5，圖6中(a)信息序列；(b)解調(diào)后的信息序列；(c)調(diào)制波形；(d)解調(diào)器輸入波形；(e)已調(diào)信號頻譜；(f)解調(diào)器輸入信號頻譜，圖7中(a)式(13)給出的波形；(b)式(13)給出的信號頻譜；(c)隱秘同步信號；(d)隱秘同步信號頻譜；(e)已調(diào)信號頻譜；(f)已調(diào)信號頻譜，圖8中(a)解調(diào)器輸入信號；(b)解調(diào)器輸入信號頻譜；(c)通過兩個帶阻器后的輸出信號；(d)通過兩個帶阻器后的輸出信號頻譜，給出了在systemview下的采用隱秘信息同步方案的2FSK系統(tǒng)調(diào)制解調(diào)仿真波形，fe(1=1000Hz,fcl=2000Hz。隱秘同步信號頻譜在10002000Hz之間。從圖7、8中可看出，在噪聲環(huán)境下，隱秘同步信號從時域和頻域上皆不容易被發(fā)現(xiàn)。圖7、8中隱秘同步信號與噪聲電平之比為11。圖9，10，11，12給出了隱秘同步信號在平穩(wěn)噪聲高斯白噪聲、非平穩(wěn)噪聲pink噪聲、volvo汽車噪聲、factory車間噪聲環(huán)境下在分數(shù)傅里葉變換域上的幅度譜變化曲線，隱秘同步信號與噪聲功率之比為-10dB，a=1.082。從中可看出隱秘同步信號Utl=1400處具有尖銳的峰值。白噪聲在分數(shù)域上分布比較均勻，而Pink噪聲、車間噪聲、volvo汽車噪聲能量主要集中于低頻段，比較有意思的是，volvo汽車噪聲在分數(shù)域上也呈能量集中特性，不過主要集中于低頻段。8權(quán)利要求一種基于分數(shù)傅里葉變換域的隱秘信號同步方法，其特征在于包括以下步驟(1)分數(shù)傅里葉變換域輸入語音序列s(t)的a階分數(shù)傅里葉變換算法如下Sa(u)＝Fa(s(t))<mrow><mo>=</mo><mfencedopen='{'close=''><mtable><mtr><mtd><msqrt><mfrac><mrow><mn>1</mn><mo>-</mo><mi>j</mi><mi>cot</mi><mi>a</mi></mrow><mrow><mn>2</mn><mi>&pi;</mi></mrow></mfrac></msqrt><munderover><mo>&Integral;</mo><mrow><mo>-</mo><mo>&infin;</mo></mrow><mrow><mo>+</mo><mo>&infin;</mo></mrow></munderover><mi>exp</mi><mrow><mo>(</mo><mi>j</mi><mfrac><mrow><msup><mi>u</mi><mn>2</mn></msup><mo>+</mo><msup><mi>t</mi><mn>2</mn></msup></mrow><mn>2</mn></mfrac><mi>cot</mi><mi>a</mi><mo>-</mo><mfrac><mi>jut</mi><mrow><mi>sin</mi><mi>a</mi></mrow></mfrac><mo>)</mo></mrow><mi>s</mi><mrow><mo>(</mo><mi>t</mi><mo>)</mo></mrow><mi>dt</mi></mtd><mtd><mi>a</mi><mo>&NotEqual;</mo><mi>n&pi;</mi></mtd></mtr><mtr><mtd><mi>s</mi><mrow><mo>(</mo><mi>t</mi><mo>)</mo></mrow></mtd><mtd><mi>a</mi><mo>=</mo><mn>2</mn><mi>n&pi;</mi></mtd></mtr><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