專利名稱：Ofdm系統(tǒng)中的時間和頻率信道估計的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本技術(shù)領(lǐng)域涉及通信，更具體地說，涉及在時間和頻率方面估計信道。
背景技術(shù)：
接收器通常采用均衡器來補償在信道上進行信號傳播的過程中所遭受的信號失真。大多數(shù)均衡方法包括估計信道特性以便確定信道如何使信號失真。一種用于確定該失真的方法是在信道上發(fā)送接收器已知的信號。接收器將所接收的信號和已知信號進行比較，并且可以計算信道的估計值。已知信號的一個示例是簡單的脈沖。在此情況下，所接收的信號稱為信道脈沖響應(yīng)，它對應(yīng)于信道的傳遞函數(shù)h。一種更復(fù)雜的已知信號是導(dǎo)頻信號，它包括例如已知的位或符號序列。將已知的導(dǎo)頻序列和所接收的序列進行比較，以便確定所接收的信號和已知序列有多少差異以及它們的差異之處。均衡器可以視作是類別過濾器，它試圖從所接收的信號移除信道失真。正交頻域復(fù)用(OFDM)屬于通過有線或無線通信介質(zhì)同時傳送多個信號的技術(shù)。具體來說，數(shù)據(jù)分布在大量間隔精確頻率的副載波上。該間隔提供便于解調(diào)每個頻率所需的正交性?？梢圆捎没跓o線的OFDM接收器來在多個并行的平坦衰落信道上傳送多個數(shù)據(jù)流?？梢栽陬l域中利用單抽頭數(shù)字濾波器來執(zhí)行均衡。利用已知的導(dǎo)頻序列來執(zhí)行信道估計。在發(fā)射器和接收器已知的特定時隙和頻率副載波處傳送導(dǎo)頻信號?？梢岳弥T如迫零、最小均方差(MMSE)等的導(dǎo)頻輔助信道估計技術(shù)來估計這些導(dǎo)頻時隙和頻率副載波處的信道。還必須為在與發(fā)送導(dǎo)頻的時隙和副載波不同的時隙和副載波處傳送的數(shù)據(jù)估計信道。可以利用如線性內(nèi)插法和MMSE內(nèi)插法的預(yù)測方法來確定數(shù)據(jù)的信道估計。即使相對易于實施，但線性內(nèi)插法在頻率選擇性時變環(huán)境中的結(jié)果通常都較差。換句話說，在基于所接收的導(dǎo)頻信號估計信道的兩個點之間，信道可能發(fā)生顯著變化(這在移動無線電環(huán)境中并不是不常見)。結(jié)果，這兩個導(dǎo)頻之間的內(nèi)插信道估計值可能和那些點處的實際信道完全不同。另一個缺點是，在時間-頻率網(wǎng)格的邊界處，所估計的信道和真實信道之間存在較大的OFDM失配。線性麗SE內(nèi)插法是基于用于確定信道的時間和頻率變化的模型的。例如，許多情況下的時間變化遵循Jakes模型(基于求和正弦波衰落的Rayleigh (瑞利)模型)，并且可以利用功率延遲分布來確定頻率響應(yīng)。如果模型選擇正確，那么線性MMSE內(nèi)插法可以相當(dāng)令人滿意。但是，如果模型不匹配，那么性能受損。這種線性MMSE內(nèi)插法的另一個缺點是存在大存儲器要求和計算復(fù)雜度。

發(fā)明內(nèi)容
描述一種在基于OFDM的無線電通信系統(tǒng)中使用的無線電信道估計技術(shù)。從多個天線發(fā)射OFDM符號塊。該OFDM符號塊包括已知的導(dǎo)頻符號和待由接收器確定的數(shù)據(jù)符號。在周期性副載波上以預(yù)定模式定期傳送導(dǎo)頻符號。為所接收的OFDM符號塊中的每個導(dǎo)頻符號確定導(dǎo)頻信道估計值。形成對應(yīng)于所接收的OFDM符號塊的NXM點矩陣。N是副載波的數(shù)量，且M是OFDM符號塊中OFDM符號的數(shù)量。該矩陣是通過根據(jù)預(yù)定導(dǎo)頻模式在該NXM矩陣的預(yù)定位置插入導(dǎo)頻信道估計值且在該NXM矩陣的剩余位置插入零而形成的。計算NXM矩陣的二維傅立葉逆變換，以便在時域中形成信道估計值的多個副本。選擇其中一個副本，并計算所選擇的信道估計值的二維傅立葉變換，以便獲得OFDM塊中的每個點處的信道估計值。然后，基于所獲得的信道估計值均衡所接收的OFDM數(shù)據(jù)符號。為了便于進行無線電信道估計，多天線發(fā)射器確定一個或多個已知的導(dǎo)頻符號和定期的導(dǎo)頻傳送模式，在該模式，將導(dǎo)頻符號定期安插在周期性副載波上。根據(jù)預(yù)定模式形成包括上述一個或多個導(dǎo)頻符號和數(shù)據(jù)符號的OFDM符號塊。將OFDM符號中的某些符號分配給上述多個天線中的相應(yīng)天線，使得每個天線具有相關(guān)的OFDM符號流。接著，從相應(yīng)天線發(fā)射每個OFDM符號流。定期導(dǎo)頻傳送模式優(yōu)選是對稱模式。但是，如果不是，也可以將導(dǎo)頻傳送模式變換為對稱模式，在對稱模式，導(dǎo)頻符號和數(shù)據(jù)符號對稱地散布在OFDM符號塊中。


圖1是示例OFDM無線電通信系統(tǒng)的圖；圖2是示出根據(jù)一個非限制性示例實施例的發(fā)射器過程的流程圖；圖3是示出根據(jù)一個非限制性示例實施例的接收器過程的流程圖；圖4是示出預(yù)定的對稱導(dǎo)頻模式的非限制性示例的圖；圖5示出將非對稱導(dǎo)頻模式變換為對稱導(dǎo)頻模式的非限制性示例；圖6是非限制性示例OFDM發(fā)射器的功能框圖；圖7是非限制性示例OFDM接收器的功能框圖；圖8是雙天線發(fā)射器的非限制性示例信道脈沖響應(yīng)對時間的二維圖；圖9是雙天線發(fā)射器的非限制性示例信道響應(yīng)對副載波頻率和OFDM符號數(shù)量(二維FFT域)的三維圖；圖10是已知的導(dǎo)頻符號的非限制性示例信道響應(yīng)的三維圖；圖11A-11C包括利用導(dǎo)頻符號的信道脈沖響應(yīng)(IR)并在剩余數(shù)據(jù)符號位置插入零的信道的非限制性示例信道IR、對應(yīng)于天線Al的OFDM符號的片段和OFDM符號維度中的第一個副載波的另一個片段的三維圖；以及圖12是示出通過計算如圖11所示的副本之一的二維傅立葉變換而為每個天線恢復(fù)的恢復(fù)后信道估計的圖。
具體實施例方式在以下描述中，為了說明而不是限制的目的，闡述了具體細節(jié)，如特定節(jié)點、功能實體、技術(shù)、協(xié)議、標準等，以便理解所描述的技術(shù)。本領(lǐng)域的技術(shù)人員將明白，除了下文所描述的具體細節(jié)外，可以實施其它實施例。在其它情況下，省略了對眾所周知的方法、裝置、技術(shù)等的詳細描述，以免讓不必要的細節(jié)混淆本描述。圖中示出個別功能塊。本領(lǐng)域的技術(shù)人員將明白，那些塊的功能可以利用個別硬件電路、結(jié)合經(jīng)合適編程的微處理器或通用計算機利用軟件程序和數(shù)據(jù)、利用專用集成電路(ASIC)、現(xiàn)場可編程門陣列、一個或多個數(shù)字信號處理器(DSP)等來實現(xiàn)。圖1示出可以基于正交頻域復(fù)用(OFDM)的無線電通信系統(tǒng)10的示例。OFDM發(fā)射器12包括用于向組合器22提供一個或多個已知的導(dǎo)頻序列的導(dǎo)頻處理器18。發(fā)射器12包括多個天線ApA2、…、Ax。數(shù)據(jù)處理器20向組合器22提供OFDM數(shù)據(jù)符號，這些符號以預(yù)定模式(下文將更詳細地進行描述)和OFDM導(dǎo)頻符號組合在一起。組合信號經(jīng)過變換，接著在射頻(RF)塊24中進行處理，然后通過其中一個相應(yīng)的天線傳送。天線傳輸在無線電信道16上傳播，且在OFDM接收器14的一個或多個天線A1'A2,…、Ay處被接收。天線信號在RF塊26中進行處理，并轉(zhuǎn)換為基帶?；鶐盘柾瑫r提供給用于均衡的信道均衡器28和用于為所接收的OFDM符號塊估計無線電信道16的信道估計器30。信道均衡器28利用來自信道估計器30的估計信道來補償由無線電信道16引起的失真。如果接收器14采用多個接收天線，那么分開處理每個天線分支，以便向例如最大比率組合器(MRC)32提供均衡符號流。最大比率組合器32組合來自每個天線的符號流，這通常在具有較佳的信號-干擾比或某個其它質(zhì)量度量的天線符號流中提供較高的權(quán)重。接著，將組合符號流i提供給解調(diào)器34，解調(diào)器34解調(diào)關(guān)于每個OFDM副載波的信息，以便提供解調(diào)后的位用于進一步處理。如背景部分所述，可以利用一個或多個已知的導(dǎo)頻信號和任何一種眾所周知的導(dǎo)頻輔助信道估計技術(shù)來為已知的導(dǎo)頻符號執(zhí)行信道估計。但是，還必須為數(shù)據(jù)符號估計信道，數(shù)據(jù)符號和導(dǎo)頻符號不同 ，它們并不為接收器預(yù)先已知。出于背景部分中所說的原因，利用內(nèi)插技術(shù)來為OFDM塊中的未知的數(shù)據(jù)符號執(zhí)行信道估計并不是太好。本發(fā)明者設(shè)想了更好、更精確且更簡單的技術(shù)，它利用預(yù)定的定期導(dǎo)頻傳送模式基于OFDM塊的傳送來為數(shù)據(jù)符號估計信道。圖2示出用于建立和傳送該定期的導(dǎo)頻傳送模式的“發(fā)射”流程圖中的示例非限制性過程。首先，在步驟SI中確定一個或多個已知的導(dǎo)頻符號。在步驟S2中確定定期的導(dǎo)頻傳送模式。圖4示出OFDM符號塊的非限制性示例預(yù)定導(dǎo)頻模式。和時隙關(guān)聯(lián)的每個垂直列對應(yīng)于具有26個副載波的單個OFDM符號。本領(lǐng)域的技術(shù)人員將明白，時隙的數(shù)量和副載波的數(shù)量可以是任何合適的數(shù)量。在OFDM塊中安插導(dǎo)頻符號，使得它們同時相對于副載波和時隙定期出現(xiàn)。在圖4中，每隔四個副載波且每隔三個時隙插入一個導(dǎo)頻。沿頻率和時間方向的導(dǎo)頻的數(shù)量取決于信道的最大延遲和最大多普勒頻率。導(dǎo)頻在時域中的周期性應(yīng)當(dāng)比多普勒頻率快至少兩倍，以便滿足Nyquist (奈奎斯特)定理。在頻域中，兩個導(dǎo)頻之間的頻率間隔最大可以等于無線電信道的相干帶寬。返回到圖2，根據(jù)剛剛說明的定期導(dǎo)頻模式，在周期性副載波上將導(dǎo)頻符號定期插入到OFDM數(shù)據(jù)符號塊中(步驟S3)。然后，對OFDM符號塊執(zhí)行時間-空間編碼，使得在不同的時間間隔從不同的發(fā)射器天線傳送不同的符號(步驟S4)。在每個天線數(shù)據(jù)流中增加一個循環(huán)前綴，以便減少接收器處的符號間干擾(步驟S5)。對天線數(shù)據(jù)流進行上變頻，并經(jīng)由它的相應(yīng)天線在無線電信道上進行傳送(步驟S6 )。圖3示出概述可以通過接收器14執(zhí)行的示例非限制性步驟的“接收”流程圖。如之前所說明，接收器可以具有一個或幾個天線。對于每個接收天線，將所接收的信號下變頻到基帶頻率，并從符號流中移除循環(huán)嵌綴(步驟S10)。對每個天線符號流執(zhí)行二維傅立葉變換(優(yōu)選是快速傅立葉變換(FFT))，并檢測已知的導(dǎo)頻符號(步驟S11)。為檢測到的每個導(dǎo)頻符號計算第一信道估計值(步驟S12)。然后，接收器中的處理電路形成對應(yīng)于所接收的OFDM符號塊的NXM點矩陣，其中N=副載波的數(shù)量，且M=OFDM塊中OFDM符號的數(shù)量。通過在對應(yīng)于預(yù)定導(dǎo)頻模式的矩陣位置插入之前確定的導(dǎo)頻信道估計值來形成該矩陣(S13)。在對應(yīng)于尚且未知的數(shù)據(jù)符號的剩余矩陣位置插入零(步驟S14)。計算NXM矩陣的二維傅立葉逆變換(優(yōu)選是二維快速傅立葉逆變換(IFFT))，以便在時域中為剛剛接收的OFDM符號塊生成信道估計值的多個副本(copy)(步驟S15)。由此產(chǎn)生信道估計值的多個副本。副本的數(shù)量對應(yīng)于在同一個時隙中的導(dǎo)頻符號之間插入的零的數(shù)量。在圖4的示例中，在每個OFDM符號中的每個導(dǎo)頻之間有4個零。因此，將生成信道估計值的四個副本。選擇該信道估計值的副本之一(步驟S16)。例如，可以利用低通濾波器來選擇副本。然后，為所選擇的信道估計值計算二維FFT，以便為NXM矩陣中的每個位置獲得實際信道估計值(步驟S17)。然后，基于所獲得的信道估計值均衡所接收的OFDM數(shù)據(jù)符號(步驟S18)。如上文所說明，OFDM符號塊的預(yù)定導(dǎo)頻模式應(yīng)當(dāng)是對稱的。對稱導(dǎo)頻模式的非限制性示例如圖4所示。但是，如果導(dǎo)頻非對稱地散布在OFDM數(shù)據(jù)塊中，那么應(yīng)當(dāng)變換那個OFDM數(shù)據(jù)塊，使得導(dǎo)頻符號對稱且定期地安插在塊中。圖5的左手邊示出其中導(dǎo)頻非對稱地散布的OFDM符號塊的示例。然后，變換那個非對稱的OFDM符號塊，使得如圖的右邊所示，導(dǎo)頻符號對稱且定期地分隔開。為了獲得信道估計值，應(yīng)當(dāng)在時域/頻域中定期安插導(dǎo)頻，以便執(zhí)行二維FFT/IFFT運算。圖6示出發(fā)射器12的一個非限制性示例實施。如上文所說明，對于OFDM傳送，一個OFDM符號由調(diào)制到N個副載波中的相應(yīng)副載波上的N個樣本組成。在如圖4所示的示例中，一個OFDM符號對應(yīng)于圖中的一個列，其中N等于例如26。每一列可以包括26個導(dǎo)頻和數(shù)據(jù)符號或更可能是26個符號樣本。塊50執(zhí)行OFMD符號到副載波的分配，以便生成N個輸出。然后，將每個由N個輸出組成的列存儲在塊緩沖器52中。當(dāng)將完整的OFDM塊存儲在緩沖器52中時，接著將該OFDM塊提供給二維快速傅立葉逆變換器54。變換器54生成串行符號流S，以便提供給空間-時間編碼器56?？臻g-時間編碼器56確定在特定時隙期間通過特定發(fā)射天線發(fā)射的OFDM符號?？紤]這樣一個簡化示例，其中一個時隙對應(yīng)于傳送三個OFDM符號1、2、3。在一個時隙期間，OFDM符號1、2和3按照該順序經(jīng)由第一天線Al傳送。在相同時隙期間，OFDM符號按照不同順序2、3和I通過天線A2傳送。通過天線A2傳送的序列是通過Al傳送的序列的循環(huán)移位版本，其中移位量等于一個OFDM符號。與循環(huán)延遲分集類似，對所傳送的數(shù)據(jù)應(yīng)用循環(huán)移位人為地修改了無線電信道，同時使數(shù)據(jù)序列在接收器處透明。將每個天線符號流SI和S2提供給相應(yīng)的增加循環(huán)前綴塊58，該塊58將經(jīng)過修改的符號流SI，和S2’輸出給用于將基帶信號轉(zhuǎn)換為射頻的上變頻器塊60并通過相關(guān)天線Al或A2傳送。圖7示出包括一個天線Al的非限制性示例接收器14。在下變頻器70中將所接收的信號從RF向下轉(zhuǎn)換到基帶。在塊72中移除循環(huán)前綴。接著，形成大小為NXM的OFDM符號塊。對OFDM塊應(yīng)用二維快速傅立葉變換74，然后提供給信道估計器78。信道估計器78執(zhí)行如例如圖3所概述的信道估計過程。接著，通過信道均衡器76根據(jù)實際的信道估計值均衡所接收的OFDM數(shù)據(jù)符號。然后，將均衡后的信號提供給基帶處理器80以便進一步進行基帶處理?，F(xiàn)在結(jié)合圖8-11說明雙天線發(fā)射器和單天線接收器的示例信道估計。圖8示出兩個發(fā)射天線Al和A2中的每個天線的實際信道脈沖響應(yīng)h。為了說明和簡化的目的，可以將信道脈沖響應(yīng)視為是對應(yīng)于信道估計值。天線Al的信道脈沖響應(yīng)由圓表示，而天線A2的信道脈沖響應(yīng)由方塊表不。圖9示出兩個天線的頻域和時域中的信道響應(yīng)。信道響應(yīng)必須在三維中示出，以便說明每個OFDM符號的多個副載波和OFDM塊中的多個OFDM符號。圖10示出在導(dǎo)頻符號位置處的信道響 應(yīng)?；叵肴鐖D4所示的示例預(yù)定導(dǎo)頻模式，其中每個OFDM列符號中的某些符號樣本對應(yīng)于已知的導(dǎo)頻符號。例如，圖10示出個別導(dǎo)頻符號一第I個OFDM符號和第9個OFDM符號的信道響應(yīng)。接著，可以將每個導(dǎo)頻符號處的信道響應(yīng)和已知的導(dǎo)頻符號進行比較，以便確定那個導(dǎo)頻位置處的信道的估計值。因為數(shù)據(jù)符號位置的信道響應(yīng)未知，所以只將已知的導(dǎo)頻位置的信道響應(yīng)值保存在OFMD塊中。結(jié)果，通過取該經(jīng)過修改的OFDM塊的二維IFFT來在這些數(shù)據(jù)位置中插入零。2D-1FFT結(jié)果如圖11A-11C所示。圖1lA表明，信道脈沖響應(yīng)是周期性的，從而產(chǎn)生數(shù)量對應(yīng)于在兩個相鄰導(dǎo)頻之間插入的零的數(shù)量的多個信道脈沖響應(yīng)副本。只需信道的一個副本便可獲得最終的信道估計值。可以利用選擇數(shù)據(jù)的第一部分而忽略它的隨后的重復(fù)版本的低通濾波器來選擇副本。圖1lB示出從如圖1lA所示的三維信道脈沖響應(yīng)獲取的OFDM符號中的第一個OFDM符號(對應(yīng)于天線Al)的“片段”。每個天線的信道脈沖響應(yīng)都是周期性的，其周期性對應(yīng)于副載波頻率之間插入的零的數(shù)量(對于該示例是15)。圖1lC是對應(yīng)于所有OFDM符號的第一個副載波頻率維度的另一個片段。所有天線(A2和Al)的信道脈沖響應(yīng)都是周期性的，其周期由OFDM符號之間插入的零的數(shù)量決定(對于該示例是7)。然后，對所選擇的副本執(zhí)行二維FFT，這在時域中為兩個天線產(chǎn)生信道脈沖響應(yīng)，如圖12所示。圖12和圖8之間的比較表明，這兩個圖是相同的。因此，以上技術(shù)在沒有在導(dǎo)頻符號之間執(zhí)行線性內(nèi)插法的情況下為OFDM符號塊的所有點估計了信道。因為圖8和12同等匹配，所以該技術(shù)的精確度顯而易見。以上描述可以在數(shù)學(xué)上得到支持。設(shè)B是圖6中的2D-1FFT塊的輸入端的大小為NXM的編碼OFDM符號塊。2D-1FFT的輸出由S表示。接著，如之前所說明，對信號S進行線性運算并在多個天線Ax上傳送，S卩，以循環(huán)方式選擇S的列，并傳送到物理天線上。令
5=4, K 其中sk對應(yīng)于S的第k個OFDM符號。設(shè) [^ J2 K作j是諸如移動站
的接收器處所接收的信號，其中yk對應(yīng)于所接收的第k個OFDM符號。如下文所證明，Y的2D-FFT由下式給出:
權(quán)利要求
1.一種用于在基于OFDM的無線電通信系統(tǒng)中估計無線電信道的方法，包括: 在接收器處接收在多個副載波頻率上從多個天線傳送的OFDM符號塊，其中所述OFDM符號塊包括已知的導(dǎo)頻符號和待由所述接收器確定的數(shù)據(jù)符號，并且在周期性副載波上以預(yù)定對稱導(dǎo)頻模式定期傳送所述導(dǎo)頻符號， 處理所接收的OFDM符號塊，以便為每個導(dǎo)頻符號確定導(dǎo)頻信道估計值； 形成對應(yīng)于所接收的OFDM符號塊的NXM點矩陣，其中N是副載波的數(shù)量，且M是所述OFDM符號塊中OFDM符號的數(shù)量，所述形成步驟包括根據(jù)所述預(yù)定對稱導(dǎo)頻模式在所述NXM矩陣中的預(yù)定位置插入所述導(dǎo)頻信道估計值以及在所述NXM矩陣中的剩余位置插入零； 計算所述NXM矩陣的二維傅立葉逆變換，從而在時域中產(chǎn)生信道估計值的多個副本； 選擇所述信道估計值的所述副本之一；以及 計算所選擇的信道估計值的二維傅立葉變換，以便為所述NXM矩陣中的每個位置獲得信道估計值，而不用在所述導(dǎo)頻符號之間執(zhí)行內(nèi)插。
2.如權(quán)利要求1所述的方法，還包括: 基于所獲得的信道估計值均衡所接收的OFDM數(shù)據(jù)符號。
3.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，所述導(dǎo)頻符號的信道估計值是利用迫零均衡算法確定的。
4.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，所述導(dǎo)頻符號的信道估計值是利用線性最小均方差麗SE技術(shù)確定的。
5.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，所述信道估計值的所述一個選定副本是利用二維低通濾波器選擇的。
6.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，所述接收器通過一個或多個天線接收所述OFDM符號塊。
7.一種用于在基于OFDM的無線電通信系統(tǒng)中估計無線電信道的設(shè)備，包括: 用于接收在多個副載波頻率上從多個天線傳送的OFDM符號塊的接收器，其中所述OFDM符號塊包括已知的導(dǎo)頻符號和待由所述接收器確定的數(shù)據(jù)符號，并且在周期性副載波上以預(yù)定對稱導(dǎo)頻模式定期傳送所述導(dǎo)頻符號； 信道估計器，用于處理所接收的OFDM符號塊，以便為每個導(dǎo)頻符號確定導(dǎo)頻信道估計值； 處理器，用于形成對應(yīng)于所接收的OFDM符號塊的NXM點矩陣，其中N是副載波的數(shù)量，且M是所述OFDM符號塊中OFDM符號的數(shù)量，所述NXM點矩陣是通過根據(jù)所述預(yù)定對稱導(dǎo)頻模式在所述NXM矩陣中的預(yù)定位置插入所述導(dǎo)頻信道估計值并在所述NXM矩陣中的剩余位置插入零而形成的； 第一變換電路，用于計算所述NXM矩陣的二維傅立葉逆變換，從而在時域中產(chǎn)生信道估計值的多個副本； 選擇器，用于選擇所述信道估計值的所述副本之一；以及 第二變換電路，用于計算所選擇的信道估計值的二維傅立葉變換，以便為所述NXM矩陣中的每個位置獲得信道估計值，而不用在所述導(dǎo)頻符號之間執(zhí)行內(nèi)插。
8.如權(quán)利要求7所述的設(shè)備，還包括:均衡器，用于基于所獲得的信道估計值均衡所接收的OFDM數(shù)據(jù)符號。
9.如權(quán)利要求7所述的設(shè)備，其中，所述信道估計器配置成用于利用迫零均衡算法來確定所述導(dǎo)頻符號的信道估計值。
10.如權(quán)利要求7所述的設(shè)備，其中，所述信道估計器配置成用于利用線性最小均方差MMSE技術(shù)來確定所述導(dǎo)頻符號的信道估計值。
11.如權(quán)利要求7所述的設(shè)備，其中，所述選擇器是二維低通濾波器。
12.如權(quán)利要求7所述的設(shè)備，其中，所述接收器包括一個或多個天線。
全文摘要
本申請涉及OFDM系統(tǒng)中的時間和頻率信道估計。在多個副載波頻率從多個天線傳送OFDM符號塊，包括已知的導(dǎo)頻符號和待由接收器確定的數(shù)據(jù)符號。在周期性副載波上以預(yù)定對稱導(dǎo)頻模式定期傳送導(dǎo)頻符號。為所接收的OFDM符號塊中的每個導(dǎo)頻符號確定導(dǎo)頻信道估計值。形成對應(yīng)于所接收的OFDM符號塊的N×M點矩陣。N是副載波的數(shù)量，且M是OFDM符號塊中OFDM符號的數(shù)量。計算N×M矩陣的二維傅立葉逆變換，以便在時域中形成信道估計值的多個副本。選擇其中一個副本，并計算所選擇的信道估計值的二維傅立葉變換，以便獲得OFDM塊中的每個點處的信道估計值。
文檔編號H04L27/26GK103152293SQ20131001978
公開日2013年6月12日 申請日期2006年5月17日 優(yōu)先權(quán)日2005年6月9日
發(fā)明者A.奧塞蘭, A.洛戈塞蒂斯 申請人:艾利森電話股份有限公司