專利名稱：通信系統(tǒng)的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及通過調制載頻來傳送數(shù)字信號的通信系統(tǒng)。
近年來，數(shù)字式通信系統(tǒng)在各種領域的應用正在不斷地進步。特別是數(shù)字圖象通信技術獲得了驚人的進展。
其中，數(shù)字電視的傳送方式最近越來越引人注目?，F(xiàn)在的數(shù)字TV通信系統(tǒng)不過是作為播放臺之間的中繼而使用的、把數(shù)字電視的傳送技術部分實用化了的設備。然而各國都在進行研究預定在不久的將來向地面廣播和衛(wèi)星廣播方面擴展應用。
為適應高消費者的要求，今后有必要提高HDTV廣播、PCM音樂廣播、信息廣播和FAX廣播等等廣播服務內容的質量和數(shù)量。這就要求在TV廣播所限定的頻帶內使信息量增大。在這個頻帶內能夠傳送的信息傳送量隨時代的技術極限而增加。因此，最理想的是能夠隨著時代的變化而變更接收系統(tǒng)，擴充信息傳送量。
然而從廣播的觀點看，通常性和長時期確保所有的視聽者的既得權利是重要的。開始新的廣播服務時，能用現(xiàn)有的接收機或者電視機享受服務是必要的條件。可以說，在過去和現(xiàn)在、以及現(xiàn)在和將來的新舊廣播服務之間，接收機或電視機的互換性、廣播的兼容性是最重要的。
今后推出的新的通信標準，例如數(shù)字電視廣播標準中，需要能與將來的社會要求和技術進步相對應的信息量的擴充性、和現(xiàn)有的接收設備間的互換性及兼容性。
這里，從擴充性和兼容性的觀點出發(fā)，闡述至今為止所提出的TV廣播的傳送方式。
首先，作為數(shù)字TV的衛(wèi)星廣播方式，提出了把NTSC-TV信號壓縮為大約6Mbps，用4值psk調制這個壓縮信號，用TDM方式實現(xiàn)多路化，使用1個脈沖轉發(fā)器傳送4-20個頻道NTSC的TV節(jié)目或者傳送1個頻道的HDTV的廣播方式。另外，作為HDTV的地面廣播方式，正在研究把1個頻道的HDTV圖象信號壓縮成約15Mbps的數(shù)據(jù)，再用16或者32QAM調制方式進行地面廣播的方式。
首先，在衛(wèi)星廣播方式中，現(xiàn)在所建議的廣播方式由于單純地用以往的傳送方式進行廣播，因而播放1個頻道的HDTV節(jié)目時使用了幾個頻道的NTSC的頻帶。因此，在HDTV節(jié)目的播放時間帶內不能接收、播放幾個頻道的NTSC節(jié)目?？梢哉f在NTSC和HDTV廣播之間接收機、電視機沒有互換性、兼容性。另外，還可以說完全沒有考慮到將來伴隨技術進步而成為必要的信息傳送量的擴充性。
其次，現(xiàn)在所研究的先有方式的HDTV的地面播放方式不過是把HDTV信號在先有的16QAM及32QAM的信號點等間隔上用固定的調制方式直接播放。播放現(xiàn)存的模擬信號時，在廣播服務范圍內也必然存在有樓房陰影、低洼地以及受到鄰近電視臺的干擾等接收狀態(tài)差的區(qū)域。在這樣的區(qū)域，現(xiàn)存的模擬廣播的圖象質量雖然劣化但還能再生圖象、收看TV節(jié)目。然而，用先有的數(shù)字TV播送方式，在這樣的區(qū)域就有完全不能再生圖象、完全不能收看TV節(jié)目。這包括數(shù)字TV廣播本質的課題，是數(shù)字TV廣播的普及所遇到的致命的問題。
本發(fā)明旨在解決上述先有的問題，特別是提供一種通信系統(tǒng)，該系統(tǒng)在衛(wèi)星廣播方面具有NTSC廣播和HDTV廣播的兼容性，在地面廣播方面使服務范圍內的不能接收區(qū)域大幅度減少。
為達到上述目的，本發(fā)明的通信系統(tǒng)是通過有意識地變更或者在時間上變化現(xiàn)有的等間隔的信號點的位置來傳送信號的。例如在應用于QAM時，本發(fā)明的通信系統(tǒng)具有2個結構部分，即由信號的輸入部、調制部和發(fā)送調制信號的發(fā)送部構成的進行數(shù)據(jù)發(fā)送的發(fā)送裝置和具有上述發(fā)送信號的輸入部、解調部和輸出部的接收裝置。上述調制部根據(jù)來自輸入部的輸入信號調制不同相位的多個載波并在信號矢量圖上產(chǎn)生m個值的信號點。上述解調部在矢量圖上解調單值信號點的QAM調制波。
根據(jù)這樣的構造，作為輸入信號，輸入具有n個值的數(shù)據(jù)的第1數(shù)據(jù)串和第2數(shù)據(jù)串;用發(fā)送裝置的調制器產(chǎn)生在矢量圖上具有m個值的信號點的變形m值QAM方式的調制波。把這m個值的信號點分割成n組信號點群，把這個信號點群分配給第1數(shù)據(jù)串的n個各數(shù)據(jù);把第2數(shù)據(jù)串的各個數(shù)據(jù)分配給這個信號點群中的m/n個信號點或者副信號點群;由發(fā)送裝置發(fā)出發(fā)送信號。根據(jù)情況，也可以發(fā)送第3數(shù)據(jù)串。
其次，在具有p(p＞m)個值的解調器的接收裝置中，接收上述發(fā)送信號，對信號間隔曲線圖上p個點的信號點，首先把p個點的信號點分割成n組信號點群，再解調第1數(shù)據(jù)串的信號，并進行再生。使p/n個值的第2數(shù)據(jù)串與該信號點群中的p/n個點的信號點對應，進行解調，從而解調出第1數(shù)據(jù)串和第2數(shù)據(jù)串，并進行再生。在p＝n的接收機中，再生n組的信號點群，使其分別對應于n個值，只解調第1數(shù)據(jù)串，并進行再生。
根據(jù)以上的操作，在接收來自發(fā)送裝置的同一信號時，具有大型天線和多值解調能力的接收機中能夠解調第1數(shù)據(jù)串和第2數(shù)據(jù)串。同時，具有小型天線和少值解調能力的接收機能夠接收第1數(shù)據(jù)串。這樣，便能構成具有兼容性的通信系統(tǒng)。通過把第1數(shù)據(jù)串分配到NTSC或HDTV的低頻成分等的低頻TV信號，把第2數(shù)據(jù)串分配到HDTV的高頻成分等的高頻TV信號，對于同一電波，便能用具有少值解調能力的接收機接收NTSC信號，用具有多值解調能力的接收機接收HDTV信號。由此使可進行具有NTSC和HDTV兼容性的數(shù)字式播放。
如以上那樣，本發(fā)明能得到具有兼容性和發(fā)展性的通信系統(tǒng)。該兼容性的效果即使對于僅具有n(n＜m)個值解調能力的接收機也可能把調制成最大的m個值的數(shù)據(jù)的多值調制波解調成n個值的數(shù)據(jù)。其作法是在由信號輸入部、調制部(該調制部根據(jù)來自上述輸入部的輸入信號調制不同相位的多個載波，在信號矢量圖上產(chǎn)生m個值的信號點)和發(fā)送調制信號的發(fā)送部構成的進行數(shù)據(jù)傳送的通信系統(tǒng)中，輸入n個值的第1數(shù)據(jù)串和第2數(shù)據(jù)串，把上述信號分割成n個信號點群，把該信號點群分配給第1數(shù)據(jù)串的各個數(shù)據(jù)，而把第2數(shù)據(jù)串的各數(shù)據(jù)分配給上述信號點群中的各信號點;由發(fā)送機發(fā)送信號，在具有該發(fā)送信號的輸入部、解調部(該解調部在信號間隔曲線圖上解調p個值的信號點的QAM調制波)和輸出部的接收裝置中，把上述信號點分割成n個值的信號點群，使其與各信號點群n個值的第1數(shù)據(jù)串相對應并解調，在信號點群中大約p/n值的信號點上解調p/n值的第2數(shù)據(jù)串的數(shù)據(jù)并進行再生，通過接收裝置傳送數(shù)據(jù)，例如利用發(fā)送機1的調制器4把n個值的第1數(shù)據(jù)串，第2數(shù)據(jù)串和第3數(shù)據(jù)串分割成信號點群并分配上數(shù)據(jù)，發(fā)送變形m個值的QAM調制信號，在第1接收機23中，利用解調器25解調n個值的第1數(shù)據(jù)串，在第2接收機33中解調第1數(shù)據(jù)串和第2數(shù)據(jù)串，在第3接收機43中解調第1數(shù)據(jù)串、第2數(shù)據(jù)串和第3數(shù)據(jù)串。進而，QAM方式的信號點中最靠近原點的信號點和I軸或Q軸的距離為f時，通過移動上述信號點使這個距離成為n＞1的nf，從而，能夠進行分級型的傳送。
在這個通信系統(tǒng)中，通過把NTSC信號作為第1數(shù)據(jù)串、把HDTV的差信號作為第2數(shù)據(jù)串而發(fā)送，在衛(wèi)星廣播中便具有了NTSC廣播和HDTV廣播的兼容性，從而能進行信息量擴充性高的數(shù)字廣播，在地面廣播中，具有顯著的擴大服務范圍和消除不能接收區(qū)域的效果。
下面接合


本發(fā)明。其中，圖1是本發(fā)明第1實施例的通信系統(tǒng)的系統(tǒng)總體結構圖。
圖2是本發(fā)明實施例1的發(fā)送機1的框圖。
圖3是本發(fā)明實施例1的發(fā)送信號的矢量圖。
圖4是本發(fā)明實施例1的發(fā)送信號的矢量圖。
圖5是本發(fā)明實施例1的對信號點的代碼分配圖。
圖6是本發(fā)明實施例1的對信號點群的編號圖。
圖7是本發(fā)明實施例1的對信號點群中信號點的編碼圖。
圖8是本發(fā)明實施例1的對信號點群和信號點的編碼圖。
圖9是本發(fā)明實施例1的發(fā)送信號的信號點群的閾值狀態(tài)圖。
圖10是本發(fā)明實施例1的變形16值QAM的矢量圖。
圖11是本發(fā)明實施例1的天線半徑r2和發(fā)送電功率比n的關系圖。
圖12是本發(fā)明實施例1的變形64值QAM信號點圖。
圖13是本發(fā)明實施例1的天線半徑r3和發(fā)送電功率比n的關系圖。
圖14是本發(fā)明實施例1的變形64值QAM的信號群和副信號群的矢量圖。
圖15是本發(fā)明實施例1的變形64值QAM的比率A1、A2的說明圖。
圖16是本發(fā)明實施例的天線半徑r2、r3和發(fā)送電功率比n16、n64的關系圖。
圖17是本發(fā)明實施例1的數(shù)字式發(fā)送機的框圖。
圖18是本發(fā)明實施例1的4psk調制的信號間隔圖。
圖19是本發(fā)明實施例1的第1接收機的框圖。
圖20是本發(fā)明實施例1的4psk調制的信號間隔圖。
圖21是本發(fā)明實施例1的第2接收機的框圖。
圖22是本發(fā)明實施例1的變形16值QAM的信號矢量圖。
圖23是本發(fā)明實施例1的變形64值QAM的信號矢量圖。
圖24是本發(fā)明實施例1的流程圖。
圖25(a)是本發(fā)明實施例1的8值QAM的信號矢量圖。
圖25(b)是本發(fā)明實施例1的16值的QAM的信號矢量圖。
圖26是本發(fā)明實施例1的第3接收機的框圖。
圖27是本發(fā)明實施例1的變形64值QAM的信號點圖。
圖28是本發(fā)明實施例1的流程圖。
圖29是本發(fā)明實施例3中通信系統(tǒng)的總體結構圖。
圖30是本發(fā)明實施例3的第1圖象編碼器框圖。
圖31是本發(fā)明實施例3的第1圖象譯碼器框圖。
圖32是本發(fā)明實施例3的第2圖象譯碼器框圖。
圖33是本發(fā)明實施例3的第3圖象譯碼器框圖。
圖34是本發(fā)明實施例3的D1、D2、D3信號的時間多路化的說明圖。
圖35是本發(fā)明實施例3的D1、D2、D3信號的時間多路化的說明圖。
圖36是本發(fā)明實施例3的D1、D2、D3信號的時間多路化的說明圖。
圖37是本發(fā)明實施例4中通信系統(tǒng)的系統(tǒng)總體結構圖。
圖38是本發(fā)明實施例3中變形16QAM的信號點矢量圖。
圖39是本發(fā)明實施例3中變形16QAM的信號點矢量圖。
圖40是本發(fā)明實施例3中變形64QAM的信號點矢量圖。
圖41是本發(fā)明實施例3的時間軸上的信號配置圖。
圖42是本發(fā)明實施例3的TDMA方式的時間軸上的信號配置圖。
圖44是本發(fā)明實施例3的載波再生的原理圖。
圖45是本發(fā)明實施例3的反調制方式的載波再生電路的框圖。
圖46是本發(fā)明實施例3的16QAM信號的信號點配置圖。
圖47是本發(fā)明實施例3的64QAM信號的信號點配置圖。
圖48是本發(fā)明實施例3的16倍增方式的載波再生電路的框圖。
圖49是本發(fā)明實施例3的Dv1、DH1、Dv2、DH2、Dv3、DH3信號的時間多路化說明圖。
圖50是本發(fā)明實施例3的Dv1、DH1、Dv2、DH2、Dv3、DH3信號的時間多路化說明圖。
圖51是本發(fā)明實施例3的Dv1、DH1、Dv2、DH2、Dv3、DH3信號的時間多路化說明圖。
圖52是本發(fā)明實施例4中先有方式的接收干擾區(qū)域圖。
圖53是本發(fā)明實施例4中分級型廣播方式的接收干擾區(qū)域圖。
圖54是本發(fā)明實施例4中先有方式的接收干擾區(qū)域圖。
圖55是本發(fā)明實施例4中分級型廣播方式的接收干擾區(qū)域圖。
圖56是本發(fā)明實施例4中數(shù)字式播放臺2個臺的接收干擾區(qū)域圖。
圖57是本發(fā)明實施例5中變形4ASK信號的信號點配置圖。
圖58是本發(fā)明實施例5中變形4ASK的信號點配置圖。
圖59(a)是本發(fā)明實施例5中變形4ASK的信號點配置圖。
圖59(b)是本發(fā)明實施例5中變形4ASK的信號點配置圖。
圖60是本發(fā)明實施例5中低C/N值時的變形4ASK信號的信號點配置圖。
圖61是本發(fā)明實施例5中發(fā)送機的框圖。
圖62(a)是本發(fā)明實施例5中ASK調制信號的頻率分布圖。
圖62(b)是本發(fā)明實施例5中ASK調制信號的頻率分布圖。
圖63是本發(fā)明實施例5中接收機的框圖。
圖64是本發(fā)明實施例5中圖象信號發(fā)送機的框圖。
圖65是本發(fā)明實施例5中TV接收機的總體框圖。
圖66是本發(fā)明實施例5中其它的TV接收機的框圖。
圖67是本發(fā)明實施例5中衛(wèi)星/地面TV接收機的框圖。
圖68是本發(fā)明實施例5中8值ASK信號的信號點配置圖。
圖69是本發(fā)明實施例5中圖象編碼器的另一個框圖。
圖70是本發(fā)明實施例5中分離電路內單個圖象編碼器的框圖。
圖71是本發(fā)明實施例5中圖象譯碼器的框圖。
圖72是本發(fā)明實施例5中合成器內單個圖象譯碼器的框圖。
圖73是基于本發(fā)明的實施例5的發(fā)送信號的時間配置圖。
圖74(a)是基于本發(fā)明的實施例5的圖象譯碼器的框圖。
圖74(b)是基于本發(fā)明的實施例5的發(fā)送信號的時間配置圖。
圖75是基于本發(fā)明的實施例5的發(fā)送信號的時間配置圖。
圖76是基于本發(fā)明的實施例5的發(fā)送信號的時間配置圖。
圖77是基于本發(fā)明的實施例5的發(fā)送信號的時間配置圖。
圖78是基于本發(fā)明的實施例6的圖象譯碼器的框圖。
圖79是基于本發(fā)明的實施例5的3重分級信號的時間配置圖。
圖80是基于本發(fā)明的實施例5的圖象譯碼器的框圖。
圖81是基于本發(fā)明的實施例的發(fā)送信號的時間配置圖。
圖82是基于本發(fā)明的實施例5的D1的圖象譯碼器的框圖。
圖83是基于本發(fā)明的實施例5的調頻信號的頻率-時間圖。
圖84是基于本發(fā)明的實施例5的磁記錄再生裝置的框圖。
圖85是基于本發(fā)明的實施例2的C/N和分級號碼的關系圖。
圖86是基于本發(fā)明的實施例2的傳送距離和C/N的關系圖。
圖87是基于本發(fā)明的實施例2的發(fā)送機的框圖。
圖88是基于本發(fā)明的實施例2的接收機的框圖。
圖89是基于本發(fā)明的實施例2的C/N-誤碼率的關系圖。
圖90是基于本發(fā)明的實施例5的3重分級的接收干擾區(qū)域圖。
圖91是基于本發(fā)明的實施例7的4重分級的接收干擾區(qū)域圖。
圖92是基于本發(fā)明的實施例7的分級傳送圖。
圖93是基于本發(fā)明的實施例7的分離回路的框圖。
圖94是基于本發(fā)明的實施例7的合成部的框圖。
圖95是基于本發(fā)明的實施例7的傳送分級結構圖。
圖96是先有方式的數(shù)字TV廣播的接收狀態(tài)圖。
圖97是基于本發(fā)明的實施例7的數(shù)字TV分級播放的接收狀態(tài)圖。
圖98是基于本發(fā)明的實施例7的傳送分級結構圖。
圖99是基于本發(fā)明的實施例3的16SRQAM的矢量圖。
圖100是基于本發(fā)明的實施例3的32SRQAM的矢量圖。
圖101是基于本發(fā)明的實施例3的C/N-誤碼率關系圖。
圖102是基于本發(fā)明的實施例3的C/N-誤碼率關系圖。
圖103是基于本發(fā)明的實施例3的位移量n和傳送時必要的C/N的關系圖。
圖104是基于本發(fā)明的實施例3的位移量n和傳送時必要的C/N的關系圖。
圖105是基于本發(fā)明的實施例3的地面廣播時發(fā)射天線到接收點的距離和信號電平的關系圖。
圖106是基于本發(fā)明的實施例3的32SRQAM的服務范圍圖。
圖107是基于本發(fā)明的實施例3的32SRQAM的服務范圍圖。
圖108是基于本發(fā)明的實施例3的TV信號頻率分布圖。
圖109是基于本發(fā)明的實施例3的TV信號時間配置圖。
圖110是基于本發(fā)明的實施例3的C-CDM的原理圖。
圖111是基于本發(fā)明的實施例3的符號分配圖。
圖112是基于本發(fā)明的實施例3的擴充36QAM時的符號分配圖。
圖113是基于本發(fā)明的實施例5的調制信號頻率配置圖。
圖114是基于本發(fā)明的實施例5的磁記錄再生裝置的框圖。
圖115是基于本發(fā)明的實施例8的攜帶電話的收發(fā)機的框圖。
圖116是基于本發(fā)明的實施例8的基地臺的框圖。
圖117是先有方式的通信容量和通信量的分布圖。
圖118是基于本發(fā)明的實施例8的通信容量和通信量的分布圖。
圖119(a)是先有方式的時間插入配置圖。
圖119(b)是基于本發(fā)明的實施例8的時間插入配置圖。
圖120(a)是先有方式的TDMA方式時間插入配置圖。
圖120(b)是基于本發(fā)明的實施例8的TDMA方式時間插入配置圖。
圖121是基于本發(fā)明的實施例8的1重分級收發(fā)機的框圖。
圖122是基于本發(fā)明的實施例8的2重分級的收發(fā)機的框圖。
圖123是基于本發(fā)明的實施例9的OFDM方式的收發(fā)機的框圖。
圖124是基于本發(fā)明的實施例9的OFDM方式的工作原理圖。
圖125(a)是先有方式的調制信號的頻率配置圖。
圖125(b)是基于本發(fā)明的實施例9的調制信號的頻率配置圖。
圖126(a)是基于本發(fā)明的實施例9的發(fā)送信號的頻率配置圖。
圖126(b)是基于本發(fā)明的實施例9的接收信號的頻率配置圖。
圖127是基于本發(fā)明的實施例9的收發(fā)機的框圖。
圖128是實施例5的格子結構編碼器的框圖。
圖129是實施例9的有效符號期間和保護期間的時間配置圖。
圖130是實施例9的C/N和誤碼率的關系圖。
圖131是實施例5的磁記錄再生裝置的框圖。
圖132是實施例5的磁帶上的磁道記錄格式和磁頭的走行圖。
圖133是實施例3的收發(fā)機的框圖。
圖134是先有實例的播放方式的頻率配置圖。
圖135是實施例3的使用3重分級的分級型通信方式時的服務范圍和圖象質量的關系圖。
圖136是實施例3的把分級通信方式和FDM組合在一起時的頻率配置圖。
圖137是實施例3中使用格子結構符號化時的收發(fā)機的框圖。
圖138是實施例9中用OFDM傳送部分低域信號時的收發(fā)機的框圖。
實施例1以下參照附圖，說明本發(fā)明的一個最佳實施例。
圖1示出了基于本發(fā)明的通信系統(tǒng)的系統(tǒng)總體圖。具體輸入部2、分離電路3、調制器4和發(fā)送部5的發(fā)送機1由分離電路3把多個多路化的輸入信號分離為第1數(shù)據(jù)串、D1、第2數(shù)據(jù)串、D2、第3數(shù)據(jù)串、D3，經(jīng)調制器4調制，由發(fā)送部5輸出調制信號，用天線6把這個調制信號經(jīng)信道7傳送到人造衛(wèi)星10。在人造衛(wèi)星10中用天線11接收這個信號，經(jīng)中繼器12放大，由天線13再向地球發(fā)送。
發(fā)送電波經(jīng)傳送通路21、31、41傳送入第1接收機23、第2接收機33，和第3接收機43。首先，在第1接收機23中通過天線22由輸入部24輸入，由解調器25僅解調出第1數(shù)據(jù)串，由輸出部26輸出。這時不具備解調第2數(shù)據(jù)串，和第3數(shù)據(jù)串的能力。
在第2接收機33中，通過天線32由輸入部34輸入的信號，經(jīng)解調器35解調出第2數(shù)據(jù)串和第3數(shù)據(jù)串，由合成器37合成為1個數(shù)據(jù)串經(jīng)輸出部36輸出。
在第3接收機43中，通過天線42由輸入部44輸入的信號，經(jīng)解調器45解調出第1數(shù)據(jù)串、第2數(shù)據(jù)串，和第3數(shù)據(jù)串等3個數(shù)據(jù)串，再用合成器47組成一個數(shù)據(jù)群，經(jīng)輸出部46輸出。
如上那樣，即使接收到來自同一個發(fā)送機1的相同的頻帶的電波，由于上述3個接收機解調器性能的差異能夠接收的信息量也就不相同。由于這個特長，所以，能用一個頻帶對性能不同的接收機同時傳送與其性能相對應的兼容性的3組信息。例如，傳送同一節(jié)目的NTSC、HDTV和高分辨率型HDTV的3組數(shù)字TV信號時，把超外差HDTV信號分離為低頻成分、高頻差頻成分、超高頻差頻成分，若使它們分別與第1數(shù)據(jù)串、第2數(shù)據(jù)串，和第3數(shù)據(jù)串對應，則用1個頻道的頻帶就能夠同時傳送具有兼容性的中等分辨率、高分辨率、超高分辨率的3種數(shù)字TV信號。
這時，使用小型天線的少值解調接收機能夠接收NTSC-TV信號，使用中型天線的中值解調接收機能夠接收HDTV信號，使用大型天線的多值接收機能夠接收超高分辨率型的HDTV信號。進一步說明圖1，進行NTSC的數(shù)字TV播放的數(shù)字式發(fā)送機51由輸入部52僅輸入和第1數(shù)據(jù)群相同的數(shù)據(jù)，用調制制器54調制，通過發(fā)送機55和天線56經(jīng)信道57向衛(wèi)星10傳送，然后，再經(jīng)信道58向地球發(fā)送。
在第1接收機23中，用解調器244把來自數(shù)字式發(fā)送機1的接收信號解調為與第1數(shù)據(jù)串相當?shù)臄?shù)據(jù)。同樣，第2接收機33和第3接收機43中也解調成和第1數(shù)據(jù)串內容相同的數(shù)據(jù)。即，3個接收機都能夠接收數(shù)字式普通TV廣播等的數(shù)字式播放信號。
下面說明各個部分。
圖2是發(fā)送機1的框圖。
輸入信號由輸入部2輸入，由分離電路3分離成第1數(shù)據(jù)串信號、第2數(shù)據(jù)串信號和第3數(shù)據(jù)串信號3個數(shù)字信號。
例如輸入圖象信號時，可以考慮把圖象信號的低頻成分分配給第1數(shù)據(jù)串信號，把圖象信號的高頻成分分配給第2數(shù)據(jù)串信號，把圖象信號的超高頻成分分配給第3數(shù)據(jù)串信號。分離開的3個信號輸入調制器4內部的調制輸入部61。在這里，有根據(jù)外部信號調制或變更信號點的位置的信號點位置調制/變更回路67，根據(jù)外部信號調制或變更信號點的位置。在調制器4中分別對相互正交的2個載波進行幅度調制，得到多值的QAM信號。從調制輸入部61輸出的信號傳送給第1AM調制器62和第2AM調制器63。Cos(2πfct)的載波發(fā)生器64輸出的載波之一由第1AM調制器62進行AM調制后傳送給合成器65，另一個載波傳送給π/2移相器66，并移相90°，以Sin(2πfct)的狀態(tài)傳送給第2AM調制器63，接受多值幅度調制后，在合成器65中和第1調制波合成，由發(fā)送部分5作為發(fā)送信號輸出。由于以往普遍實施的就是這種方式，故省略詳細動作的說明。
下面用圖3的16值一般QAM信號的間隔圖的第1象限說明實施例的動作。在調制器4中產(chǎn)生的全部信號可以用相互正交的2個載波ACos2πfct的矢量81和BSin(2πfct)的矢量82的合成矢量表示。把超始于0點的合成矢量的頂端定義為信號點，對于16值QAM的情況，利用a1、a2、a3、a44值的振幅值和b1、b2、b3、b4值的振幅值的組合，可以設定16個信號點。圖3的第1象限中存在信號點83的C11、信號點84的C12、信號點85的C22和信號點86的C214個信號。
C11是矢量oa1和矢量ob1的合成矢量，C11＝a1cos2πfct-b2sin2πfct＝Acos(2πfct+dπ/2)。
這里，圖3的正交座標系上o-a1、a1-a2、o-b1、b1-b2間的距離如圖示分別定義為A1、A2、B1、B2。
如圖4的全部矢量圖所示，存在總計16個信號點。由此，通過把各個點與4比特的信息相對應，則在1個周期，即1個時間段內能傳送4比特的信息。
圖5示出了用二進制表示各點時其一般的分配例。
當然，各信號點間的距離越拉開，接收機就越容易區(qū)別。因此，一般盡可能把各信號點間的距離分離開配置。如果使特定的信號點間的距離相互接近時，接收機就難于對該2點間進行識別，誤碼率就要惡化。因此，一般希望像圖5那樣做等間隔配置。因此，對于16QAM的情況，一般進行A1＝A2/2的信號點配置。
本發(fā)明的發(fā)送機1首先把數(shù)據(jù)分割為第1數(shù)據(jù)串和第2數(shù)據(jù)串，依具體情況，有時也分割為第3數(shù)據(jù)串。而且如圖6所示的那樣，把16個信號點或信號點群分割為4個信號點群，并且，把第1數(shù)據(jù)串的4個數(shù)據(jù)分配給各個信號點群。即第1數(shù)據(jù)串為11時，發(fā)送第1數(shù)據(jù)象限的第1信號點群91的4個信號點中的任一個，第1數(shù)據(jù)為01.00.10時分別從第2象限的第2信號點群92、第3象限的第3信號點群93和第4象限的第4信號點群94中根據(jù)第2數(shù)據(jù)串的值選擇各自的4個信號點中的一個信號點發(fā)送。其次，對于16QAM的情況，把第2數(shù)據(jù)串的2比特、4值數(shù)據(jù)分配給91、92、93、94各分割信號點群中的4個信號點或副信號點群，對于64QAM的情況把4比特16值數(shù)據(jù)，分配給91、92、93、94各分割信號點群中的4個信號點或副信號點群(如圖7所示)。不論哪個象限都為對稱配置。對信號點91、92、93、94的分配由第1數(shù)據(jù)群的2比特數(shù)據(jù)優(yōu)先決定。這樣，便能完全獨立地發(fā)送第1數(shù)據(jù)串的2比特和第2數(shù)據(jù)串的2比特。而且，只要接收機的天線靈敏度大于一定值，用4psk接收機也能夠解調第1數(shù)據(jù)串。如果天線有更高的靈敏度，本發(fā)明的變形16QAM接收機就能夠解調第1數(shù)據(jù)串和第2數(shù)據(jù)串。
這里，在圖8示出了第1數(shù)據(jù)串的2比特和第2數(shù)據(jù)中的2比特的分配例。
這時，把HDTV信號分為低頻成分和高頻成分，把低頻圖象信號分配給第1數(shù)據(jù)串，把高頻圖象信號分配給第2數(shù)據(jù)串，由此，4psk的接收系統(tǒng)能夠再生第1數(shù)據(jù)串的相當于NTSC的圖象，16QAM或64QAM的接收系統(tǒng)能再生第1數(shù)據(jù)串和第2數(shù)據(jù)串，把這些相加就能夠得到HDTV的圖象。
只是，像圖9那樣把信號點間的距離取相等距離時，從4psk接收來看，與第1象限上斜線所示部分間有一個極限距離。設極限距離為AT0，如果僅發(fā)送4psk，AT0的振幅是可以的。然而，若要維持AT0而發(fā)送16QAM的話，就需要3倍AT0的振幅。即，與發(fā)送4psk時相比，需要9倍的能量。即使不考慮別的，用16QAM模式發(fā)送4psk信號，電功率利用率也是很低的。另外，載波的再生也很困難。衛(wèi)星傳送時所能夠使用的電功率受到制約。這種電功率利用率低的系統(tǒng)，在增大衛(wèi)星的發(fā)送電功率之前，是不現(xiàn)實的?？梢灶A測，將來開始數(shù)字TV播放時，4psk接收機會大量上市。一旦普及后，由于產(chǎn)生接收機兼容性的問題，可以說再來提高這些接收機的接收靈敏度是不可能的。因而不能減少4psk模式的發(fā)送電功率。為此，想以16QAM模式發(fā)送模擬4psk的信號點時，應減小發(fā)送電功率，使之小于以往的16QAM。否則，就不能以有限的衛(wèi)星的電功率進行發(fā)送。
本發(fā)明的特征在于通過像圖10那樣把標號為91、94的4個分割信號群的距離拉開，能夠降低模擬4psk型16QAM調制的發(fā)送電功率。
這里，為弄清楚接收靈敏度和發(fā)送輸出的關系，再返回到圖1介紹數(shù)字式發(fā)送機51和第1接收機23的接收方式。
首先，數(shù)字式發(fā)送機51和第1接收機23是一般的通信系統(tǒng)，用來進行包括數(shù)據(jù)傳送或播放的圖象傳送。如圖17所示的那樣，數(shù)字式發(fā)送機51為4psk發(fā)送機，是從圖2中所說明的多值QAM發(fā)送機1中去掉了AM調制功能的發(fā)送機。輸入信號通過輸入部52輸入到調制器54中。在調制器54中，利用調制輸入部121把輸入信號分為2個信號，分別傳送入將基準載波進行相位調制的第1-2相相位調制電路122和調制與基準載波相位差90°的載波的第2-2相相位調制電路123。這些相位調制波在合成器65中合成，經(jīng)發(fā)送部55發(fā)送。
此時的調制信號間隔圖如圖18所示。
設定4個信號點，為提高電功率利用率，一般把信號點間的距離設為等間隔。作為一例，圖中示出了分別把信號點125、126、127、128定義為(11)、(01)、(00)、(10)的情形。這時，4psk的第1接收機23為接收到滿意的數(shù)據(jù)，要求數(shù)字式發(fā)送機51的輸出大于一定的振幅值。以圖18說明。為了用第1接收機23以4psk接收數(shù)字式發(fā)送機51的信號，把最低要求的發(fā)送信號的最低振幅值即o-a1間的距離定義為AT0時，只要以高于發(fā)送界限的最低振幅值AT0發(fā)送，第1接收機23就能接收。
下面，介紹第1接收機23。第1接收機23通過衛(wèi)星10的中繼器12用小型天線22接收發(fā)送機1的發(fā)送信號或數(shù)字式發(fā)送機51的4psk發(fā)送信號，由解調器24把接收的信號視為4psk信號進行解調。第1接收機23本來是按接收數(shù)字式發(fā)送機61的4psk或2psk信號以及接收數(shù)字TV廣播或數(shù)據(jù)發(fā)送等信號而設計的。
圖19是第1接收機的結構框圖。用天線22接收來自衛(wèi)星10的電波。這個信號經(jīng)輸入部24輸入后，由載波再生電路131和π/2移相器132再生出載波和正交載波，分別由第1相位檢測電路133和第2相位檢測電路134各自獨立地檢波相互正交的成分，由定時波抽取電路135各自獨立地識別每個時間段。經(jīng)第1識別再生電路136和第2識別再生電路137，2個獨立的解調信號由第1數(shù)據(jù)串再生部232解調成第1數(shù)據(jù)串，經(jīng)輸出部26輸出。
下面，用圖20的矢量圖說明接收信號。第1接收機23根據(jù)數(shù)字式發(fā)送機51的4psk發(fā)送電波接收到的信號，如果是沒有傳送畸變或完全無噪聲的理想條件，能夠代表為圖20的151-154的4個信號點。
然而，實際上受通信信道中的噪聲及傳送系統(tǒng)的振幅畸變及相位畸變的影響，所接收到的信號分布在信號點周圍一定的范圍內。偏離該信號點時因不能判斷為相鄰的信號點而誤碼率逐漸增加，當超過某個設定范圍時，就不能復原數(shù)據(jù)。為了在最惡劣的條件下也能在所設定的誤碼率以內進行解調，最好采用相鄰信號間的距離。把這個距離定義為2AR0。如果把系統(tǒng)設定得使4psk的極限接收輸入的信號點151進入到圖20的｜0-aR1｜≥AR0、｜0-bR1｜≥AR0的斜線所示的第1辨別區(qū)155中，則后者就既能再生載波又能解調。設天線22設定的最小半徑值為r0，則只要使發(fā)送輸出達到某一定值之上，就能夠用全部系統(tǒng)接收。圖18中發(fā)送信號的振幅設定為第1接收機23的4pks最低接收振幅值，即AR0。把這個發(fā)送最低振幅值定義為AR0。由此，如果天線22的半徑大于r0，則即使是最惡劣的接收條件，第1接收機23也能解調數(shù)字式發(fā)送機51的信號。在接收本發(fā)明的變形16QAM、64QAM時，第1接收機23難于再生載波。為此，只要發(fā)送機1像圖25(a)那樣把8個信號點配置到(π/4+nπ/2)角度的位置進行發(fā)送，利用4倍增方式就能再生載波。另外，如果像圖25(b)那樣，把16個信號點配置到nπ/8的角度的延長線上，在載波再生電路131中采用16倍增方式的載波再生方式，使信號點退縮，便能很容易地再生模擬4psk型16QAM調制信號的載波。這時，可以按A1/(A1+A2)＝tan(π/8)設定發(fā)送機1的信號點進行發(fā)送。下面，考慮接收QPSK信號的情形。如圖2發(fā)送機的信號點位置調制/變更電路67那樣，信號點位置也可以與圖18的QPSK信號的信號點位置重疊進行AM等的調制。這時，第1接收機23的信號點位置解調部138把信號點的位置調制信號或位置變更信號進行PM、AM等的解調，并且從發(fā)送信號輸出第1數(shù)據(jù)串和解調信號。
下面，再返回發(fā)送機1，用圖9的矢量說明發(fā)送機1的16psk發(fā)送信號。像圖9那樣，使信號點83的水平矢量方向的振幅A1大于圖18的數(shù)字式發(fā)送機51的4psk最低發(fā)送輸出AT0。于是，圖9第1象限的信號點83、84、85、86的信號就進入到斜線所示的第14psk可能接收領域87中。第1接收機23接收這些信號時，這4個信號點就進入到圖20接收矢量圖的第1辨別區(qū)域。因此，第1接收機23無論接收到圖9的信號點83、84、85、86中的哪一個都判斷為圖20的信號點151，在該時間段解調(11)的數(shù)據(jù)。如圖8所示那樣這個數(shù)據(jù)是發(fā)送機1的第1分割信號點群91的(11)，即第1數(shù)據(jù)串的(11)。第2、3、4象限的情況也一樣，解調為第1數(shù)據(jù)串。即第1接收機23從16QAM或32QAM或64QAM的發(fā)送機1的調制信號的多個數(shù)據(jù)串中只解調第1數(shù)據(jù)串的2比特數(shù)據(jù)。這時，由于第2數(shù)據(jù)串和第3數(shù)據(jù)串的信號全部包含在第1-第4分割信號點群中，故對第1數(shù)據(jù)串的信號解調不產(chǎn)生影響。但是，因為對載波的再生有影響，所以，應采取后面所述的對策。
如果衛(wèi)星中繼器的輸出方面沒有限制，則用圖9所示的以往的信號點等距離方式，一般能夠用16-64QAM實現(xiàn)。但是，如前述那樣，和地面?zhèn)魉筒煌?，在衛(wèi)星傳送中如果增加衛(wèi)星的重量，就要大大增加衛(wèi)星的成本。因此，發(fā)送功率受主機中繼器的輸出極限和太陽能電池電功率的極限制約。只要還未能通過技術革新使火箭的發(fā)射成本減低，這種狀態(tài)就會繼續(xù)。發(fā)送功率對于通信衛(wèi)星為20W，對于廣播衛(wèi)星則約為100W-200W。因而，像圖9那樣用信號點等距離方式的16QAM傳送4psk時，16QAM的振幅為2A1＝A2，所以需要3AT0，用電功率表示，就成為9倍。為使其具有兼容性，就需要4psk的9倍的電功率。而且，如果要使4psk的第1接收機也能用小型天線進行接收，則用現(xiàn)在所計劃的衛(wèi)星難于得到這樣的輸出功率。例如，使用40W的系統(tǒng)，需要360W，這在經(jīng)濟上是不能實現(xiàn)的。
這里，仔細考慮一下可知，在全部接收機具有相同尺寸的天線時，如果是相同的發(fā)送電力，等距離信號點方式確實對外服務效率較好。然而若考慮與不同尺寸天線的接收機群相組合的系統(tǒng)，則可構成新的傳送方式。
具體說明這個方式，就是要用簡單低成本的應用小型天線的接收系統(tǒng)來接收4psk，增加接收者的數(shù)量。其次，用高性能高成本的應用中型天線的多值解調接收系統(tǒng)接收16QAM信號，進行與投資的HDTV等高附加價值的服務，只要限定以特定的接收者為對象，就可以使系統(tǒng)成立。這樣做，僅增加若干發(fā)送輸出功率便可根據(jù)情況分級地發(fā)送4psk、16QAM和64QAM。
例如，像圖10那樣，通過取信號點間隔使A1＝A2，便能降低整個發(fā)送輸出功率。這時，發(fā)送4psk平方根?？傉穹鵄(16)可以用矢量86表示，成為(A1+A2)2+(B1+B2)2的平方根。
｜A(4)｜2＝A21+B21＝A2T0+A2T0＝2A2T0｜A(16)｜2＝(A1+A2)2+(B1+B2)2＝4A2T0+4A2T0＝8A2T0｜A(16)｜/｜A(4)｜＝2即，可用發(fā)送4psk時的2倍振幅、4倍的發(fā)送能量進行發(fā)送。用等距離信號傳送的一般的接收機，不能解調變形16值QAM，但是，通過預先設定A1和A2的兩個閾值，可以用第2接收機33進行接收。圖10的情況是第1分割信號點群91中的信號點的最短距離是A1，與4psk的信號點間距2A1之比為A2/2A1。由A1＝A2，則成為1/2的信號點間距離，要得到相同的誤碼率，就需要2倍的振幅接收靈敏度，用能量表示，就是需要4倍的接收靈敏度。為得到4倍的接收靈敏度，可以使第2接收機33的天線32的半徑r2為第1接收機23的天線22的半徑r1的2倍，即r2＝2r1。例如，如果第1接收機23的天線的直徑為30cm，則可使第2接收機33的天線的直徑為60cm。由此，經(jīng)第2數(shù)據(jù)串的解調，只要把其分配給HDTV的高頻成分，就能用同一個頻道進行HDTV等新的服務。因為服務內容增加了所以接收者就能夠得到與天線和接收機的投資相符合的服務。因而，即使第2接收機33的成本高也是可以的。這里，對于4psk模式的接收，決定最低發(fā)送電功率，為此，可以根據(jù)圖10的A1和A2的比率決定對4psk的發(fā)送電功率的變形16APSK的發(fā)送電功率比n16和第2接收機33的天線半徑r2。
為獲得最優(yōu)化設計而進行計算，4psk最低的必要的發(fā)送能量是｛(A1+A2)/A1｝2倍，把這個定義為n16，則用變形16值QAM接收時信號點間距是A2，用4psk接收時信號點間距是2A1，信號點間距的比率是A2/2A1，所以，設接收天線的半徑為r2則得圖11所示的關系。曲線101表示發(fā)送能量倍率n16和第2接收機23的天線22的半徑r2之間的關系。
點102是發(fā)送等距離信號點時的16QAM時，如前所述，需要9倍的發(fā)送能量，不實用。從圖11可知，即使把n16增加5倍以上，也不能使第2接收機23的天線半徑r2過于減小。
對于衛(wèi)星的情況，發(fā)送電功率是限定的，不能取一定值以上。由此可知，顯然希望n16在5倍以下。用圖11的區(qū)域103的斜線表示這個區(qū)域。例如，如果在這個區(qū)域內，則例如點104就是發(fā)送能量的4倍，于是第2接收機33的天線半徑r2成為2倍。另外，點105是發(fā)送能量的2倍，則r2就約為5倍。這些都處在可實用化的范圍。
如果用A1和A2表示n16小于5，則有n16＝((A1+A2)/A1)2≤5A2≤1.23A1從圖10可知，設分割信號點群間的距離為A(4)，最大振幅為A(16)，則A(4)和A(16)-A(4)與A1和A2成正比，因此，可以?。鸄(16)｝2≤5｛A(14)｝2其次，示出使用變形64APSK調制的例子。第3接收機43能夠解調64值QAM。
圖12的矢量圖是把圖10的矢量圖的分割信號點群從4值增加到16值的情況。圖12的第1分割信號點群91中，以信號點170為起點，4×4＝16值的信號點按等間隔配置。這時，為使其具有與4psk的兼容性，必須設定發(fā)送振幅A1≥AT0。設第3接收機43的天線半徑為r3，按同樣的方法求定義為發(fā)送、輸出信號n64時的r3值，可得r23＝｛62/(n-1)｝r2圖13是64值QAM的半徑r3與輸出倍數(shù)n的關系曲線圖。
然而，使用圖12那樣的配置，用第2接收機接收時，僅能解調4psk的2比特，所以，為使第1、第2、第3接收機的兼容性成立，就希望使第2接收機33具有從變形64值QAM調制波解調變形16值QAM的功能。
像圖14那樣，通過進行3分級信號點的組合，就能使3個接收機的兼容性成立。僅在第1象限進行說明，對第1分割信號群91分配第1數(shù)據(jù)串的2比特的(11)的情況進行說明。
其次，把第2數(shù)據(jù)串的2比特(11)分配給第1副分割信號點群181。把(01)、(00)、(10)分別分配給第2副分割信號點群182、第3副分割信號點群183和第4副分割信號點群184。這和圖7等價。
用圖15的第1象限矢量圖詳細說明第3數(shù)據(jù)串的信號點配置。例如，設信號點201、205、209、213為(11)、信號點202、206、210、214為(01)、信號點203、207、211、215為(00)、信號點204、208、212、216為(10)，則使第3數(shù)據(jù)串的2比特的數(shù)據(jù)與第1、第2數(shù)據(jù)串獨立，從而能夠獨立地傳送3重分級的2比特數(shù)據(jù)。
作為本發(fā)明的特征，不僅僅發(fā)送6比特的數(shù)據(jù)，而是用3個性能水平各異的接收機可以傳送2比特、4比特、6比特的不同傳送量的數(shù)據(jù)，并且能夠使3個分級傳送之間具有兼容性。
下面，說明為使接收機具有3分級傳送時的兼容性所需要的信號點的配置方法。
如圖15那樣，為了使用第1接收機23接收第1數(shù)據(jù)串的數(shù)據(jù)，應使A1≥AT0，這已在前面說明過了。
其次，必須確保信號點間距以便能區(qū)別第2數(shù)串的信號點，例如能把圖10的信號點91和圖15的副分割信號點群的182、183、184信號點加以區(qū)別。
圖15中示出了分離開2/3A2的情況。這時，第1副分割信號點群181內的信號點201、202的信號點間距為A2/6。計算用第3接收機43接收時必要的接收能量。這時，設天線32半徑為r3，定義需要的發(fā)送能量為4psk發(fā)送能量的n64倍，則r23＝(12r1)2/(n-1)這個曲線用圖16的曲線221表示。從曲線圖可知，例如點222、223的情況，如果能得到6倍于4psk發(fā)送能量的發(fā)送能量，則用8倍半徑的天線就能解調第1、第2、第3數(shù)據(jù)串;若是9倍的發(fā)送能量，則用6倍的天線就能夠解調第1、第2、第3數(shù)據(jù)串。這時，由于第2數(shù)據(jù)串的信號點間距接近2/3A2，故r22＝(3r1)2/(n-1)像曲線223那樣，需要將第2接收機33的天線32加大若干尺寸。
這個方法能夠在現(xiàn)階段衛(wèi)星的發(fā)送能量較小期間傳送第1數(shù)據(jù)串和第2數(shù)據(jù)串，而在衛(wèi)星的發(fā)送能量大幅度增加的將來，既不影響第1接收機23和第2接收機33的接收數(shù)據(jù)，又不用進行改造，就能夠傳送第3數(shù)據(jù)串，在兼容性和發(fā)展性兩方面獲得巨大效果。
為說明接收狀態(tài)，首先從第2接收機33開始說明。前述的第1接收機23設定為用原來半徑為r1的小天線能夠解調數(shù)字式發(fā)送機51的4psk調制信號及發(fā)送機1的第1數(shù)據(jù)串，與此相反，用第2接收機33能夠完全解調發(fā)送機1的圖10所示的16值信號點即第2數(shù)據(jù)串的16QAM的2比特信號。和第1數(shù)據(jù)串組合后，能夠解調4比特的信號。這時，A1，A2的比率隨發(fā)送機而異。用圖21的解調控制部231設定這個數(shù)據(jù)，向解調電路發(fā)送閾值。由此能進行AM解調。
圖21的第2接收機33的框圖和圖19的第1接收機23的框圖在結構上基本相同，不同點在于天線32的半徑r2比天線22更大。所以，能夠辨別信號點間距更短的信號。其次，在解調器35內部具有解調控制部231、第1數(shù)據(jù)串再生部232和第2數(shù)據(jù)串再生部233。第1識別再生電路136為解調變形16QAM，而具有AM解調功能。這時，各載波具有4個值，并且具有零電平和±各2個值的閾值。本發(fā)明的情況是變形16QAM信號，故像圖22的信號矢量圖那樣，閾值隨發(fā)送機的發(fā)送輸出而異。因此，如果把TH16作為標準化的臨界，則由圖22可知。
TH16＝(A1+A2/2)/(A1+A2)這個A1、A2或TH16以及多值調制值m的解調信息包括在第1數(shù)據(jù)串中由發(fā)送機1發(fā)送。另外，也可以采用解調控制部231對接收信號進行統(tǒng)計處理、求解調信息的方法。
下面，利用圖26說明決定移動系數(shù)A1/A2的比率的方法。改變A1/A2，就會改變閾值。隨著接收機一側所設定的A1/A2偏離發(fā)送機一側把設定的A1/A2的值，誤差增加。通過把來自圖26的第2數(shù)據(jù)串再生部233的解調信號反饋給解調控制電路231，把移動系數(shù)A1/A2向誤碼率減少的方向進行控制，即使第3接收機43不解調移動系數(shù)A-1/A2也無妨，所以電路簡單。另外，發(fā)送機不必發(fā)送A1/A2，故能增加傳送容量。這個方法可以用于第2接收機33。
解調控制回路231具有存儲器231a。存儲每個TV廣播頻道不同的閾值，即移動比、信號點數(shù)和同步規(guī)則，當再次接收該頻道時，通過讀出這些數(shù)值，就能迅速而穩(wěn)定地接收。
這個解調信息不明確時，就難于解調第2數(shù)據(jù)串。以下，用圖24的流程圖進行說明。
即使得不到解調信息時，也能進行步驟313的4psk的解調及步驟301的第1數(shù)據(jù)串的解調。因此，在步驟302，把在第1數(shù)據(jù)串再生部232得到的解調信息傳送給解調控制部231。在步驟303，如果m是4或2，解調控制部231就進行步驟313的4psk或2psk的解調。如果不是，則在步驟304，m為8或16時轉到步驟305。否則就轉向步驟310。在步驟305，進行TH8和TH16的運算。在步驟306，解調控制231把AM解調的閾值TH16傳送給第1識別再生電路136和第23識別再生電路137，在步驟307和315，進行16QAM的解調和第2數(shù)據(jù)串的再生。在步驟308，檢查誤碼率，誤碼率惡化時，返回到步驟313，進行4psk的解調。
還有，這時圖22的信號點85、83位于cos(ωt+nπ/2)的角度上，而信號點84、86不在這個角度上。因此，設定為由圖21的第2數(shù)據(jù)串再生部233向載波再生電路131傳送第2數(shù)據(jù)串的載波傳送信息，而不從信號點84、86的定時信號抽取載波。
考慮到不能解調第2數(shù)據(jù)串的情況，發(fā)送機1利用第1數(shù)據(jù)串間歇式地發(fā)送載波定時信號。根據(jù)這個信號，即使不能解調第2數(shù)據(jù)串也可以僅由第1數(shù)據(jù)串知道信號點83、85。因此，通過把載波發(fā)送信息傳送給載波再生電路131就能夠再生載波。
其次，利用發(fā)送機1發(fā)送圖23所示的變形64QAM信號時，返回到圖24的流程，則在步驟304，判斷m是否為16，在步驟310檢查m是否小于64，在步驟311，不是等距信號點方式時便進入步驟312。下面，求64QAM時的信號點間距TH64，得TH64＝(A1+A2/2)/(A1+A2)
和TH16相同。但是，信號間距變小了。
設位于第1副分割信號群181中的信號點間距為A3，則第1副分割信號群181和第2副分割信號群182的距離是(A2-2A3)，若把它基準化，則為(A2-2A3)/(A1+A2)。把它定義為d64，則d64低于第2接收機33的辨別能力T2時，就不能辨別。這時，在步驟313進行判斷，若d64在允許范圍內時，轉向步驟305，進行步驟307和16QAM的解調。在步驟308，誤碼率大，則進入步驟313的4psk模式。
這時，如果發(fā)送機1發(fā)送圖25(a)所示的信號點的變形8QAM信號，則由于所有的信號點都在cos(2πf+nπ/4)的角度上，所以，利用4倍增電路，所有的載波都退縮到相同的相位，從而，可以簡單地再生載波。這時，即使使用特別考慮的4psk接收機也能解調第1數(shù)據(jù)串的比特信號，用第2接收機33能夠再生第2數(shù)據(jù)串的1比特信號，合計能夠再生3比特的信號。
下面，說明第3接收機43。圖26是第3接收機43的框圖。和圖21的第2接收機33的結構基本上相同。不同點在于增加了第3數(shù)據(jù)串再生部234及在識別再生電路中具有8值的識別能力。由于天線42的半徑r3比r2更大，所以，信號點間距更近的信號，例如32值QAM和64值QAM也能夠解調。因此，為了解調64值QAM，第1識別再生電路136對于檢波信號需要辨別8值的電平。這時，存在7個閾值電平。其中1個是0。所以，在1個象限內存在3個閾值。
像圖27的信號間隔圖所示的那樣，在第1象限存在3個閾值。
如圖27，存在3個歸一化閾值TH164、TH264和TH 364，可以表示為TH164＝(A1+A3/2)/(A1+A2)TH264＝(A1+A2/2)/(A1+A2)TH364＝(A1+A2-A3/2)/(A1+A2)利用這個閾值，通過AM解調相位檢波后的接收信號，與圖21中說明的第1數(shù)據(jù)串和第2數(shù)據(jù)串一樣，可以解調第3數(shù)據(jù)串的數(shù)據(jù)。如圖23所示，第3數(shù)據(jù)串通過例如第1副分割信號群181中的4個信號點201、202、203、204的辨別，就可以取定4個值即2比特。這樣，就能進行6比特即變形64值QAM的解調。
這時，解調控制部231利用包含在第1數(shù)據(jù)串再生部232的第1數(shù)據(jù)串中的解調信息，可以知道m(xù)、A1、A2、A3的值，所以，計算其閾值TH164、TH264和TH364后并傳送第1識別再生電路136和第2識別再生電路137，就能確實地進行變形64QAM的解調。這時，由于在解調信息中加入了擾頻，所以，還能夠做到只有被允許的接收者才能解調64QAM。圖28示出了變形64QAM的解調控制部231的流程圖。下面，僅說明和圖24的16值QAM流程不同的點。從圖28的步驟304到步驟302，若m＝32，則解調步驟322的32值QAM。否則，就在步驟321判斷是否m＝64，在步驟323，若A3低于設定值，就不能再生，所以返回步驟305，成為和圖24相同的流程，進行變形16QAM的解調?，F(xiàn)在，再返回到步驟323，若A3在設定值以上，就在步驟324進行閾值的計算，在步驟325向第1、第2識別再生電路傳送3個閾值，在步驟326進行變形64QAM的再生，在步驟327進行第1、第2、第3數(shù)據(jù)串的再生，在步驟328，如果誤碼率大，則轉向步驟305進行16QAM的解調，如果誤碼率小就繼續(xù)644QAM的解調。
下面，說明解調時重要的載波再生方式。本發(fā)明在用4psk接收機使變形16QAM和變形64QAM的第1數(shù)據(jù)串再生方面有一個特征。這時，用通常的4psk接收時，再生載波困難，不能正常解調。為防止這一點，必須在發(fā)送機一側和接收機一側采取一些對策。
本發(fā)明的方法有2種方式。第1個方式是按一定的規(guī)則間歇式地發(fā)送(2n-1)π/4角度上的信號點。第2個方式是在nπ/8的角度上配置并發(fā)送大約全部的信號點。
第1個方法如圖38所示，發(fā)送在4個角度，即π/4、3π/4、5π/4、7π/4的角度上的信號點，例如信號點83、85的信號時，按一定的規(guī)則設定間歇式發(fā)送的同步時間段452、452a、452b、452c，這些時間段在圖38發(fā)送信號時序圖中時間段群451內，用斜線表示。而且，在這個期間中，必定發(fā)送上述角度上的8個信號點中的1個信號點，在此外的時間段發(fā)送任意的信號點。而且發(fā)送機1把上述發(fā)送該時間段的規(guī)則配置到示于圖41的數(shù)據(jù)的同步定時信息部499進行發(fā)送。
下面，用圖41更詳細地說明這時的發(fā)送信號的內容。包含時間段452、452a、4452b、452c的時間段群451構成1個單位數(shù)據(jù)串491、Dn。
在這個信號中，根據(jù)同步定時信息規(guī)則配置了間歇式的同步時間段，所以，只要知道這個配置規(guī)則，通過提取同步時間段中的信息，就能很容易地再生載波。
另一方面，數(shù)據(jù)串492的一幀起始部分有用S表示的同步區(qū)域493，這是由用斜線表示的同步時間段構成的。利用這樣的結構，上述載波再生用的抽取信息便增多，所以，能準確而迅速地進行4psk接收機的載波再生。
這個同步區(qū)域493，含有用S1、S2、S3所示的同步部496、497、498等，在這個部分中，加入了用于同步的單值碼和上述解調信息。此外，還有用IT表示的位相同步信息配置信息部499，其中加入了位相同步時間段配置間隔的信息和配置規(guī)則的信息等。
由于相位同步時間段區(qū)域的信號點只具有特定的相位，使用4psk接收機也能再生載波，準確地再生相位同步配置信息IT的內容，故輸入這個信息后，就能準確地再生載波。
圖41的同步區(qū)域493的后面有解調信息部501，裝入了解調變形值QAM信號時所必須的有關閾值電壓的解調信息。這個信息對多值QAM解調是重要的，所以，像圖41的同步區(qū)域502那樣，如果把解調信息納入到同步區(qū)域中，就能更準確地得到解調信息。
圖42是用TDMA方式發(fā)送脈沖串狀信號時的信號配置圖。與圖41的區(qū)別是在數(shù)據(jù)串492、Dn和其它的數(shù)據(jù)串之間設置了保護時間521，在這個期間不能發(fā)送信號。還有在數(shù)據(jù)串492的起始部設立了為了取得同步信號的同步部522。在這個期間僅發(fā)送前述的(2n-1)π/4相位的信號點。因此，用4psk解調器也能夠再生載波。這樣，利用TDMA方式也能進行同步及再生載波。
下面，用圖43和圖44詳細地說明圖19的第1接收機23的載波再生方式。在圖43中，輸入的接收信號通過輸入電路24，由同步檢波電路541所進行的同步檢波的解調信號中的一個信號送入到輸出電路542被輸出，再生第1數(shù)據(jù)串。由提取定時控制電路543判斷圖41的相位同步配置信號部499是否進行再生、以及在哪個定時中加入了(2n-1)π/4的相位同步部的信號，并且送出圖44那樣的間歇式相位同步控制信號561。解調信號傳送入倍增電路545，4倍增后傳送到載波再生控制電路544。像圖44的信號562那樣，包含真正的相位信息563和其它信號。像定時圖564中斜線所示的那樣，間歇式地含有由(2n-1)π/4的相位信號點組成的相位同步時間段452。把這些信號由載波再生控制電路544用相位同步控制信號564通過取樣，可以得到相位標本信號565。通過把相位標本信號取樣，可以得到所定的位相信號566。這個信號通過環(huán)狀濾波器546，送入到VCO547再生載波，再送入到同步檢波電路541。這樣就能抽取出如圖39的斜線所示的(2n-1)π/4的相位信號。以這個信號為基礎利用4倍增方式就能夠正確地再生載波。這時，可以，再生多個相位，但是，通過在圖41的同步部496中裝入單值字，就能夠再生特定載波的絕對相位。
像圖40那樣發(fā)送變形64QAM信號時，發(fā)送機僅對大約(2n-1)π/4相位的斜線所示的相位同步區(qū)域471中的信號點發(fā)送相位同步時間段452、452b等。所以，用通常的4psk接收機不能再生載波，但是，用4psk的第1接收機23，通過裝備本發(fā)明的載波再生電路，就能再生載波。
以上，是使用科斯塔思(Costas)式載波再生電路的情況。下面，說明在解調方式載波再生電路中使用本發(fā)明的情況。
圖45示出了本發(fā)明的解調方式載波再生電路。來自輸入電路24的接收信號經(jīng)同步檢波電路541，再生解調信號。另一方面，經(jīng)第1延遲電路被延遲的輸入信號，在4相位調制器592中利用上述解調信號進行調制，形成載波信號。能夠通過載波再生控制電路544的上述載波信號傳送入相位比較器593。另一方面，來自VCO547的再生載波經(jīng)第2延遲電路594被延遲，在相位比較器中和上述解調載波信號進行相位比較，相位差信號通過環(huán)狀濾波器546供給VCO547，再生和接收濾波同相位的濾波。這時，和圖43的科斯塔思型載波再生電路一樣，抽取定時控制電路543僅對圖39的斜線所表示區(qū)域中的信號點的相位信息取樣，所以，無論16QAM還是64QAM都能夠用第1接收機23的4psk調制器再生載波。
下面，說明用16倍增方式再生載波的方式。圖2的發(fā)送機1像圖46那樣把變形16QAM的信號點配置在nπ/8的相位上進行調制及發(fā)送。圖19的第1接收機23通過使用具有圖48所示的16倍增電路661的科斯塔思式載波再生電路，能夠再生載波。由于利用16倍增電路661可以使圖46那樣的nπ/8相位的信號點退縮到第1象限，所以，利用環(huán)狀濾波器546和VCO541能夠再生載波。通過把單值字配置在同步區(qū)域，也能夠從16個相位中提取出絕對相位。
下面，說明16倍增電路的結構。利用和電路662和差電路663從解調信號中產(chǎn)生和、差信號，利用乘法器664相乘產(chǎn)生cos2θ。另外，利用乘法運算，形成sin4θ。
同樣，用和電路667和差電路668及乘法器670從sin2θ和cos2θ產(chǎn)生sin8θ，用和電路671和差電路672及乘法器產(chǎn)生cos8θ，并且通過用乘法器674產(chǎn)生sin16θ，便能形成16倍增。
用以上的16倍增方式便能從像圖46那樣的信號點配置的16QAM信號的所有信號點的載波中抽出并再生特定的信號點。
另外，也能夠再生像圖47那樣配置的變形64QAM信號的載波，但由于n個信號點從同步區(qū)域產(chǎn)生若干偏移，所以，解調時就增加了誤碼率。
對此有2個解決方法。1個方法是不發(fā)送脫離同步區(qū)域的信號點的信號，減少信息量。這個方法的結構簡單。另一個方法是像圖38中說明的那樣，設立同步時間段。通過發(fā)送時間段群451中的同步時間段期間內用斜線表示的nπ/8相位的同步相位區(qū)域471、471a等的信號點，在此期間能夠正確地得到同步，故可使相位誤差減少。
像以上那樣按16倍增方式，用簡單的接收機結構，利用4psk接收機就能再生變形16QAM和變形64QAM信號的載波。進一步設定同步時間段時，還能提高變形64QAM的載波再生時的相位精度。
像以上那樣通過使用本發(fā)明的通信系統(tǒng)，可以在1個電波的頻帶區(qū)域內，按分級結構同時傳送多個數(shù)。
這時，通過對一個發(fā)送機設定具有不同接受靈敏度和解調能力的三重分級的接收機，便能解調與接收機的投資相符合的數(shù)據(jù)量。首先，購入小型天線和分辨能力低但成本低的第1接收機的接收者，可以解調并再生第1數(shù)據(jù)串，其次，購入中型天絲和分辨能力中等，且成本高的接收機的使用者，可以再生第1、第2數(shù)據(jù)串;而購入大型天線和分辨能力高的成本很高的接收機的使用者，可以全部解調并再生第1、第2、第3數(shù)據(jù)串。
如果使第1接收機成為家庭用數(shù)字衛(wèi)星廣播接收機，就能實現(xiàn)使一般消費者能接受的價格低的接收機。第2接收機本來需要大型天線，由于成本高，難于使所有消費者接受，但是，對于想收看HDTV的人來說，價格多少高一點也是可以的。第3接收機在提高衛(wèi)星的輸出功率之前，需要相當大型的產(chǎn)業(yè)用天線，難于實現(xiàn)家庭使用，當初只適用于產(chǎn)業(yè)應用。例如，發(fā)送超高分辨率的HDTV信號，如果利用衛(wèi)星的各地的電影館傳送，利用錄象可以使電影館實現(xiàn)電子化。這時，就可以降低電影館及錄象廳的經(jīng)營成本。
如上所述，將本發(fā)明應用于TV傳送時，可用一個電波的頻帶提供三種圖象質量的圖象服務，而且兼容性極佳。實施例中給出了4psk、變形8QAM、變形16KAM、變形64QAM的例子，但是，也能夠實現(xiàn)32QAM和256QAM。另外，還能實施8psk和16psk，32psk。在實施例中示出了衛(wèi)星傳送的例子，但是，同樣也能在地面?zhèn)魉秃陀芯€傳送上實現(xiàn)。
實施例2實施例2根據(jù)誤差校正能力的差別化進一步在邏輯上分割實施例1中所說明的物理分級結構，添加了邏輯分級構造。在實施例1的情況下，每個分級的頻道，電信號的電平即物理的解調能力不同。與此相反，在實施例2中，誤差校正能力等邏輯再生能力各異。具體地說，例如把D1分級頻道中的數(shù)據(jù)分割成例如D1-1和D1-22個，使這個分割數(shù)據(jù)中的1個例如D1-1H數(shù)據(jù)的誤差校正能力高于D1-2數(shù)據(jù)，利用誤差校正能力的差別化，解調再生時D1-1和D1-2數(shù)據(jù)的解調能力就不相，故在降低發(fā)送信號的C/N值時，即使在不能再生D1-2的信號電平內也因D1-1在所設定的誤碼率內，所以，能夠再生原信號。這樣，就形成所謂的邏輯分級結構。
即，通過分割調制分級頻道的數(shù)據(jù)，使用錯誤訂正符號和積符號等使錯誤訂正的符號間距離的大小有差別，追加錯誤訂正能力的邏輯分級結構，可以進行更細的分級傳送。
使用這種結構，就要在D1頻道中增加D1-1、D1-22個子頻道，在D2頻道中增加D2-1、D2-2個子頻道。
下面，利用輸入信號的C/N值和分級頻道序號的圖87說明這一點，分級頻道D1-1用最低的輸入信號就能夠進行再生。設這個CN值為d，則CN＝d時，D1-1能再生，而D1-2、D2-1、D2-2不能再生。其次，若CN＝C以上時，D1-2也可以再生，CN＝b，增加D2-1，CN＝a時再增加D2-2。這樣，能再生的分級總數(shù)就隨著CN的升高而增加。反之，能再生的分級總數(shù)就隨著CN的降低而減少。下面，用圖86的傳送距離與能再生的CN值關系圖說明這一點。一般，隨著圖86的實線861所示的傳送距離加長，接收信號的C/N值降低。設在圖85中所說明的CN＝a時接收點距發(fā)送天線的距離為La，CN＝b，c，d時，分別為Lb、Lc、Ld。如圖85所說明的在比距離發(fā)送天線的距離Ld小的區(qū)域，只有D1-1頻道能夠再生。這個D1-1的可能接收范圍用斜線區(qū)域862表示。從圖中可知，D1-1頻道在最廣闊的區(qū)域內能夠再生，同樣，D1-2頻道在距發(fā)送天線的距離為La以內的區(qū)域863能夠再生。由于距離Lc以內的范圍，也包含區(qū)域862，所以D1-1頻道也能夠再生。同樣，在區(qū)域864D2-1頻道能夠再生，在區(qū)域865D2-2頻道也變得能夠再生。這樣，就能夠隨著CN值惡化進行逐漸減少傳送頻道的分級型傳送。把數(shù)據(jù)分離，做成分級結構，利用本發(fā)明的分級傳送，就能像模擬傳送那樣隨著C/N的惡化，進行逐漸減少數(shù)據(jù)量的分級型傳送。
其次，說明具體的結構。這里說明物理分級2級，邏輯分級2級的實施例。圖87是發(fā)送機1的框圖?；旧虾蛯嵤├?中說明的圖2的發(fā)送機的框圖相同，所以省略詳細的說明，不同點在于添加了誤差校正符號編碼器。把其簡稱為ECC編碼器。分離電路3具有1-1，1-2，2-1，2-2這4個輸出，把輸入信號分離為D1-1、D1-2、D2-1、D2-2四個信號后輸出。其中，D1-1、D1-2信號輸入到第1ECC編碼器871a中，分別傳送給主ECC編碼器872a和副ECC編碼器873a，進行誤差校正的符號化。
這里，主ECC編碼器872a具有比副ECC編碼器873a更強的誤差校正的能力。因而，如在圖85的CN-分級頻道的曲線圖所說明的，解調再生時，即使在比D1-2頻道的C/N值低時，D1-1頻道也能夠以小于基準誤碼率再生D1-1。D1-1在C/N值降低時成為比D1-2更強的邏輯分級結構。經(jīng)過誤差校正的D1-1。D1-1信號在合成器874a中合成為D1信號，輸入到調制器4中。另一方面，D1-1。D1-1信號分別在第2ECC編碼器871b中的主ECC編碼器872b和副ECC編碼器873b內進行誤差校正，實現(xiàn)符號化，由合成器874b合成為D2信號，再輸入到調制器4中。主ECC編碼器872b比副ECC編碼器873b的誤差校正能力高。這時，調制器4根據(jù)D1、D2信號生成分級型調制信號，由發(fā)送部分發(fā)送。如上所述，圖87的發(fā)送機1首先具有實施例1中所說明的調制的D1、D2這2級物理分級結構。這在前面已經(jīng)說明過了。其次，利用誤差校正能力的差別化，還具有D1-1、D1-2或D2-1、D2-2各2級的邏輯分級結構。
下面，說明接收這個信號時的狀態(tài)。圖88是接收機的框圖。接收圖87所示發(fā)送機的發(fā)送信號的第2接收機33的基本結構基本上和實施例1的圖21中所說明的第2接收機33相同。不同點在于添加了ECC編碼器876a、876b。這時，示出了QAM調制解調的例子，但是，也可以進行ASK，PSK和FSK的調制和解調。
圖88中，接收的信號由解調器再生為D1、D2，信號，由分離器3a、3b再分別形成D1-1、D1-2、D2-1、D2-2等4個信號，輸入到第1ECC編碼器876a和第2ECC編碼器876b中。在第1ECC編碼器876a中，D1-1信號由主ECC編碼器877a進行誤碼校正并送入合成部37。另一方面，D1-2信號由副ECC編碼器878a進行誤碼校正并送入合成部37。同樣，在第2ECC編碼器876b中，D2-1信號在主ECC編碼器877b、D2-2信號在副ECC編碼器878b中進行誤碼校正。并輸入到合成部37中。進行過誤碼校正的D1-1、D1-2、D2-1、D2-2信號在合成部37中合成為1個信號由輸出部36輸出。
這時，根據(jù)邏輯分級構造，D1-1比D1-2、D2-1比D2-2的誤碼校正能力高，故像圖85中所說明的那樣，在比輸入信號的C/N值更低的狀態(tài)下也能得到所定的誤碼率，從而能夠再生原信號。
下面，具體說明在主ECC編碼器877a、877b和副ECC編碼器878a、878b之間進行誤碼校正能力差別化的方法。在副ECC編碼器中使用導引所羅門符號和BCH符號這樣的標準符號間距的符號化方式時，通過采用在主ECC編碼器中把使用導引所羅門符號和導引所羅門符號二者的乘積符號以及長符號方式的誤碼校正符號間距增大的符號方式，能夠使誤碼校正能力出現(xiàn)差別。這樣就能夠實現(xiàn)邏輯分級結構。加大符號間距離的方法，已知的有多種，故對其它方式省略說明。本發(fā)明基本上能適用于任何一種方式。
這里用圖89的C/N和誤碼校正后的誤碼率的關系圖說明邏輯分級結構。在圖89中，直線881表示D1-1頻道的C/N和校正后的誤碼率的關系，直線882表示D1-2頻道的C/N和校正后的誤碼率的關系。
輸入信號的C/N值越小，校正后的數(shù)據(jù)的誤碼率就越大。在一定的C/N值以下，誤碼校正后的誤碼率沒有被納入在系統(tǒng)設計時的基準誤碼率Eth以下，所以，不能正常地再生原數(shù)據(jù)。而在圖89中，如果逐漸地提高C/N，則像D1-1信號的直線881所示的那樣，C/N在e以下時不能進行D1頻道的解調。e≤C/N＜d，能進行D1頻道的解調，但是D1-1頻道的誤碼率超過Eth時，就不能正常地再生原數(shù)據(jù)。
C/N＝d時，D1-1的誤碼校正能力比D1-2高，故誤碼校正后的誤碼率如點885d所示，低于Eth，所以，能夠再生數(shù)據(jù)。另一方面，D1-2的誤碼校正能力沒有D1-1那樣高，故校正后的誤碼率沒有D1-1那樣低，因而校正后的誤碼率超過E2和Eth，故不能再生。因此，這時，只能再生D1-1。
當提高C/N到C/N＝C時，D1-2的誤碼校正后的誤碼率如點885c所示，達到Eth，所以，能再生。在這個時刻，D1-1、D1-2即D2頻道的解調處于不確定狀況。隨著提高C/N，在CN＝b′時D2頻道就能確實地解調了。
進而提高C/N到C/N＝b時，D2-1的誤碼率如點858b所示，減少到Eth。則D2-1能夠再生。這時，D2-2的誤碼率比Eth大，故不能再生。C/N＝a時，如點885a所示，D2-2的誤碼率減少到Eth，頻道能夠再生。
這樣，通過運用誤碼校正能力的差別化，進而把物理分級D1、D2頻道分割為2層的邏輯分級，便能進行總共4的分級傳送。
這時，把數(shù)據(jù)結構作成分級結構，使得即使丟失高等級的數(shù)據(jù)，也能再生一部分原信號，通過與本發(fā)明的分級傳送組合，可以像模擬傳送那樣，伴隨C/N的惡化，可以進行逐漸減少數(shù)據(jù)量的分級型傳送。特別是，由于近年來的圖象壓縮技術急速地進步。將圖象壓縮數(shù)據(jù)做成分級結構和分級傳送組合時，在相同的點間可以傳送畫面質量遠高于模擬傳送的圖象，同時，又能像模擬傳送那樣，根據(jù)接收信號電平，分階段地降低畫面質量，從而可在廣闊的區(qū)域都能夠接收。這樣，就能夠用數(shù)字技術保持高質畫面，得到以往的數(shù)字圖象傳送所沒有的分級傳送的效果。
實施例3以下，參照圖面說明本發(fā)明的第3實施例。
圖29是實施例3的總體圖。實施例3示出了把本發(fā)明的傳送裝置用于數(shù)字TV廣播系統(tǒng)的例子。超高分辨率的輸入圖象402輸入到第1圖象編碼器401的輸入部403，由分離電路404分離為第1數(shù)據(jù)串、第2數(shù)據(jù)串和第3數(shù)據(jù)串，再由壓縮電路405壓縮后輸出。
其它輸入圖象406、407、408分別由和第1圖象編碼器401同樣結構的第2圖象編碼器409、410、411壓縮并輸出。
這4組數(shù)據(jù)中，第1數(shù)據(jù)串的4組信號用多路器412的第1多路器413在時間上使TDM方式等實現(xiàn)多路化，作為第1數(shù)據(jù)串傳送給發(fā)送機1。
第2數(shù)據(jù)串的信號群的全部或一部分由多路器414形成多路化，作為第2數(shù)據(jù)串傳送到發(fā)送機1。另外，第3數(shù)據(jù)串的信號群的全部或一部分由多路器415形成多路化，作為第3數(shù)據(jù)串傳送入發(fā)送機1。
接受這些數(shù)據(jù)的發(fā)送機1由調制器4對3個數(shù)據(jù)串進行實施例1中敘述的調制，經(jīng)發(fā)送部5由天線6和信道7傳送到衛(wèi)星10，再經(jīng)中繼器12，傳送到第1接收機23等3種接收機。
第1接收機23經(jīng)信道21用半徑為r1的小徑天線22接收，在第1數(shù)據(jù)串再生部232中僅再生接收信號中第1數(shù)據(jù)串。由第1圖象譯碼器421再生并輸出NTSC信號或寬帶NTSC信號等低分辨率的圖象輸出425和426。
第2接收機33用半徑r2的中徑天線32接收，由第1數(shù)據(jù)串再生部232和第2數(shù)據(jù)串再生部233再生第1數(shù)據(jù)串和第2數(shù)據(jù)串，由第2圖象譯碼器422再生并輸出HDTV信號等高分辨率的圖象輸出427或圖象輸出425、426。
第3接收機43用半徑r3的大徑天線33接收，由第1數(shù)據(jù)串再生部232、第2數(shù)據(jù)串再生部233和第3數(shù)據(jù)串再生部234再生第1、第2、第3數(shù)據(jù)串，輸出錄相廳和電影院用的超高分辨率HDTV等超高分辨率的圖象輸出428。同時，也能夠輸出圖象輸出425、426、427。一般的數(shù)字TV廣播從數(shù)字式發(fā)送機發(fā)送，用第1接收機23接收時，只能以NTSC等低分辨率的圖象輸出426輸出。
下面，根據(jù)圖30的第1圖象編碼器401的框圖詳細地說明結構。超高分辨率的圖象信號輸入到輸入部403，然后送入分離電路404。在分離電路404中，用部分頻帶編碼方式分離為4個信號。用QMF等水平低通濾波器451和水平高通濾波器452分離成水平低頻成分和水平高頻成分。用二次取樣部453、454，將各個成分的取樣比率定為一半后，水平低頻成分由垂直低通濾波器455和垂直高通濾波器456分別分離為水平低頻垂直低頻信號(簡稱HLVL信號)和水平低頻垂直高頻信號(簡稱HLVL信號)，由二次取樣部457和458去除取樣比率，傳送入壓縮部405。
水平高頻成分由垂直低通濾波器459和垂直高通濾波器460，分離為水平高頻垂直低頻信號(簡稱HHVL號)和水平高頻垂直高頻信號(簡稱HHVH信號)，由二次取樣部461、462去除取樣比率，傳送入壓縮部405。
在壓縮部405中，用第1壓縮部471把HLVL信號進行DCT等最佳的壓力，由第1輸出部472作為第1數(shù)據(jù)串輸出。
HLLH信號在第2壓縮部473中被壓縮后傳送到第2輸出部464。HHVL信號由第3壓縮部463壓縮后傳送到第2輸出部464。HHVL信號由分離電路465分為分辨率圖象信號(HHVL1)和超高分辨率圖象信號(HHVH2)，HVH1傳送到第2輸出部464，HHVL傳送到第3輸出部468。
下面，用圖31說明第1圖象譯碼器421。第1圖象譯碼器421把來自第1接收機23的輸出、第1數(shù)據(jù)串即D1輸入到輸入部501，由譯擾碼器解除擾碼后由擴展部503擴展后的前述HLVL信號，利用畫面比率變更電路504和輸出部505變更畫面比率，輸出NTSC信號的圖象506、用NTSC信號突出畫面的圖象507、寬帶TV的全畫面的圖象或寬帶TV側板畫面的圖象509。這時，可以選擇非交錯或交錯2種掃描線。對于NTSC的情況能得到525條掃描線、2重掃描畫面時能得到1050條掃描線。另外，在接收來自數(shù)字式發(fā)送機51的4psk的一般數(shù)字式TV廣播時，利用第1接收機23和第1圖象譯碼器421能解調并再生TV圖象。下面，用圖32的第2圖象譯碼器框圖說明第2圖象譯碼器。首先，來自第2接收機33的D1信號由第1輸入部521輸入，由第1擴展部522進行擴展，由過度取樣部523進行2倍取樣，再由垂直低通濾波器524再生HLVL信號。D2信號經(jīng)輸入部530輸入，由分離電路531分離為3個信號，再由第2擴展部532、第3擴展部533和第4擴展部534分別進行擴展及解除擾碼，用過度取樣部535、536、537做2倍的取樣，由垂直高通濾波器538、垂直低通濾波器539、垂直高通濾波器540送出。HLVL信號和HLVH信號在加法器525相加，由過度取樣部541和水平低通濾波器542形成水平低頻圖象信號，送到加法器543。HHVL信號和HHVH1信號由加法器526相加，用過度取樣器544和水平高通濾波器545形成水平高頻圖象信號，再由加法器543形成HDTV等的高分辨率圖象信號HD信號并從輸出部546輸出HDTV等的圖象輸出547。根據(jù)情況，也能輸出NTSC信號。
圖33是第3圖象譯碼器的框圖，D1信號從第1輸入部521、D2信號從第2輸入部530輸入由高頻圖象譯碼器527按前述順序再生HD信號。D3信號由第3輸入部551輸入，經(jīng)超高頻部圖象譯碼器552擴展、去擾碼及合成，再生HHVH信號在合成器553中被合成為超高分辨率TV信號即S-HD信號，由輸出部554輸出超高分辨率圖象信號555。
下面，說明在圖29的說明中接觸過的多路器401的具體的多路化方法。圖34是數(shù)據(jù)配列圖。描述了在T的期間中，在第1數(shù)據(jù)串D1、第2數(shù)據(jù)串D2和第3數(shù)據(jù)串D3如何配置6個NTSC頻道L1、L2、L3、L4、L5、L6和6個HDTV頻道M1-M6以及6個S-HDTV頻道H1-H6。圖34首先在T期間以TDM方式等按時間多路在D1信號上配置L1到L6。把第1頻道的HLVL信號傳送到D1的區(qū)域601。接著在與第1頻道相當?shù)臅r間內把第1頻道的HDTV和NTSC的差分信息M1，即上述的HLVH信號、HLVH信號和HHVH1信號傳送到D2信號的區(qū)域602。另外，把第1頻道的超級HDTV差分信息H1，即在圖30所說明的HHVH-2H1傳送入D3信號的區(qū)域603。
下面說明選擇第1頻道的TV臺的情況。首先，擁有小型天線、第1接收機23和第1圖象譯碼器421的系統(tǒng)的一般接收者，能得到圖31的NTSC或寬帶NTSC的TV信號。其次，擁有中型天線、第2接收機33和第2圖象譯碼器422的特定的接收者，選擇頻道1時，把第1數(shù)據(jù)串D1的區(qū)域601和第2數(shù)據(jù)串D2的區(qū)域602的信號合成后，可以得到和頻道1的NTSC節(jié)目相同的節(jié)目內容的HDTV信號。
擁有大型天線、能夠多值解調的第3接收機43和第3圖象譯碼器423的電影院等的部分接收者，把D1的區(qū)域601、D2的區(qū)域602和D3的區(qū)域603的信號合成后，可以得到和頻道1的NTSC的節(jié)目內容相同的電影院用圖象質量的超高分辨率HDTV信號。2到3的其它頻道，同樣也能夠再生。
圖35是另一種區(qū)域的構成。首先，NTSC的第1頻道配置在L1。這個L1位于D1信號的第1時間區(qū)域的區(qū)域601，在起始端加入了含有NTSC間的譯擾碼信息和實施例1所說明的解調信號的信息S11。其次，HDTV的第1頻道分割為L1和M1，M1是HDTV和NTSC的差分信息，加入在D2的區(qū)域602和區(qū)域611中。這時，采用6Mbps的NTSC壓縮信號并收容在L1，則M1的頻帶就成為2倍的12Mbps。將L1和M1組合，18Mbps的頻帶可從第2接收機33和第2圖象譯碼器423進行解調和再生。另一方面，用現(xiàn)在建議的壓縮方法在約15Mbps的頻帶內能夠實現(xiàn)NDTV壓縮信號。因此，利用圖35的配置可以用頻道1同時廣播HDTV和NTSC。這時，不能用頻道2再生HDTV。S21是HDTV的去擾碼信息。另外，超HDTV信號被分割成L1、M1和H1發(fā)送。超HDTV的差分信息用D3的區(qū)域603、612、613，把NTSC設定為6Mbps時合計發(fā)送36Mbps，如果進行高度壓縮，則也能傳送掃描線約為2000條的電影院用畫面質量的超HDTV信號。
圖36的配置圖示出了用D6占有6個時間區(qū)域傳送超HDTV信號的情形。把NTSC壓縮信號設定為6Mbps時，能夠傳送9倍的54Mbps。由此，能夠傳送高畫面質量的超HDTV。
以上，是利用發(fā)送信號的電波的水平或垂直偏振面的情形。通過使用水平和垂直2個偏振面，頻率利用率成為2倍。下面進行說明。
圖49示出了第1數(shù)據(jù)串的水平偏振信號Dv1垂直偏振信號DH1第2數(shù)據(jù)串的相應的Dv2、DH2、和第3數(shù)據(jù)串的Dv3、DH3的配置圖。這時，在第1數(shù)據(jù)串的垂直偏振信號Dv1上加入了NTSC等低頻TV信號，在第1數(shù)據(jù)串的水平偏振信號DH1上加入了高頻TV信號。因此，只具有垂直偏振天線的第1接收機23能夠再生NTSC等的低頻信號。另一方面，具有垂直、水平兩方向偏振天線的第1接收23，就能夠得到例如將L1和M1合成的HDTV信號。即，使用第1接收機23時，根據(jù)天線的能力，一方面能夠再生NTSC，另一方面又能夠再生NTSC和HDTV，故具有2種方式兼容的巨大效果。
圖50是做成TDAM方式的情況。在各數(shù)據(jù)段721的起始部設置了同步部731和卡片部741。另外，在幀的起始部設置了同步信息部720。這時，各時間段群分別被分配到各一個頻道。例如，用第1時間段750能夠發(fā)送第1頻道的完全相同節(jié)目的NTSC、HDTV、超HDTV。各個時間段750-750e完全獨立。從而，特定的播放臺用特定的時間段以TDAM方式廣播時，具有能與其它電臺獨立地播放NTSC、HDTV、超HDTV的效果。另外，接收側擁有使用水平偏振天線的第1接收機23的結構時，能夠再生NTSCTV，若是雙偏振天線則能再生HDTV。如果使用第2接收機33，則能夠再生低分辨率的超HDTV。如果使用第3接收機43，則能夠完全再生超HDTV信號。這樣就能建立起具有兼容性的廣播系統(tǒng)。這時不僅圖50的配置那樣分段狀的TDMA方式能夠再生，而且圖449那樣的連續(xù)信號的時間多路化也能再生。另外，如果按圖151所示那樣配置也能夠再生高分判率的HDTV信號。
如上所述，根據(jù)實施例3，能進行具有超高分辨率型HDTV、HDTV和NTSCTV的3種信號兼容性的數(shù)字TV廣播。特別是在電影院等傳送時，具有能夠把圖象電子化的新的效果。
下面，把本發(fā)明的變形QAM稱作SRQAM，說明其具體的誤碼率。
首先，計算16SRQAAM的誤碼率。圖99是16SRQAM的信號點矢量圖。在第1象限，對于16QAM的情況，信號點83a、83b、84a、85、86a等16個信號點的間隔相等，都是2δ。
16QAM的信號點83a處于距座標軸的I軸、Q軸δ的距離，這里，對于16QAM的情況，把n定義為移動值，則移動信號點83a使距座標軸的距離向nδ位置的信號點83移動。這時，則0＜n＜3另外，其它的信號點84a、86a也移動到信號點84、86的位置。
設第1數(shù)據(jù)串的誤碼率為Pe1，則Pe1-16=14(erfc(nδ2σ)+erfc(3δ2σ)=18erfc(nρ9+n2]]>設第2數(shù)據(jù)列的誤碼率為Pe2，則Pe2-16=12erfc (3-n2δ2σ)=14erfc (3-n29+n2ρ)]]>其次，計算36SRQAM或32SRQAM的誤碼率。圖100是36SRQAM的信號矢量圖，在第1象限，36QAM的信號點間距定義為2δ。
36QAM的信號點83a位于距座標軸δ處。這個信號點成為36SRQAM時就移動到信號點83的位置，距座標軸nδ。移動各信號點，成為信號點83、84、85、86、97、98、99、100、101。把由9個信號點組成的信號點群90看作為1個信號點，用變形4psk接收機接收，設再生第1數(shù)據(jù)串時的誤碼率為Pe1，分別辨別信號點群90中的9個信號點，設再生第2數(shù)據(jù)串時的誤碼為Pe2，則Pe1-32=16erfc (nδ2σ)=16erfc (6ρ5×nn2+2n+25)]]>Pe2-32=23erfc(5-n42δρ)=23erfc(3ρ40×5-nn2+2n+25)]]>
這時，圖101的C/N-誤碼率圖給出了計算誤碼率Pe和傳送系統(tǒng)噪比C/N之間關系的例子。曲線900是為了比較而表示的先有方式的32QAM的誤碼率。直線905表示10的-1.5次方的直線。把本發(fā)明的SRQAM的移動量n取1.5時，第1分級D1的誤碼率為曲線901a，誤碼率在10-1.5時，對于曲線900的32QAM，即使C/N值下降5dB，D1也能以相同的誤碼率再生。
其次n＝1.5時第2分級D2的誤碼率用曲線902a表示，誤碼率為10-1.5與示于曲線900的32QAM相比，如果不使C/N提高2.5dB，就不能以同等的誤碼率再生。曲線901b、902b表示n＝2.0時的D1、D2。曲線902c表示D2。把這些歸納起來，則在誤碼率為10的-1.5次方的數(shù)值時，當n＝1.5，2.0，2.5時，與32QAM相比，各個D1分別改善5，8，10dB，而D2惡化2.5dB。
對于32SKRQAM的情況，改變移動量11時，用圖103的移動量n和C/N的關系圖表示為了得到預定的誤碼率所需要的第1數(shù)據(jù)串D1和第2數(shù)據(jù)串D2的C/N值。由圖103可知，如果n大于0.8，則出現(xiàn)分級傳送，即第一數(shù)據(jù)串D1和第2數(shù)據(jù)串D2的傳送所需要的C/N值之差，從而產(chǎn)生本發(fā)明的效果。因此，對于32SRQAM的情況，在n＞0.85的條件下本發(fā)明有效果。對于16SRQAM的情況，誤碼率如圖102的C/N與誤碼率的關系圖所示的那樣。在圖102中，曲線900表示16QAM的誤碼率。曲線901a、901b、901c分別表示第1數(shù)據(jù)串D1的n＝1.2、1.5、1.8時的誤碼率。曲線902a、902b、902c分別表示第2數(shù)據(jù)串D2的n＝1.2、1.5、1.8時的誤碼率。
圖104的移動量n和C/N的關系圖示出了對于16SRQAM的情況，在改變移量n時為了得到特定的誤碼率所需要的第1數(shù)據(jù)串D1和第2數(shù)據(jù)串D2的C/N值。由圖104可知，對于16SRQAM的情況，如果n＞0.9，則本發(fā)明的分級傳送能夠實現(xiàn)。由上述所述，若n＞0.9，則分級傳送成立。
這里，具體示出對于數(shù)字TV地面廣播應用本發(fā)明的SRQAM時的一個例子。圖105給出地面廣播時發(fā)送天線和接收天線間的距離與信號電平之間的關系圖。曲線911表示發(fā)送天線的高度為1250ft時接收天線的信號電平。首先，假定現(xiàn)在正在進行研究的數(shù)字TV廣播方式中所要求的傳送系統(tǒng)需要的誤碼率為10的-1.5次方。區(qū)域912表示噪聲電平，點910是C/N＝15dB點，表示先有方式的32QAM方式的接收界限定。在這個L＝60英里的地點能夠接收數(shù)字的HDTV。
然而，由于天氣等接收條件的惡化，有時C/N以5dB的幅度變化。在C/N值接近閾值的接收狀態(tài)，如果C/N下降，就急劇地變得不能接收HDTV。還有，由于地形和建筑物的影響。估計至少有10dB左右的變化，在60英里半徑內的所有地點當然就不能接收。這時，和模擬信號時不同，對于數(shù)字的情況完全不能傳送圖象。因此，先有的數(shù)字TV廣播方式的服務區(qū)域是不準確的。
另一方面，對于本發(fā)明的32SRQAM的情況，如前所述，由圖133、圖137的結構組成3級的分級。在第1-1分級D1-1中發(fā)送MPEG電平的低分辨率NTSC信號，在第1-2分級D1-2中發(fā)送NTSC等中分辨率TV成分，在第2分級D2中發(fā)送HDTV的高頻成分。例如，在圖105中，第1-2分級的服務范圍如點910a那樣擴大到70英里的地點，第2分級則如點910b那樣退縮到55英里的地點。圖106的32SRQAM的服務范圍圖示出了這種情況下服務范圍面積的差別。圖106是進行計算機模擬，更具體地計算圖53的服務范圍。在圖106中，區(qū)域708、703c、703a、703b、712分別表示先有方式的32QAM的服務范圍，第1-1分級D1-1的服務范圍、第1-2分級D1-2分級的服務范圍、第2分級D2的服務范圍和鄰近模擬臺的服務范圍。其中，先有方式的32QAM的服務范圍的數(shù)據(jù)用的是已公布的數(shù)據(jù)。
先有的32QAM廣播方式名義上能夠設定60英里的服務范圍。然而，實際上由于氣候和地形的條件變化等，在接收界限地區(qū)附近，接收狀態(tài)極其不穩(wěn)定。
然而，應用本發(fā)明的36SRQAM，通過用第1-1分級D1-1傳送MPEG1等級的低頻TV成分，用第1-2分級D1-2發(fā)送NTSG等級的中頻TV成分，用第2分級D2發(fā)送HDTV的高頻成分，則如圖106那樣，雖然高分辨率等級的HDTV的服務范圍的半徑縮小了5英里，但中分辨率等級的EDTV服務范圍半徑卻擴大了10英里以上、低分辨率的LDTV的服務范圍半徑擴大了18英里以上。圖107示出移動系數(shù)n或S＝1.8時的服務范圍，圖135用面積表示了圖107的服務范圍。
由此，第一、即使在先有方式的接收條件惡劣的地區(qū)存在不能接收的區(qū)域，通過應用本發(fā)明的SRQAM方式，至少在所設定的服務范圍內，可以發(fā)送幾乎所有的接收機都能接收到中分辨率或低分辨率等級的TV廣播的信號。因此，在通常的QAM中所產(chǎn)生的高樓陰影和低洼地等不能接收的區(qū)域和受到來自鄰近模擬臺干擾的區(qū)域，通過運用本發(fā)明，可以大大減少這些不能接收的區(qū)域，這樣實際上就能增多接收人數(shù)。
第2，先有的數(shù)字TV廣播方式，由于僅有擁有昂貴的接收機和電視機的接收者才能接收廣播，故在服務范圍之內也只有一部分接收者能夠視聽。但是，利用本發(fā)明，擁有先有的NTSC、PAL及SECAM方式的先有類型的TV機的接收者，只要增設數(shù)字式接收機，就能用NTSC或LDTV等級接收數(shù)字HDTV廣播的節(jié)目。因而，接收者能夠以比較少的經(jīng)濟負擔視聽節(jié)目。同時，由于總接收人數(shù)增加了，TV發(fā)送者可以得到更多的視聽者，所以作為TV事業(yè)的經(jīng)營能獲得更穩(wěn)定的社會效果。
第3，n＝2.5時，中分辨率等級的接收區(qū)域的面積比先有方式擴大36%。接收者隨面積擴大而增加。由于服務范圍的擴大和接收者的增加，TV事業(yè)者的事業(yè)收入也增大。由此，數(shù)字式廣播事業(yè)的風險就會減少，從而，可望提前普及數(shù)字式TV廣播。
如在圖107的32SRQAM的服務范圍圖中所見到的那樣，n或s＝1.8時，也能得到同樣的效果，通過變更移動值n，各個播放臺根據(jù)HDTV接收機及NTSC TV接收機的分布狀況等地區(qū)特有的條件和情況，變更n，通過把SRQAM的D1和D2的服務范圍703a、703b設定為最佳條件，接收者便能得到最大的滿足，從而播放臺便能得到最多的接收人數(shù)。
這時，n＞1.0就能得到以上的效果。
因此，對于32SRQAM的情況，則n為1＜n＜5同樣，對于16SRQAM的情況，n為1＜n＜3這時，在像圖99、圖100那樣移動而得到第1和第2分級的SRQAM方式，如果在16SRQAM、32SRQAM、64SRQAM中n大于1.0，則在地面廣播中能夠得到本發(fā)明的效果。
實施例中說明了傳送圖像信號的情況，但是，如果把聲音信號分為高頻區(qū)或高分辨率區(qū)和低頻區(qū)或低分辨率區(qū)，分別作為第1數(shù)據(jù)串和第2數(shù)據(jù)串，用本發(fā)明的傳送方式進行傳送，也能得到同樣的效果。
用于PCM廣播，無線電傳送、攜帶電路時，可以擴大服務范圍。
另外，在實施例3中，如圖133所示，與時間分割多路1(TDM)方式相組合，設置TDM的子通道，如ECC編碼器743a和ECC編碼器743b所示那樣，通過把2個子通道的誤差校正的碼增益差別化，便能給各個子通道的閾值加上一個差值，從而可以增加分級型傳送的子通道。這時，也可以如圖137所示那樣，改變2個子通道的格狀編碼器的碼增益。由于和后述的實施例6的圖131的說明相同故省略詳細的說明。在圖106的模擬中，給出了在第1-1子通道D1-1和第1-2子通道D1-2之間建立5dB碼增益之差的情況。SRQAM是把稱為“C-CDM”的本發(fā)明的信號點符號分割多路方式(Constel-la tion-Code Division Multiplex)應用于矩形QAM(rectangle-QAM)的方式。C-CDM是獨立于TDM和FDM的多路化方式。是通過分割與代碼對應的信號點代碼得到子通道的方式。通過增加這個信號點的數(shù)，可以得到TDM和FDM中所沒有的傳送容量的擴充性，這一點，可以在保持和以往的機器幾乎完全的互換性的同時實現(xiàn)。這樣，C-CDM便具有出色的效果。
以上用的是把C-CDM和TDM相組合的實施例，但是，和頻率分割多路化((FDM)組合也能產(chǎn)生同樣的閾值緩和效果。例如，用于TV廣播時，成為圖108所示的TV信號的頻率分布圖。以往的模擬廣播例如NTSC方式的信號按頻譜725那樣的頻率分布。最大的信號是圖象的載波722。彩色的載波723和聲音的載波724沒有那么大。為了避免相互干涉，有用FDM把數(shù)字廣播的信號分為2個頻率的方法。這時，如圖示那樣，為了避開圖象的載波722而分割為第1載波726和第2載波727，分別傳送第1信號720和第2信號721，以此來減輕干涉。利用第1信號720以大功率發(fā)送低分辨率TV信號，用第2信號721以小功率發(fā)送高分辨率信號，既能避免干涉，又能實現(xiàn)FDM的分級型廣播。
這里，把使用先有方式32QAM時的圖示于圖134。由于子通道A的輸出大，所以，閾值Threshold1可以比子通道B的閾值Threshold2小4-5dB。因此，這時，如果接收信號的電平小于Threshold2，故不能全部接收占信息大部分的用斜線所示的第2信號721a的信號，只能接收信息量較少的第1信號720a。只能在第2分級接收畫面質量顯著惡化的圖象。
然而，應用本發(fā)明時，如圖108所示，首先，對于第1信號720利用根據(jù)C-CDM得到的32SRQAM追加A的子通道1。進而，把低分辨率的成分加在這個低閾值的A的子通道1中。設第2信號721為32SRQAM，把B的子通道1的閾值與第1信號的閾值Threshold2合并。于是，信號電平下降到Threshold2也不能接收。區(qū)域僅是用斜線所示的第2信號部721a，由于B的子通道1和子通道A能夠接收，故傳送量減少得不太多。因此，在第2分級中，畫質優(yōu)良的圖象在Th-2的信號電平下也能接收。
通過在一方的子通道傳送普通分辨率的成分，進一步增加分級的數(shù)量，可以擴展低分辨率的服務范圍。通過把聲音信息或同步信息以及各數(shù)據(jù)的字頭等重要的信息納入該閾值低的子通道，因可以準確地接收這些重要的信息而能穩(wěn)定地接收。對于第2信號721，使用同樣的方法，可以增加服務范圍的分級。HDTV的掃描線為1050條時，加在525條上，利用C-CDM，可以增加775條的服務范圍。
這樣，把FDM和C-CDM組合時就能擴大服務區(qū)域。這時，利用FDM設立了2個子通道，但是，也可以分割為3個頻率，設定3個子通道。
其次，說明把TDM和C-CDM組合，避免干擾的方法。如圖109所示，模擬TV信號中有水平回掃線部732和圖象信號部731。由于水平回掃線部732的信號電平低。所以，在這個期間中即使受到干擾也不會輸出到畫面上。利用這一點，把數(shù)字TV信號的同步和模擬信號合成，就能在水平回掃線部732的水平回掃線同步段733、733a發(fā)送重要的數(shù)據(jù)，例如發(fā)送同步信號等或以高輸出發(fā)送很多的數(shù)據(jù)。由此，便可不增加干擾而增加數(shù)據(jù)量或提高輸出。還有，在垂直回掃線部735、735a的期間使其同步，設立垂直回掃線同步段737、737a也能得到同樣的效果。
圖110是C-CDM的原理圖。另外，圖111示出16QAM擴充版的C-CDM碼分配圖，圖112示出32QAM擴充版的代碼分配圖。像圖110、111所示，256QAM被分為740a、740b、740c、740d等第1、第2、第3、第4級等四個級，分別具有4、16、64、256個段。第4級740d的256QAM信號點代碼字742d是8比特“11111111”。把它按2比特一組分割為4個代碼字741a、741b、741c、741d，把各個“11”、“11”、“11”、“11”分配到第1、2、3、4級740a、740b、740c、740d的信號點區(qū)域742a、742b、742c、742d。這樣，便能得到各2比特和子通道，即子通道1、子通道2、子通道3、子通道4。稱為信號點符號分割多路方式。圖111示出16QAM的擴充版的具體符號配置，圖112示出36QAM的擴充版。C-CDM多路化方式是獨立的。因此，通過和先有的頻率分割多路方式(FDM)及時間分割多路方式(TDM)相組合，可以進一步增加子通道。這樣，利用C-CDM方式，能夠實現(xiàn)新的多路方式。上面用矩形QAM說明了C-CDM，但是，具有信號點的其它調制方式，例如把其它形式的QAM及PSK、ASK以及頻率區(qū)域視為信號點，F(xiàn)SK也同樣能多路化。
實施例4下面，參照圖面說明本發(fā)明的第4實施例。
圖37是實施例4的總體系統(tǒng)圖。實施例4是把實施例3說明過的通信系統(tǒng)用于地面廣播，其結構和動作基本相同。與實施例3所說明的圖29的區(qū)別僅在于發(fā)送用天線6a是在面?zhèn)魉吞炀€，以及各接收機的各個天線21a、31a、41a是地面?zhèn)魉陀锰炀€。其它的動作完全相同，故省略重復的說明。與衛(wèi)星廣播相同，地面廣播時發(fā)送天線6a和接收機的距離是很重要的，遠距離的接收機收到的電波弱，用先有的發(fā)送機不只是完全不能解調多值QAM調制信號，而且不能視聽節(jié)目。
然而，應用本發(fā)明的通信系統(tǒng)時，如圖37那樣在遠距離具有天線22a的第1接收機23接收變形64QAM調制信號或變形16QAM調制信號時，由于是以4PSK模式解調、再生第1數(shù)據(jù)串的D1信號，所以，能得到NTSC的TV信號。因此，即使電波弱也能視聽中分辨率的TV節(jié)目。
其次，使用處于中等距離具有天線32a的第2接收機33，由于到達的電波充分強，故能夠從變形16或64QAM信號中解調出第2數(shù)據(jù)串和第1數(shù)據(jù)串，得到HDTV信號。因此，能夠以HDTV視聽同樣的節(jié)目。
另一方面，對于處在近距離或具有超高靈敏度天線42a的第3接收機43，由于電波對于變形64QAM信號的解調足夠強，故能解調出第1、2、3數(shù)據(jù)串D1、D1、D3，從而能夠得到超高分辨率的HDTV信號。能夠以和大型電影一樣的畫面質量的超級HDTV視聽相同的TV節(jié)目。
這時，頻率的配置方法能夠利用圖34、圖35、圖36，通過把時間多路配置換為頻率配置進行說明。像圖34那樣從1到6頻道分割頻率時，把NTSC配置在D1信號的第1通道L1上，把HDTV的差分信息配置在D2信號的第1通道M1上，把超高分辨率HDTV的差分信息配置在D3信號的第1通道H1上，由此能夠用同一個通道發(fā)送NTSC、HDTV和超分辨率HDTV。還有，如圖35、圖36所示，若允許使用其它通道的D2信號，則能夠廣播更高級畫面南量的HDTV和超高分辨率HDTV。
如上所述，使用1個通道或其它通道的D2、D3信號區(qū)域播放相互具兼容性的3個數(shù)字TV地面廣播。如果是中分辨率，則本發(fā)明能夠以相同的頻道大更廣闊的區(qū)域接收相同內容的TV節(jié)目。
作為數(shù)字地面廣播，提出了應用16QAM的6MHZ帶寬的HDTV廣播等方式。然而，這些方式用于NTSC沒有兼容性，故采用的播放方式是以NTSC的其它頻道發(fā)送相同節(jié)目。還有，對于16QAM的情況，可以預想，可傳送的服務區(qū)域比較狹小。通過把本發(fā)明用于地面廣播，不僅不需要另設通道，而且由于遠距離的接收機也能從中公辨率視聽節(jié)目，故服務范圍廣闊。
圖52示出先有方式的HDTV數(shù)字地面廣播時，接收受干擾的區(qū)域圖，以及從使用先有方式的HDTV數(shù)字式播放臺701到能接收HDTV的區(qū)域702和鄰近的模擬播放臺711的能接收的區(qū)域712。在二者的重復部分713，由于受到模擬播放臺711的電波干擾，至少不能穩(wěn)定地接收HDTV。
其次，圖53示出應用本發(fā)明的分級型廣播方式時的接收受干擾的區(qū)域圖。本發(fā)明在和先有方式具有同樣的發(fā)送電功率時，由于電功率利用率低，故HDTV高分辨率能接收的區(qū)域703就比上述先有方式接收能區(qū)域702狹窄一些。然而，存在比先有方式能接收的區(qū)域702更廣范圍的數(shù)字NTSC等的用低分辨率能接收的區(qū)域704。由以上2個區(qū)域構成本發(fā)明能接收的區(qū)域。這時，數(shù)字式播放臺701對模擬臺711的電波干擾，和圖52所示的先有方式為同一水平。
這時，在本發(fā)明中，存在模擬臺711對數(shù)字臺701干擾的3個區(qū)域。1是不能接收HDTV、NTSC的第1干擾區(qū)域705。第2是雖受干擾但和干擾前一樣能夠接收NTSC的第2干擾區(qū)域706，用單斜線表示，這里，NTSC使用即使C/N降低也能接收的第1數(shù)據(jù)串，故即便因模擬臺711的電波干擾使C/N下降，干擾的影響范圍也不大。
第3是干擾前能夠接收HDTV，而干擾后僅能接收NTSC的第3干擾區(qū)域707，用雙重斜線表示。
這樣，干擾前的HDTV的接收區(qū)域比先有方式的窄一些，但是包括NTSC的接收范圍卻變寬了。進而，由于來自模擬臺711的干擾，在先有方式HDTV因干擾完全不能接收的區(qū)域也可能以NTSC接收和HDTV相同的節(jié)目。這樣，就大幅度削減了不能接收節(jié)目的區(qū)域。這時，通過增加一些播放臺有播放電功率，HDTV的能接收區(qū)域就和先有方式等同。進而，在先有方式完全不能視聽的遠方區(qū)域和在與模擬臺重復的區(qū)域，都能以NTSCTV的品位接收節(jié)目。
前面示出了應用2分級傳送方式的例子，但是，也能夠應用圖78的時間配置圖那樣的3重分級的傳送方式。通過把HDTV分解為HDTV、NTSC、低分辨率NTSC等3個水平的圖象發(fā)送，圖53的可能接收領域便從2層擴展到3層，最外層成為廣闊的區(qū)域，與此同時，2分級傳送中在完全不能接收的第1干擾區(qū)705可能以低分辨率NTSC的品位來接收節(jié)目。以上示出了數(shù)字播放臺給模擬廣播帶來干擾的例子。
下面示出數(shù)字廣播不會給模擬廣播干擾的限制條件下的實施例?，F(xiàn)在，美國等正在研究的利用空頻道的方式，是使用鄰近的同樣的頻道。為此，從后面?zhèn)魉偷臄?shù)字廣播就不能對已有的模擬廣播帶來干擾。因而，必需在圖53的條件下根據(jù)發(fā)送的情況降低數(shù)字發(fā)送的發(fā)送電平。這時，對先有方式的16QAM和4ASK調制的情況，由于示于圖54的干擾狀態(tài)圖上以雙重斜線表示的不能接收區(qū)域713較大，故大幅度地縮小了HDTV的可能接收區(qū)域708。服務范圍變窄，接收者減少，故廣告節(jié)目減少。從而可以預想，先有方式的廣播事業(yè)經(jīng)濟上難于成立。
其次，圖55中示出應用了本發(fā)明傳送方式的情況，HDTV的高分辨率可能接收區(qū)域703比先有方式的可能接收區(qū)域708狹窄一些。然而能得到比先有方式或更廣闊范圍的NTSC等低分辨率可能接收的區(qū)域704。單斜線表示的部分示出不能以HDTV水平接收同一節(jié)目，但能從NTSC水平接收的區(qū)域。其中，在第1干擾區(qū)域705受到模擬播放臺711的干擾，HDTV、NTSC都不能接收。
如上所述，對于相同電波強度的情況，本發(fā)明的分級型廣播HDTV品位的可能接收區(qū)域狹窄一些，但另一方面增加了能夠以NTSCTV品位接收相同節(jié)目的區(qū)域。因此，能增加播放臺的服務范圍，能夠向更多的接收者提供節(jié)目。從而能夠更經(jīng)濟而穩(wěn)定地使HDTV/NTSCTV的廣播事業(yè)成立，將來，在數(shù)字收發(fā)機的比率增加了的階段，會放寬對模擬廣播的干擾規(guī)則的要求故能夠加強電波強度。這樣，就能夠擴大HDTV的服務范圍。這時，通過調整第1數(shù)據(jù)串和第2數(shù)據(jù)串的信號點的間隔，就能調整圖55所示的數(shù)字HDTV/NTSC的可能接收區(qū)域和數(shù)字NTSC的可能接收區(qū)域。這時，如前所述那樣，通過把這個間隔的信息發(fā)送到第1數(shù)據(jù)串便能更穩(wěn)定地接收。
圖56示出將來轉換為數(shù)字廣播的干擾狀況圖。這時，和圖52不同，鄰近臺是進行數(shù)字廣播的數(shù)字播放臺701a。由于能夠增加發(fā)射電功率，故HDTV等高分辨率可能接收區(qū)域703能夠擴大到和模擬TV廣播同等的可能接收區(qū)域702。
而且，由于在雙方可能接收區(qū)域的競爭區(qū)域714互相受到干擾，故用通常的定向天線不能以HDTV的品位再生節(jié)目，但能夠以NTSCTV的品位接收處在接收天線的定向方向的數(shù)字播放臺的節(jié)目。另外，應用方向性極高的天線時，能夠以HDTV的品位接收處在天線的定向方向的播放臺的節(jié)目。低分辨率可能接收區(qū)域704比模擬TV廣播標準的可能接收區(qū)域702廣闊。在鄰近播放臺的低分辨率可能接收區(qū)域704a的競爭區(qū)域715、716能夠以NTSCTV的品位再生處在天線的定向方向上的播放臺的節(jié)目。
在比較遠的將來，數(shù)字廣播真正普及時，規(guī)則條件將進一步放寬，根據(jù)本發(fā)明的分級型廣播將使在廣闊服務范圍內的HDTV廣播成為可能。到那時，通過采用本發(fā)明的分級型廣播方式，在確保和先有方式同樣程度的廣范圍的HDTV接收范圍的同時，先有方式能接收的遠方區(qū)域競爭區(qū)域也能夠以NTSCTV的品位接收節(jié)目，故能大幅度減少缺損的服務范圍。
實施例5實施例5是把本發(fā)明用于振幅調制即ASK方式的實施例。圖57示出了實施例5的4值ASK信號的信號配置圖。有4個信號點721、722、723、724。4值的情況下能夠以1個周期發(fā)送2比特的數(shù)據(jù)。能夠使信號點721、722、723、724與例如00、01、10、11對應。
為了進行本發(fā)明的分級型傳送，如圖58那樣，把信號點721、722作為1個組即第1信號點群725處理，把信號723、724作為另外一個組，定義為第2信號點群726。而且，使2個信號點群間的間隔比等間隔的信號點的間隔更寬。即，設信號點721、722的間隔為L，則信號點723、724的間隔可以是同樣的L，但是，信號點722和信號點723的間隔L0設定為大于L，即設定為L0＞L。
這是本發(fā)明的分級通信系統(tǒng)的特征。然而，依系統(tǒng)的設計，根據(jù)條件和設定也可以暫時或持久地取L＝L0。
而且，像圖59(a)那樣，能夠使第1數(shù)據(jù)串D1的1比特數(shù)據(jù)對應于2個信號點群。例如把第1信號點群725定義為0，第2信號點群726定義為1，則能夠定義第1數(shù)據(jù)串的1比特的信號。其次，使第2數(shù)據(jù)串D2的1比特的信號與各信號群中2個信號點群相對應。例如，如圖59(b)那樣，把信號點721、723作為D2＝0，信號點722、724作為D2＝1則能夠定義第2數(shù)據(jù)串D2的數(shù)據(jù)。這時，也成為2比特/字符。
通過這樣配置信號點，就可以使用ASK方式進行本發(fā)明分級型傳送。分級通信系統(tǒng)在信噪比即C/N值充分高時，和先有的等間隔信號點方式?jīng)]什么兩樣。然而，C/N值低時，在先有方式完全再生數(shù)據(jù)的條件下，通過應用本發(fā)明，雖不能再生第2數(shù)據(jù)串D2，但能夠再生第1數(shù)據(jù)串D1。為說明這一點，C/N值惡化的狀態(tài)如圖60所示。即接收機再生的信號因噪聲和傳送畸變等，呈高斯分布分散在分散信號點區(qū)域721a、722a、723a、724a的廣闊范圍。這時，難于區(qū)別信號點721和722、信號點723和724。即第2數(shù)據(jù)串D2的誤碼率非常高。但是，由圖可知，信號點721、722的集合和信號點723、724的集合很容易區(qū)別。即能夠區(qū)別第1信號點群725和第2信號點群726。因此，能夠以低誤碼率再生第1數(shù)據(jù)串D1。
這樣，能夠收發(fā)2個分級的數(shù)據(jù)串D1和D2。從而，在通信系統(tǒng)的C/N良好的狀態(tài)及地區(qū)能進行再生第1數(shù)據(jù)串D1和第2數(shù)據(jù)串D2的分級型傳送，而在C/N值惡化的狀態(tài)及地區(qū)能進行僅再生第1數(shù)據(jù)串D1的分級型傳送。
圖61是發(fā)送機741的框圖，輸入部742由第1數(shù)據(jù)串輸入部743和第2數(shù)據(jù)串輸入部744構成。處理部745中把來自輸入部742的信號匯合，從載波發(fā)生器發(fā)出的載波在乘法器中根據(jù)被匯合的輸入信號進行振幅調制，進而由濾波器747限帶，從輸出部輸出VSB等的ASK信號。
下面說明經(jīng)過濾波后的輸出波形。圖62(a)是ASK調制信號的頻率分布圖。如圖，在載波的兩側有邊波帶。把這個信號經(jīng)過濾波器747的帶通濾波器，就像圖62(b)的發(fā)送信號749那樣，稍殘留載波成分而去除掉單側的邊波帶。把這叫作VSB信號，已知，若把f0作為調制頻帶，則因能以約f0/2的頻帶發(fā)送，頻率的利用率高。圖60的ASK信號原本是2比特字符，而用VSB方式則能在同一頻帶內傳送相當于16QAM的4比特/字符的信息量。
其次，在圖63所示的接收機751中，用地面天線32a所接收的信號經(jīng)輸入部752，在混合器753中和來自可變振蕩器754的信號相混合，變換為較低的中間頻率。其中，可變振蕩器754根據(jù)頻道的選擇而變化。接著在檢波器755中檢波，由LPF756生成基本頻帶信號，再由識別再生部757再生第1數(shù)據(jù)串D1和第2數(shù)據(jù)串D2，最后從第1數(shù)據(jù)列輸出部758的第2數(shù)據(jù)串輸出部759輸出。
下面，說明用發(fā)送機和接收機發(fā)送TV信號的情況，圖64是圖象信號發(fā)送機774的框圖。HDTV信號等的高分辨率TV信號輸入到第1圖象編碼器401的輸入部403，由次頻帶濾波器等圖象的分離電路404，分離為HLVL、HLVH、HHVL、HHVH等高頻TV信號和低頻TV信號。這部分內容因已在實施例3中用圖30說明過，所以省略詳細的說明。被分離的TV信號在壓縮部405，應用在MPEG等中的所使用的DPCM和DCT可變長符號化等方法符號化。動態(tài)補償在輸入部403中處理。被壓縮的4個圖象數(shù)據(jù)由合成器771生成第1數(shù)據(jù)串D1和第2數(shù)據(jù)串D22個數(shù)據(jù)串。這時，HLVL信號即低頻的圖象信號包含在第1數(shù)據(jù)串中。然后，輸入到發(fā)送機741的第1數(shù)據(jù)串輸入部743和第2數(shù)據(jù)串輸入部744進行振幅調制，形成VSB等的ASK信號，再從地面天線發(fā)送。
這個數(shù)字TV廣播的TV接收機的整體框圖是圖65。用地面天線32a接收的廣播信號輸入到TV發(fā)送機781中接收機751的輸入部752，由檢波解調部760，接收者選臺、解調所希望的任意的頻道的信號，再生第1數(shù)據(jù)串D1和第2數(shù)據(jù)串D2后由第1數(shù)據(jù)串輸出部758和第2數(shù)據(jù)串輸出部759輸出。詳細的說明因重復而省略。D1、D2信號輸入到分離部776。D1信號由分離器777分離，HLVL壓縮成分輸入到第1輸入部521。其它成分由合成器778和D2信號合成輸入到第2輸入部531。在第2圖象譯碼器中進入到第1輸入部521的HLVL壓縮信號由第1擴張部523擴張為HLVL信號送入圖象合成部548和畫面比率變更電路779中。原TV信號為HDTV信號時，HLVL信號為寬帶NTSC信號，原信號為NTSC信號時，成為MPEG1那樣的比NTSC品位低的低分辨率TV信號。
這個說明中由于把原圖象信號設定為HDTV信號，故HLVL信號成為寬帶NTSC的TV信號。若TV畫面的幀寬高比為16∶9，則經(jīng)輸出部780就以16∶9的畫面比率作為圖象輸出426輸出，如果TV畫面的幀寬高比為4∶3，就由畫面比率變更電路779從16∶9變更成4∶3的畫面幀寬高比的字母盒(letterbox)形式或側板(sidepanel)形式經(jīng)輸出部780作為圖象輸出425而輸出。
另一方面，來自第2數(shù)據(jù)串輸出部759的第2數(shù)據(jù)串D2在分離器776的合成器778中和分離器777的信號合成，輸入到第2圖象譯碼器的第2輸入部531中，由分離電路分離出HLVH、HHVL、HHVH的壓縮信號，分別送入第2擴展部535、第3擴展部506、第4擴展部537，擴展成為原HLVH、HHVL、HHVH信號，把HLVL信號加在這些信號上，輸入到圖象合成部548，合成為1個HDTV信號由輸出部546輸出，經(jīng)輸出部780作為HDTV的圖象信號427輸出。
輸出部780用誤碼率檢測部782檢測第2數(shù)據(jù)串輸出部759的第2數(shù)據(jù)串的誤碼率，在誤碼率高時，自動地將HLVL信號的低分辨率圖象信號輸出。
按照以上方式，可以發(fā)送、接收分級型廣播。傳送條件良好時，例如對于TV發(fā)送天線附近的廣播，因為能夠再生第1數(shù)據(jù)串和第2數(shù)據(jù)串，所以，能從HDTV的品位接收節(jié)目。另外對于和發(fā)送天線的距離較遠的廣播，再生第1數(shù)據(jù)串，從這個HLVL信號輸出低分辨率的TV信號。因此可以從HDTV的品位或NTSCTV的品位在更廣闊的區(qū)域接收同一節(jié)目。
另外，像圖66的TV接收機的框圖那樣把接收機751的功能縮小到只有第1數(shù)據(jù)串輸出部768，則由于接收機不用處理第2數(shù)據(jù)串和HDTV信號，故能大幅度地簡化結構。也可以使用圖31中所說明的第1圖象譯碼器421作為圖象譯碼器。雖不能以HDTV的品位接收節(jié)目，但接收機的成本大幅度下降。從而有廣泛普及的可能性。這個系統(tǒng)在不改變具有先有的TV顯示器的眾多的接受系統(tǒng)的情況下，通過添加附件就能接收數(shù)字TV廣播。
按照圖67那樣的結構，能夠簡單地構成具有解調PSK信號的衛(wèi)星廣播接收機和解調ASK信號的地面廣播接收機性能的接收機。這時，來自衛(wèi)星天線32的接收PSK信號在混合器786中和來自振蕩器787的信號相混合，變換為低頻輸入到TV接收機781的輸入部34中，再輸入到圖63中所說明的混合器753。被變換為衛(wèi)星TV廣播的特定頻道的低頻的PSK、或者QAM信號，由解調部35解調數(shù)據(jù)D1、D2，通過分離部788由第2圖象譯碼器422而作為圖象信號再生，由輸出部780輸出。另一方面，由地面用天線32a接收的數(shù)字地面廣播和模擬廣播輸入到輸入部752，用和圖63中所說明的同樣的過程，由混合器753選擇特定的頻道，檢波，形成只有低域的基帶信號。模擬衛(wèi)星TV廣播時，進入到混合器753被解調。數(shù)字廣播時，由識別再生器再生數(shù)據(jù)串D1和D2，由第2圖象譯碼器422再生、輸出圖象信號。另外，接收地面和衛(wèi)星的模擬TV廣播時，由圖象解調部788進行AM解調的模擬信號由輸出部780輸出。按照圖67的結構，則混合器753能夠在衛(wèi)星廣播和地面廣播共用。另外，第2圖像譯碼器422也能夠共用。還有，數(shù)字地面廣播應用ASK信號時，能夠兼用和為AM解調的先有的模擬廣播同樣的檢波器755及LPF756等接收電路。像以上那樣做成圖67的結構，可以大幅度地使接收電路共用化，削減電路數(shù)量。
另外，在實施例中，把4值的ASK信號分為2個組，進行D1、D2這2級各1比特的分級型傳送。然而也能夠像圖68那樣，用8值的ASK信號進行D1、D2、D3這3級各1比特的分級型傳送。圖68中，D1信號的信號點是信號點721a和721b、722a和722b、723a和723b、724a和724b的2值，即1比特。其次，D2的信號點是信號點群721和722，信號點群723和724的2值1比特。D3的數(shù)據(jù)是大信號群725和726的2值1比特。這時，把圖57的4個信號721、722、723、724分離為各2個信號點721a和721b、722a和722b、723a和723b、724a和724b通過分開各組間的距離可能進行3級的分級型傳送。
用這種3級的分級型通信系統(tǒng)進行了3級的圖象傳送已經(jīng)在實施例3中說明了，故省略動作的詳細說明。
在實施例3中說明了圖30所示的圖象譯碼器401，而圖30的框圖能夠重畫成圖69的形式。由于內容完全相同，故省略說明。這樣，圖象譯碼器401具有次頻帶濾波器等2個圖象分離電路404、404a。把這些作為分離部794，就如圖70所示的分離部的框圖。這樣，通過在1個分離電路中按時分通過信號2次能夠削減電路。下面說明這一點。在第1個周期，來自輸入部403的HDTV和超級HDTV的圖象信號由時間軸壓縮電路795壓縮時間軸再由分離電路404分為HHVH-H、HHVL-H、HLVH-H、HLVL-H等4個成分。這時，開關765、765a、765b、765c處在1的位置，向壓縮部405輸出HHVH-H、HHVL-H、HLVH-H等3個信號。而HLVL-H信號從開關765c的輸出1輸入到時間軸調整電路795的輸入2，在第2周期即進行時間分割處理的空閑時間送入分離電路404進行分離處理，分成HHVH、HHVL、HLVH、HLVL等4個成分并輸出。第2個周期時，開關765、765a、765b、765c變到輸出2的位置，故4個成分被輸入到壓縮部405。這樣，通過按圖70的結構進行時間分割處理，就能夠削減分離電路。
其次，在進行這樣3級的分級型圖象傳送的接收機的方面需要如實施例3的圖33的框圖所說明的圖象譯碼器。重新畫出來就成為圖71那樣的框圖。有2個處理能力不同而結構相同的合成器556。
這在如圖72的結構和圖70的分離電路的情況下，能夠用1個合成器同樣實現(xiàn)。下面說明圖72。用5個開關765、765a、765b、765c、765d，首先在定時1，開關765、765a、765b、765c的輸入切換到1。于是來自擴展部522、第2擴展部522a、第3擴展部522b、第4擴展部522c的各HLVL、HLVH、HHVL、HHVH的信號通過開關，進入到合成器556對應的輸入部，合成處理成為1個圖象信號。這個圖象信號送到開關765d由輸出1輸出，再送回到開關765c的輸入部2。這個圖象信號原本是分割高分辨率圖象信號中的HLVL-H成分，在下一個定時2中，開關765、765a、765b、765c被切換到輸入2。這樣，這次HHVH-H、HHVL-H、HLVH-H及HLVL-H、信號送入合成器556合成處理而能得到1個圖象信號。這個圖象信號由開關765d的輸出2經(jīng)輸出部554輸出。
這樣，在接收3級的分級的分級型廣播時，用時間分割處理可以把2個合成器削減為1個。
這個方式首先在定時1輸入HHVH、HHVL、HLVH、HLVL信號，合成HLVL-H信號。其后，在和定時1不同的期間定時2，輸入HHVH-H、HHVL-H、HLVH-H和上述的HLVL-H信號，得到最終的圖象信號。從而，需要錯開2組信號的定時。
原來如果輸入信號中上述成分的定時順序有錯或重復時，為了時間分離，就要在開關765、765a、765b、765c中設置存儲器，調整時間軸。但通過把發(fā)送機的發(fā)送信號像圖73那樣按時間分離成定時1和定時2再發(fā)送，則在接收機方面就不需要時間軸調整電路。所以，簡化了接收機的結構。
圖73的時間配置圖示出了按下面方式發(fā)送信號時的時間配置。D1表示發(fā)送信號的第1數(shù)據(jù)串。在定時1期間以D1通道發(fā)送HLVL、HLVH、HHVL、HHVH信號，在定時2期間以D2通道發(fā)送HHVL-H、HLVH-H、HHVH-H信號。這樣，通過時間分割發(fā)送信號，可以削除接收機編碼電路的結構。
其次，接收機擴展部的數(shù)量較多。下面說明削減擴展部數(shù)量的方法。圖74(b)示出了發(fā)送信號的數(shù)據(jù)810、810a、810b、810c的時間配置圖。圖中，在數(shù)據(jù)之間發(fā)送其它數(shù)據(jù)811、811a、811b、811c。于是，要發(fā)送給接收機的發(fā)送數(shù)據(jù)是間歇式地送出的。這樣，圖74(a)的框圖所示的第2圖象譯碼器422把數(shù)據(jù)串D1通過第1輸入部521和開關812逐個擴展部503。例如，數(shù)據(jù)810輸入完畢后在其它數(shù)據(jù)811期間進行擴展處理，數(shù)據(jù)810處理結束后，輸入下一個數(shù)據(jù)810a。由此，以使用和合成器場合同樣方法的時間分割，就能夠共用擴展部503。這樣，能夠減少擴展部的總數(shù)。
圖75是發(fā)送HDTV時的時間配置圖。例如，把相當于廣播節(jié)目第1頻道NTSC成分的HLVL信號作為HLVL(1)，把它按時間配置在D1信號的粗線所表示的數(shù)據(jù)821的位置。相當于第1頻道HDTV附加成分的HLVH、HHVL、HHVH信號配置在D2信號的數(shù)據(jù)821a、821b、821c的位置。于是，由于第1頻道的全部數(shù)據(jù)之間存在有其它TV節(jié)目信息的另外的數(shù)據(jù)822、822a、822b、822c故可能在這個期間中進行擴展部的擴展處理。于是，能夠用1個擴展部處理全部成分。這個方式能適用于擴展器高速處理的場合。
另外，如圖76那樣對D1信號配置數(shù)據(jù)821、821a、821b、821c也能夠得到同樣的效果，這在通常4PSK和4ASK那樣用非分級傳送的收發(fā)場合是有效的。
圖77示出了進行分級傳送時的時間配置圖。這是例如NTSC、HDTV和高分辨率HDTV、或者低分辨率NTSC、NTSC和HDTV這樣的3級圖象用物理上2級的分級傳送方法分級發(fā)送的。例如，發(fā)送低分辨率NTSC、NTSC和HDTV這3級圖象時，相當于D1信號低分辨率NTSC的HLVL信號配置在數(shù)據(jù)821。另外，NTSC的分離信號HLVH、HHVL、HHVH各成分的信號配置在數(shù)據(jù)821a、821b、821c的位置HDTV的分離信號HLVH-H、HHVL-H、HHVH-H信號配置在數(shù)據(jù)823、823a、823b。
這里，根據(jù)實施例2中所說明的誤碼校正能力差別化，添加了邏輯傳送。具體地，使用D1信號中的D1-1通道。D1-1通道如在實施例2中說明的那樣采用了比D1-2通道大幅度提高校正能力的誤碼校正方式。D1-1通道比D1-2通道冗余度高而再生后的誤碼率低，故在比其它數(shù)據(jù)821a、821b、821c的C/N值低的條件下也能再生。因此，即使在矩天線較遠的地區(qū)和汽車車內接收條件惡劣場合也能以低分辨率的NTSCTV品位再生節(jié)目。如在實施例2中所說明的那樣，從誤碼率的觀點出發(fā)，位于D1信號中D1-1通道的數(shù)據(jù)821比位于D1-2通道中的其它數(shù)據(jù)821a、821b、821c在接收干擾方面更強地差別化，邏輯分級不相同。如實施例2中所說明的，D1、D2的分級可稱為物理分級，由這個誤碼校正間矩差別化的分級構造可稱為邏輯分級結構。
D2信號的解調中物理上需要比D1信號高的C/N值。從而，在較遠地區(qū)C/N值最低的接收條件下，能夠再生HLVL信號，即低分辨率NTSC信號。而且，在C/N值比較低的接收條件下能夠再生HLVH、HHVL、HHVH與HLVL一起再生NTSC信號。進而，在C/N值高的接收條件下，固能夠再生HLVH-H、HHVL-H、HHVH-H，故加上HLVL信號，這樣就能夠進行3級廣播。通過用這樣的方式，圖53所說明的可能接收區(qū)域像圖98的接收干擾圖所示的那樣。從2層擴大到3層，更擴展了節(jié)目可能接收區(qū)域。
這里，圖78示出了圖77的時間配置時的第3圖象譯碼器的框圖?；旧鲜窃趶膱D72的框圖省去D3信號的第3輸入部551的結構上添加了圖74(a)的框圖結構而構成的。
下面說明其動作。在定時1由輸入部521輸入D1信號，由輸入部530輸入D2信號。由于按時間被分為HLVH等各個部分，這些成分就由開關812順次獨立地送到擴展部503。把這個順序用圖77的時間配置圖進行說明，首先，第1通道的HLVL壓縮信號進入擴展部503，進行擴展處理。接著，第1通道的HLVH、HHVL、HHVH也被擴展處理，通過開關812a輸入到合成部556所預定的輸入部，進行合成處理，首先合成HLVL-H信號。這個信號從開關765a的輸出1輸入到開關765的輸入2，再輸入到合成器556的HLVL輸入部。
接著，在定時2，如圖77的時間配置圖所示，D2信號的HLVH-H、HHVL-H、HHVH-H信號被輸入并由擴展部503擴展，各信號通過開關812a輸入到合成器556所指定的輸入端，合成處理輸出HDTV信號，這個HDTV讎號經(jīng)開關765a的輸離2通過輸出部521輸出HDTV信號。如上所述，通過按圖77的時間配置發(fā)送，可以大幅度削減接收機的擴展部和合成器的數(shù)量。還有，圖77在時間配置圖中使用了D1、D2信號2個階梯，而用前述的D3信號，再加上高分辨率HDTV就能夠進行4級的TV廣播。
圖79是播放3重分級圖象的分級型廣播的時間配置圖。3個分級用D1、D2、D33級的物理分級。如從圖中所明確的，同一TV頻道的各個成分在時間上不重復地配置著。另外，圖80是在圖78的框圖所說明的接收機中加入了第3輸入部521a的接收機圖。通過按圖79的時間配置進行的播放，可以用圖80的框圖所示的簡單結構構成接收機。
由于動作和圖77的時間配置圖、圖78框圖幾乎相同，為此省略說明。另外，還能像圖81的時間配置圖那樣，在D1信號上把全部信號做時間多路化。這時，數(shù)據(jù)821和其它的數(shù)據(jù)822這兩個數(shù)據(jù)與數(shù)據(jù)821a、821b、821c相比，提高了誤碼校正能力。因眥，比其它的數(shù)據(jù)分級高。如前所述那樣物理上是1級而在邏輯上成為2級的分級傳送。還有，在節(jié)目頻道1的數(shù)據(jù)之間插入了其它節(jié)目頻道2的數(shù)據(jù)。因而，在接收機側能進行串行處理，就能得到和圖79的時間配置同樣的效果。
圖81的時間配置圖的情況成為邏輯分級，而通過把數(shù)據(jù)821，其它的數(shù)據(jù)822的傳送比特比率降為1/2和1/3，則由于這個數(shù)據(jù)傳送時的誤碼率下降故也能夠進行物理上的分級傳送。這時，為3級的物理分級。
圖82是僅傳送圖81的時間配置圖那樣的數(shù)據(jù)串D1時圖象譯碼器423的框圖，與圖80的框圖所示的圖象譯碼器相比成為更簡單的結構。動作因和圖80中所說明的圖象譯碼器相同，故省略說明。
如上述，發(fā)送圖81的時間配置圖那樣的發(fā)送信號就象圖82的框圖那樣，能大幅度削減擴展器503、合成器556的數(shù)量，又由于4個成分被時間分離輸入，故根據(jù)輸入的圖象成分連續(xù)變更合成器56即圖32的圖象合成器548的內部電路部件，由此時間分割共用一些部件也能夠省去一些電路。
像以上那樣，能夠以簡單的結構構成接收機。
還有，在實施例5中，說明了應用ASK調制的動作，而在實施例5中所說明的眾多的方法也能用于實施例1、2、3中所說明的PSK和QAM調制。
還有，以前的實施例也能用于FSK調制。
例如，如圖83那樣進行f1、f2、f3、f4的多值FSK調制時，進行實施例5的圖58的信號點配置那樣的分組，通過分開各組信號點的位置能夠進行分級型傳送。
在圖83，把頻率f1、f2的頻率群841定義為D1＝0，把頻率f3、f4的頻率群842定義為D1＝1。而且把f1、f3定義為D2＝0，把f2、f4定義為D2＝1，于是能像圖示那樣，進行D1、D2各1比特，合計2比特的分級型傳送。例如，C/N高時在t＝t3能再生D1＝0、D2＝1，在t＝t4能再生D1＝1、D2＝0。其次，在低C/N時，在t＝t3僅能再生D1＝0而在t＝t4僅能再生D1＝1。
又，也能夠把本發(fā)明的實施例5應用于圖84那樣的示于框圖的磁記錄再生裝置。實施例5能夠進行ASK的磁記錄再生。
實施例6下面，根據(jù)實施例6說明本發(fā)明應用于磁記錄再生裝置的例子。實施例5中示出了把本發(fā)明應用于多值記錄的ASK傳送方式的情況，而根據(jù)同樣原理，能夠把本發(fā)明也應用在多值的ASK記錄方式的磁記錄再生裝置。通過把本發(fā)明的C-COM方式應用于ASK以外的PSK、FCK、QAM，能進行分級型多值的磁記錄。
首先，說明在16QAM和32QAM的磁記錄再生裝置使用本發(fā)明的C-CDM方式分級化的方法。圖84是應用了C-CDM于QAM之上時的框圖。以下把C-CDM多路化的QAM稱為SRQAM。
下面說明圖84。磁記錄再生裝置851，用圖象編碼器401中的第1圖象編碼器401a和第2圖象編碼器401b把輸入的HDTV等圖象信號分離壓縮為高頻信號和低頻信號，在輸入部742中的第1數(shù)據(jù)串輸入部743中輸入HLVL成分等的低頻圖象信號，在第2數(shù)據(jù)串輸入部744中輸入含HHVH等成分的高頻圖象信號，再輸入到調制解調器852中的調制器749。在第1數(shù)據(jù)串輸入部743中，誤碼校正碼在ECC部743a中被添加上低頻信號。另一方面，輸入到第2數(shù)據(jù)串輸入部744的第2數(shù)據(jù)串在16SRQAM、36SRQAM、64SRQAM時為2比特、3比特、4比特。這個信號由ECC744a進行誤碼編碼后用格狀編碼器(Trellis Encoder)在16SRQAM、32SRQAM、64SRQAM時，各以1/2、2/3、3/4的比率進行網(wǎng)格符號化。例如，64SRQAM時，第1數(shù)據(jù)串是2比特，第2數(shù)據(jù)串為4比特。因此，用如圖128所示的格狀編碼器，把3比特數(shù)據(jù)做成4比特，進行比率3/4的格狀編碼。這樣冗余度上升，數(shù)據(jù)比率下降但另一方面誤碼校正能力提高。因而，能夠降低同一數(shù)據(jù)比率的誤碼率。因此，增加了實質的記錄再生系統(tǒng)或傳送系統(tǒng)的信息傳送量。但因格狀編碼器電路復雜，故在實施例6中沒有用于誤碼率原本較低的第1數(shù)據(jù)串。第2數(shù)據(jù)串比第1數(shù)據(jù)串符號間距小，誤碼率惡化，但通過把第2數(shù)據(jù)串格狀編碼，誤碼率得到改善。根據(jù)省略第1數(shù)據(jù)串格狀編碼電路的結構，總體電路更簡單。調制的動作與實施例5的圖64的發(fā)送機幾乎相同，故省略詳細的說明。在調制器749中被調制的信號在記錄再生電路853中由偏壓發(fā)生器856進行AC偏置，經(jīng)放大器857a放大，最后用磁頭854記錄在磁帶855上。
記錄信號的格式如圖113的記錄信號頻率配置圖所示，記錄了具有頻率為fc的載波，例如16SRQAM的主信號859。與此同時，還記錄了具有fc2倍的2fc頻率的導頻f-p信號859a。由于根據(jù)頻率為fBZAS的偏壓信號859b加入AC偏壓進行磁記錄，故記錄時的畸變少。由于記錄了圖113所示3級中的2級，故存在2個能夠記錄再生的閾值Th-1-2、Th-2。根據(jù)記錄再生時的C/N電平，如果是信號859，則能記錄再生2級全部信號，而如果是信號859c，則只能記錄再生D1。
把16SRQAM用于主信號時，信號點配置如圖10。又，使用36SRQAM時，為圖100的配置。再生這個信號時，從磁頭854再生主信號859和導頻信號859a，由放大器857b放大。根據(jù)這個信號用載波再生電路858的濾波器858a頻分出2fo的導頻信號fp，經(jīng)1/2分頻器858bfo的載波被再生并送入到解調器760。用這個被再生的載波在解調部中解調出主信號。這時，使用HDTV用等高C/N值磁帶855時，因16點的各信號易于辨別，故在解調部760中解調出D1和D2。而且用圖象譯碼器422再生全信號。對于HDTVVTR的情況，例如再生15Mbps的HDTV的高比特率的TV信號。C/N值低的錄相帶成本便宜?，F(xiàn)在市場上出售的VHS磁帶和廣播用的高C/N型磁帶有10dB以上的C/N差。使用便宜且C/N值低的錄相磁帶855時，因C/N值低，完全辨別16值和36值的信號點比較困難。因而能夠再生第1數(shù)據(jù)串D1但不能再生第2數(shù)據(jù)串D2的2比特或3比特或4比特的數(shù)據(jù)串，只能再生第1數(shù)據(jù)串2比特的數(shù)據(jù)串。記錄再生2級分級型的HDTV圖象信號時，用低C/N磁帶因不能再生高頻圖象信號，故輸出第1數(shù)據(jù)串的低比率的低頻圖象信號，具體例如7Mbps的寬帶NTSC的TV信號。
另外，能夠按下述以一種產(chǎn)品形態(tài)設定圖114的框圖所示那樣的低比特率專用記錄再生裝置851。其中，省略了第2數(shù)據(jù)串輸出部759、第2數(shù)據(jù)串輸入部744和第2圖象譯碼器422a，具有僅調制解調第1數(shù)據(jù)串D1的變形QPSK等的調制器。這個裝置僅能進行第1數(shù)據(jù)串的記錄再生，即能夠記錄再生寬帶NTSC級的圖象信號。用這個低比特率專用磁記錄再生裝置再生輸出記錄了上述HDTV信號等的高比特率信號的高C/N值的錄相帶855時，僅再生第1數(shù)據(jù)串的D1信號，輸出寬帶NTSC信號，不能再生第2數(shù)據(jù)串。即再生記錄了同樣分級型的HDTV信號的錄相帶855時，一方面用復雜結構的記錄再生裝置能再生HDTV信號，一方面用簡單結構的記錄再生裝置能再生寬帶NTSCTV信號。即，對于2級的分級情況，能在具有不同C/N值磁帶和具有不同記錄再生數(shù)據(jù)率的機種間實現(xiàn)4種組合的完全的互換性。這時，與HDTV專用機相比，NTSC專用機的結構顯著地簡單。具體地，例如EDTV的譯碼器電路的規(guī)模與HDTV相比為1/6。從而，能夠以大幅度降低成本，實現(xiàn)低功能機。這樣就能為實現(xiàn)HDTV和EDTV圖象質量的記錄再生能力不同的2個類型的記錄再生裝置，在范圍廣泛的價格帶內設定機種。另外，使用者也能根據(jù)所要求的畫面質量，每次都能夠從高價格的高C/N磁帶到低價格低C/N的磁帶內自由地選擇。這樣，在完全保證了互換性的同時，還得到了擴充性，同時，還能夠保證和將來的互換性。從而有可能實現(xiàn)將來也不過時的記錄再生裝置。作為其它的記錄方法，也能夠根據(jù)實施例1、3中所說明的相位調制進行分級記錄。
也能夠根據(jù)實施例5中說明的ASK記錄。把現(xiàn)在的2值記錄多值化，像圖59(c)、(d)所示那樣把4值分為2個組，便能分級化。
對于ASK的情況，框圖和圖84相同。根據(jù)實施例的說明以外的磁帶上多磁道也能進行分級記錄。還有，改變誤碼校正能力，通過把數(shù)據(jù)差別化也能夠進行邏輯分級記錄。
下面，說明和將來規(guī)格的互換性。通常設定VTR等記錄再生裝置的規(guī)格時，用現(xiàn)實能得到手的最高C/N的磁帶制定規(guī)格。磁帶的記錄特性在日新月異地提高。例如，與10年前的磁帶相比，現(xiàn)在的C/N值提高了10dB以上。這時，在10-20年后的將來，立足于磁帶性能提高時設定新的規(guī)格，則按先有方式，取得和舊規(guī)格的互換性非常難。因此，很多場合新舊規(guī)格單方面互換或不能互換。
然而，本發(fā)明首先按現(xiàn)行的磁帶設定了記錄再生第1數(shù)據(jù)串或第2數(shù)據(jù)串的規(guī)格。其次，在將來磁帶的C/N大幅度提高時，如果預先采用本發(fā)明，追加高品位的數(shù)據(jù)分級的數(shù)據(jù)例如第3數(shù)據(jù)串，則例如記錄再生3分級64SRQAM的超級HDTVVTR，就能在保持和先有規(guī)格完全互換的同時實現(xiàn)。在將來實現(xiàn)了這個規(guī)格時，本發(fā)明用僅能記錄再生第1、第2數(shù)據(jù)串的舊規(guī)格2級的磁記錄再生裝置再生以新規(guī)格的3級記錄到第3數(shù)據(jù)串的磁帶，雖不能再生第3數(shù)據(jù)串但完全能夠再生第1、第2數(shù)據(jù)串。因而，在保持新規(guī)格互換性的同時，還能擴充記錄數(shù)據(jù)量。
這里，返回到圖84的再生動作進行說明。再生時，用磁頭854和磁再生電路853從磁帶855再生出信號送入調制解調部852。解調部由于和實施例1、3、4進行幾乎同樣的動作故省略說明。由解調部760再生第1數(shù)據(jù)串D1和第2數(shù)據(jù)串D2，第2數(shù)據(jù)串由Vitabi譯碼器等格狀譯碼器759b做代碼級的高誤碼率校正，降低誤碼率。D1、D2信號由圖象譯碼器422解調輸出HDTV的圖象信號。
以上是具有2個分級的磁記錄再生裝置的實施例，下面用圖131的框圖說明在2級的物理分級中加入1級邏輯分級的3級磁記錄裝置?；旧鲜呛蛨D84相同的結構，但用TDM把第1數(shù)據(jù)串進而分割成2個子通道構成3級結構。如圖131所示，首先，HDTV信號由第1圖象譯碼器401a中的第1-1圖象譯碼器401c和第1-2圖象譯碼器401d分離成中頻和低頻圖象信號的2個數(shù)據(jù)，D1-1和D1-2，再輸入到輸入部742的第1數(shù)據(jù)串輸入部。MPEG等級畫質的數(shù)據(jù)串D1-1在ECC Coder743b中進行具有通常代碼級的誤碼校正符號化，D1-2在ECC Coder 743b中進行具有通常代碼級的誤碼校正符號化。D1-1和D1-2由TDM部743c進行時間多路化，生成1個數(shù)據(jù)串D1。D1和D2在C-CDM調制器749被調制，用磁頭854在磁帶855上進行2級分級記錄。
再生時，由磁頭854再生的記錄信號用和圖84所說明的同樣的動作，由C-CDM解調部760解調出D1和D2。第1數(shù)據(jù)串D1在第1數(shù)據(jù)輸出部758中被解調為2個子通道D1-1和D1-2。D1-1由于在代碼級高的ECC Decoder758a中進行誤碼校正，故比D1-2，D1-1在低C/N值也能解調，由第1-1圖象譯碼器402a譯碼(Decode)輸出LDTV。另一方面，D1-2在通常代碼級的ECC譯碼器758b中進行誤碼校正，與C1-1相比，因具有較高的C/N臨界值，故信號電平不大就不能再生。而且，在第1-2圖象譯碼器402d中被解調，與D1-1合成，輸出寬帶NTSC級的EDTV。
第2數(shù)據(jù)串D2由格狀解調器(Trellis Decoder)759b進行Vitabi解碼，由ECC759a進行誤碼校正，用第2圖象譯碼器402b形成高頻圖象信號，與D1-1、D1-2合成輸出HDTV。這時D2的C/N的閾值設定得比D1-2大，從而，磁帶855的C/N值小時，再生D1-1即LDTV，通常的C/N值的磁帶855時，再生D1-1、D1-2即EDTV，高C/N值磁帶855時，再生D1-1、D1-2、D1-3即HDTV信號。
這樣，就能實現(xiàn)3級的分級磁記錄再生裝置。如前所述，磁帶855的C/N值和成本有相關關系。本發(fā)明的情況，使用者能夠記錄再生與3種類型的磁帶成本相應的3個等級畫面質量的圖象信號，故可以拓寬使用者根據(jù)想記錄的TV節(jié)目的內容而選擇磁帶等級的范圍。
下面，說明快速發(fā)送時分級記錄的效果。如圖132的記錄磁道圖所示的那樣，磁帶855上記錄著方位角A的記錄磁道(track)855a和逆方位角B的記錄磁道855b。如圖示，在記錄磁道855a的中央部設置了記錄區(qū)域855c，把其它的區(qū)域作為D1-2記錄區(qū)域855d。至少在1個地方就各個記錄磁道數(shù)設置記錄區(qū)域。其中，記錄LDTV的1幀。高頻信號的D2信號記錄在記錄磁道全區(qū)域的D2記錄區(qū)域855e。通常速度的記錄再生時，這個記錄格式不產(chǎn)生新的效果。順方向和逆方向的磁帶快速傳送再生時，方位角A的磁頭掃描855f如圖示那樣和磁道不一致。在圖132所示的本發(fā)明中，磁帶中央部的狹窄區(qū)域設置了被設定為D1-1的記錄區(qū)域855c。因而雖是某種一定的幾率，但這個區(qū)域準確地被再生。被再生的D1-1信號雖然是與MPEG1并列的LDTV的畫面質量，但能夠解調同一時間全體畫面的圖象。這樣，在快速傳送時就具有1秒鐘內再生幾枚到幾十枚LDTV的完全圖象，使用者能夠確認快速傳送中的圖象畫面。
另外，返傳送再生時，如磁頭掃描855g所示那樣僅掃描磁道的一部分區(qū)域。然而，在這時也應用圖132所示的記錄再生格式，因D1-1記錄區(qū)域能夠再生，故間歇式地輸出LDTV等級畫面質量的動畫。
這樣，本發(fā)明由于記錄了記錄磁道部分狹窄區(qū)域中LDTV等級畫面質量的圖象，故使用者在正反兩個方向快速傳送時能夠以LDTV等級的畫面質量再生快速傳送的間斷的、幾乎完全靜止的畫面，所以在高速檢索時，容易確認畫面。
下面說明更高速的快進再生的對應方法。如圖132的右下角所示的那樣，設置D1-1記錄區(qū)域855c，記錄LDTV1幀的同時，進一步把狹窄區(qū)域的D1-1·D2記錄區(qū)域855h設置在D1-1記錄區(qū)855c上。這個區(qū)域中的子通道D1-1上記錄著LDTV1幀的部分信息。把LDTV余下的信息重復記錄在D1-1·D2記錄區(qū)域855h的D2記錄區(qū)域855j。子通道D2具有子通道D1-13-5倍的數(shù)據(jù)記錄量。從而能用D1-1和D2記錄1/3-1/5面積的磁帶上LDTV的一幀信息。由于磁頭特性能夠在更窄的區(qū)域855h、855j上記錄，所以與磁頭的掃描時間相比，時間和面積都成為1/3-1/5。從而即使提高快進速度，磁頭掃描更傾斜，也提高了掃描這個區(qū)域全部的幾率。因而和僅是D1-1的情況相比在進一步以3-5倍的高速快進時也間斷地再生完整的LDTV圖象。
這種方式在2分級VTR的情況，因沒有再生D2記錄區(qū)域855j的功能則在高速快進時不能再生。另一方面，在3分級高功能型VRT與2分級相比，在3-5倍高速快進時也能確認圖象。即不僅能實現(xiàn)根據(jù)分級數(shù)即成本的畫面質量，而且能根據(jù)成本實現(xiàn)能再生最大快進速度不同的VTR。
還有，在實施例中，使用了分級型調制方式，但是，不言而喻，16QAM等通常的調制方式如果進行分級型圖象符號化，也能實現(xiàn)本發(fā)明的快進再生。
以往的在高度上壓縮圖象方式的非分級型數(shù)字VTR的記錄方式，圖象數(shù)據(jù)均勻地分散，故快進再生時不能夠再生各掃描相同時間的畫面的全部圖象。因而，只能再生偏離畫面各段時間軸的圖象，然而，本發(fā)明的分級型HDTVVTR是LDTV等級，在快進再生時能夠再生不偏離畫面各段的時間軸的圖象。
進行本發(fā)明的HDTV3級分級型記錄時，在記錄再生系統(tǒng)的C/N值高時，能夠再生HDTV等高分辨率TV信號。而且，在記錄再生系統(tǒng)的C/N低及用低功能磁再生裝置再生時，輸出寬帶NTSC等EDTV等級的TV信號或低分辨率NTSC等LDTV等級的TV信號。
如上，在使用本發(fā)明的磁再生裝置中，在C/N低和誤碼率高時，也能以低分辨率或低畫面質量再生同一內容圖象。
實施例7實施例7是把本發(fā)明用于4分級的圖象分級傳送的例子。通過把實施例2中說明的4分級傳送方式與4分級圖象數(shù)據(jù)構造組合就能產(chǎn)生如圖91的接收干擾區(qū)域圖所示的4分級接收區(qū)域。如圖所示，在最內側形成第1接收區(qū)890a，在其外側形成第2接收區(qū)890b、第3接收區(qū)890c和第4接收區(qū)890d。下面，說明實現(xiàn)這種4分級的方法。
實現(xiàn)4分級時，存在著由調制得到的4級的物理分級、由誤差校正能力的差別化得到的4級的邏輯分級等，前者由于分級之間的C/N差較大，4級上有必要有大的C/N。后者由于能夠解調這個前提，分級之間的C/N差取得不大?，F(xiàn)實當中，使用2級的物理分級和2級的邏輯分級。這樣先描述把圖象信號分為4級的方法。
圖93是分離電路3的框圖，由圖象分離電路895和4個壓縮電路構成。分離電路404a、404b、404c內部的基本結構和圖30的第1圖象譯碼器401中的分離電路404的框圖相同，故省略說明。分離電路404a等把圖象信號分離為低頻成分HLVL、高頻成分HHVH和中頻成分HHVL、HLVH等4個信號。這時，HLVL的分辨率為原圖象信號的一半。
輸入的圖象信號由圖象分離電路404a分割為高頻成分和低頻成分。由于在垂直和水平方向上分割，故輸出4個成分。高頻和低頻的分割點在本實施例中處在中間點。從而，輸入信號是垂直1000條的HDTV信號時，HLVL信號為垂直500條、水平分辨率也為1/2的TV信號。
低頻成分的HLVL信號由分離電路404c進一步各2分為水平、垂直方向的頻率成分。從而，HLVL的輸出，例如就成為垂直250條，水平分辨率成為1/4。把這個定義為LL信號，LL成分由壓縮部405a壓縮作為D1-1信號輸出。
另一方面，HLVL高頻成分的3個成分由合成器合成為1個LH信號，由壓縮部405b壓縮后作為D1-2信號輸出。這時，在分離電路404c和合成器772c之間可設立3個壓縮部。
高頻成分的HHVH、HLVH、HHVL等3個成分由合成器772a形成1個HHVH-H信號。壓縮信號在水平、垂直都是1000條時，這個信號在水平、垂直方向具有500-1000條的成分。而且，由分離電路404b分離為4個成分。
從而，作為HLVL輸出，分離為水平、垂直方向的500-750條成分。稱為HH信號。而且，HHVH、HLVH、HHVL這3個成分具有750-1000條成分，在合成器772b中合成，在壓縮部405d中壓縮成為HH信號，作為D2-2信號輸出。另一方面，HL信號作為D2-1信號輸出。從而，LL即D1-1信號具有例如0-250條以下成分，LH即D1-2信號具有250條以上500條以下的頻率成分，HL即D2-1信號具有500條以上750條以下、HH即D2-2信號具有750條以上1000條以下的頻率成為。使用這個分離電路3，能夠產(chǎn)生分級型數(shù)據(jù)的結構。通過用這個圖93的分離電路3替換實施例2中所說明的圖87的發(fā)送機1中分離電路3，能夠進行4級的分級型傳送。
這樣，把分級型數(shù)據(jù)結構和分級型傳送組合，能夠實現(xiàn)伴隨C/N的惡化畫面質量階梯形下降的圖象傳送。這樣，播放時可以擴大服務范圍。其次，解調再生這個信號的接收機和實施例2中所說明的圖88的第2接收機具有相同的結構和動作。從而省略全部動作的說明。只是處理圖象信號的合成部37的結構和數(shù)據(jù)發(fā)送不同。這里，詳細說明合成部37。
如實施例2中用圖88的接收機框圖所說明的那樣，解調、誤碼校正接收的信號，形成D1-1、D1-2、D2-1、D2-2等4個信號，輸入到合成部37。
這里，圖94是合成部33的框圖。輸入的D1-1、D1-2、 、D2-1、D2-2信號在擴張部523a、523b、523c、523d中被擴展，形成在圖93的分離電路中說明過的LL、LH、HL、HH信號。設原來的圖象信號水平、垂直方向的頻帶為1，則這個信號的LL就為1/4、LL+LH為1/2、LL+LH+HL為3/4，LL+LH+HL+HH為1的頻帶。LH信號由分離器531a分離在圖象合成部548a中與LL信號合成輸入到圖象合成部548c的HLVL端子。關于圖象合成部531a的例子的說明已經(jīng)用圖32的圖象譯碼器527說明過了，故省略。另一方面，HH信號由分離器531b分離，輸入到圖象合成部548b。HL信號在圖象合成部548b中和HH信號合成形成HHVH-H信號，經(jīng)分離器531c分離，在圖象合成部548c中和LH、LL的合成信號合成，成為圖象信號LL合成部33輸出。而且，用圖88的第2接收機的輸出部36形成TV信號輸出。這時，原信號若是垂直1050條，約1000條的HDTV信號，則由圖91的接收干擾圖所示的4個接收條件4種畫面質量的TV信號。
下面詳細說明TV信號的畫面質量。把圖91和圖86合在一起，就是圖92的傳送分級構造圖。這樣，和C/N提高的同時，在接收區(qū)域862d、862c、862b、862a中添加了能夠逐次再生D1-1、D1-2、D2-1、D2-2的分級通道，增加的數(shù)據(jù)量。
如圖95傳送分級結構圖那樣，圖象信號進行分級傳送時，在C/N提高的同時，再生出LL、LH、HL、HH信號的分級通道。因此，隨著至發(fā)送天線距離的縮短，畫面質量上升。L＝Ld時，再生信號，L＝Lc時，再生LL+LH信號，L＝Lo時，再生LL+LH+HL信號，L＝La時，再生LL+LH+HL+HH信號。因此，設原信號的頻帶為1，就能在各個接收地區(qū)分別得到1/4、1/2、3/4、1的頻帶的畫面質量。原信號為垂直掃描線1000條的HDTV時，能得到250條、500條、750條、1000條的TV信號。這樣，就能進行畫面質量階梯形惡化時的分級型傳送。圖96是先有的數(shù)字式HDTV廣播時的接收干擾圖。從圖中所指明的那樣，先有方式在C/N小于Vo時，完全不能再生TV信號。因此，即使在服務范圍距離R的內側，在和其它臺的競爭地區(qū)、樓房陰影等地如“X”號所示，不能接收。圖97是應用本發(fā)明的HDTV分級廣播的接收狀態(tài)圖。如圖97所示，在距離La，C/N＝a、在Lb，C/N＝b，在Lc，C/N＝C、在Ld，C/N＝d各個接收區(qū)域能夠得到250條、500條、750條、1000條的畫面質量。在距離La以內，也存在C/N惡化，不能以HDTV畫面質量再生的區(qū)域。然而，這時，也能夠再生畫面質量降低的圖象。例如樓房陰影的B點以750條、電車內的D點以250條、受重象的F點以750條，汽車內的G點以250條、和其它臺競爭地區(qū)L點以250條的畫面質量，能夠再生圖象。如上所述，通過應用本發(fā)明的分級傳送，在先有方式所不能接收再生的地區(qū)也能夠接收，可以大幅度擴大TV臺的服務范圍。另外，如圖98的分級傳送圖所示的，以D1-1通道播放和其區(qū)域內的模擬廣播相同的節(jié)目D，用D1-2、D2-2、D2-2通道播放其它的節(jié)目C、B、A，便能夠在整個區(qū)域準確地播放節(jié)目D的同時進行聯(lián)播，并可在聯(lián)播的同時，收聽其它3個節(jié)目。
實施例8下面根據(jù)圖面說明實施例8。實施例8是把本發(fā)明的分級型傳送方式應用于蜂窩狀(colluar)電話系統(tǒng)的收發(fā)話時的例子。在圖115攜帶電話機的收發(fā)話機的框圖中，從麥克風762輸入的通話者的聲音由壓縮部405壓縮符號化為前述的分級構造的數(shù)據(jù)D1、D2、D3，在時間分割部765根據(jù)定時時間分割為所定的時間段，在調制器4受前述的SRQAM等分級型調制，載于1個載波上經(jīng)天線共用器由天線22發(fā)送，用后述的基地臺接收，發(fā)送到其它的基地臺或電話局，能和其它的電話通話。
另一方面，來自其它電話的通話信號作為從基地臺來的發(fā)送電波由天線22接收。這個接收信號在SRQAM等分級型解調器45中作為D1、D2、D3的數(shù)據(jù)而被解調。從解調信號在定時電路767檢測出定時信號，這個定時信號被送入時間分割部765。解調信號D1、D2、D3在擴展部503中被擴展形成聲音信號，送到擴音器65成為聲音。
其次，像圖116的基地臺的框圖中那樣，位于6角形或圓形的3個接收單元(cell)768、769、770各中心部的基地臺771、772、773具有多個和圖115同樣的收發(fā)機761a-761j，收發(fā)和收發(fā)機相同數(shù)量通道的數(shù)據(jù)。連接于各基地臺的基地臺控制部774經(jīng)常監(jiān)視各基地臺的通信話務量，，根據(jù)話務量進行對各基地臺的通道頻率的分配和進行各基地臺的接收單元尺寸控制等總體系統(tǒng)的控制。
如圖117的先有方式通信容量話務分布圖所示的那樣，QPSK等先有方式的數(shù)字通信方式接收單元768、770的Ach的傳送容量為把d＝A的圖所示頻率利用率2比特/Hz的數(shù)據(jù)774d、774b與d＝B的圖所示數(shù)據(jù)774c組合起來的數(shù)據(jù)774d，在每個地點都是同樣的2比特/HZ頻率利用率。另一方面，實際的都市密集地775a、775b、775c那樣高樓集中的地方人口密度大，通話的話務量也像數(shù)據(jù)774e所示那樣呈現(xiàn)峰值。其周圍以外的地區(qū)通話量少。對于實際的話務量TF的數(shù)據(jù)774e，先有的單元電話的容量如數(shù)據(jù)774d所示在整個區(qū)域是相同的2比特/HZ的頻率效率。即，存在著通話量少的地區(qū)也和通話量多的地區(qū)使用相同的頻率這種效率差的問題。先有的方式在話務量多的地區(qū)相應采用增多頻率分配、增加通道數(shù)或減少接收單元的面積。然而，增加通道數(shù)有頻譜的限制。另外，先有方式的16QAM、64QAM等的多值化使發(fā)送電功率增加。減小接收單元的大小，增加單元數(shù)等，導致基地臺數(shù)量增加，使設施成本增加。
理想的辦法是，在話務量多的地區(qū)提高頻率效率，在話務量少的地區(qū)降低可以提高系統(tǒng)總體的效率。通過采用本發(fā)明的分級型傳送方式就能實現(xiàn)上述要求。下面，用圖118的本發(fā)明實施例8中通信容量、話務量分布圖進行說明。圖118的分布圖從上至下順序示出了接收單元770B、768、769、770、770a的A-A'線上的通信容量。接收單元768、770，通道群A接收單元770b、769、770a利用與通道群A不重復的通道群B的頻率。這些通道對應各接收單元的話務量，由圖116的基地臺控制器774自動地減少通道數(shù)。118示出了d＝A時A通道的通信容量分布，d＝B時，B通道的通信容量、d＝A+B時全部通道加在一起的通信容量，通信話務量TF、建筑和人口的人布P。接收單元768、769、770由于應用了前面的實施例中所說明的SRQAM等多級的分級傳送方式，故像數(shù)據(jù)776a、776b、776c所示那樣，在基地臺周圍部能夠得到QPSK頻率利用率2比特/Hz的3倍即6比特/HZ的利用率。隨著向周圍靠近減少為4比特/Hz、2比特/Hz。不增加發(fā)送功率，就如點線777a、b、c所示，和QPSK接收單元的尺寸相比，2比特/Hz的區(qū)域變得狹窄，但通過提高若干基地臺的發(fā)送功率，能夠得到同樣的接收單元的大小。對應64SRQAM的子局在距基地臺較遠的地方，用把SRQAM的移動量定為S＝1的變形QPSK收發(fā)，在較近的地方以16SRQAM，在更近的地方以64SRQAM收發(fā)。從而與QPSK相比，沒有增加最大發(fā)送功率。還有，把電路簡化了的圖121的框圖所示的4SRQAM收發(fā)機也能夠保持互換性，和其它電話通話。圖122的框圖所示的16SRQAM的情況，也是同樣的。因此，存在3種調制方式的子機。對于攜帶電話的情況，小型輕量性是重要的。對于4SRQAM的情況，頻率利用率下降，故通話費用高，但因電路簡單，滿足小型輕量化的要求，適合于使用者。這樣，本方式就能對應范圍廣泛的用途。
像以上那樣，能夠建立具有圖118的d＝A+B那樣容量不同分布的傳送系統(tǒng)。通過把TF的話務量加在一起設置基地臺，就能提高綜合頻率利用效率。特別是單元小的小型單元方式，能夠設置很多的子基地臺，又能容易在話務量多的地方設置子基地臺，故本發(fā)明的效果高。
下面，用圖119的數(shù)據(jù)時間配置圖說明各時間段的數(shù)據(jù)配置。圖119(a)示出先有方式的時間段，圖119(b)示出實施例8的時間段。圖119(a)所示的先有方式的收發(fā)不同的頻率方式在Down側，即從基地臺向子臺發(fā)送時以頻率A用時間段780a發(fā)送同步信號S，用時間段780b、780c、780d向各個A、B、C通道送去發(fā)送信號。其次在Up側，即從子機向基地臺發(fā)送時，以頻率B把各個同步信號、a、b、c通道的信號送到時間段781a、781b、781c、781d。
本發(fā)明的情況，如圖119(b)所示由于應用了前述的64SRQAM等分級型傳送方式，故具有D1、D2、D3各2比特/Hz的3個分級數(shù)據(jù)。A1、A2數(shù)據(jù)由于用16SRQAM發(fā)送，故如時間段782b、782c和783b、783c所示的那樣，大約為2倍的數(shù)據(jù)率。以同一音質發(fā)送時，能用一半的時間發(fā)送。因此，時間段782b、782c為一半的時間。這樣就能在圖118的776c的第2分級區(qū)域即基地臺的近旁得到2倍的傳送容量。同樣地，在時間段782g、783g能以64SRQAM進行E1數(shù)據(jù)的收發(fā)。由于具有約3倍的傳送容量，故在同一個時間段能夠確保3倍的E1、E2、E3這3個通道。這樣，用同一個頻帶便能得到最大約3倍的通話。然而，這時，在基地臺附近進行這樣的通話時，實際比這個數(shù)字低。還有，實際的傳送效率將下降到90%。為提高本發(fā)明的效果，希望話務量的區(qū)域分布和本發(fā)明的傳送容量分布一致，而像圖118的TF圖所示，在實際的都市以樓房街為中心周圍配置著綠地帶。在郊外也在住宅地的周圍配置著田地和森林，是按接近TF圖的分布，因此，應用本發(fā)明的效果很高。
圖120是TDM方式的時間圖，(a)示出先有方式，(b)示出本發(fā)明的方式。如圖120(a)所示，以同一頻帶用時間段786a、786b進行向各A、B通道的子機發(fā)送，用時間段787a、787b進行來自各A、B通道子機的接收。如圖120(b)所示，本發(fā)明，對于16SRQAM用時間段788a進行A1通道的接收，用時間段778c進行A1通道的發(fā)送。時間段的寬度約為1/2。對于64SRQAM，用時間段788l進行D1通道的接收，用時間段788l進行D1通道的發(fā)送。時間段的寬度約為1/3。
特別是，為降低消耗電功率，在時間段778p以1/2的時間段進行16SRQAM的E1的接收，而發(fā)送用時間段788r以通常的時間段4SRQAM進行。因此，4SRQAM比16SRQAM消耗電功率少，故可減少發(fā)送時的電功率消耗。然而，占有時間長，通話費用高。對于蓄電池較小的小型輕量型攜帶電話和蓄電池剩余容量少時，效果較高。
如上所述，因能夠把實際的話務量分布加起來設定傳送容量分布，故能提高實質的傳送容量。另外，由于基地臺、子局能夠選擇3個或2個傳送容量，故能夠自由度較高地降低頻率效率、降低電功率消耗或提高效率降低通話費用。另外，利用低傳送容量4SRQAM等方式簡化電路，還能夠設定小型、低成本的子機。這時，如上述實施例所說明的，能取得所有機種間的傳送互換性，這是本發(fā)明的特征之一。這樣，在增大傳送容量的同時，能夠謀求從超小型機到高功能機范圍廣泛的機種。
實施例9下面根據(jù)圖面說明第9實施例。實施例9是把本發(fā)明用于OFDM傳送方式的例子。給出了圖123的OFDM收發(fā)機的框圖和圖124OFDM的動作原理圖。FDM種類之一的OFDM通過使相鄰的載波正交，比一般的FDM頻帶的利用率好。另外，由于抗重影等多通道干擾能力強，故正在研究用于數(shù)字音樂廣播和數(shù)字TV廣播。如圖124OFDM的原理圖所示，對于OFDM，用串/并變換部791在頻率軸793上把輸入信號以1/ts的數(shù)據(jù)間隔配置。作成子通道794a-e。把這個信號在擁有逆FFT器40的調制器中向時間軸799做逆FFT變換，制作發(fā)送信號795。在ts有效記號(symbol)期間中的796期間發(fā)送這個被逆FFT變換的信號，在各記號之間設置了tg保護期間797。
下面用圖123的OFDM-CCDM混合方式的框圖說明收發(fā)HDTV信號時實施例9的動作。被輸入的HDTV信號由圖象譯碼器401分離為低頻D1-1、中-低頻D1-2和高-中-低頻D23級的分級結構的圖象信號，輸入到輸入部742。在第1數(shù)據(jù)串輸入部743，D1-1信號被進行代碼級高的ECC編碼，D1-2信號進行通常的代碼級ECC符號化。D1-1和D1-2由TDM部743進行時間分割多路化，生成D1信號，輸入到調制器852a的D1串/并轉換器791a。D1信號為n個并行數(shù)據(jù)，輸入到n個C-CDM調制器4a、4b…的第一輸入部。
另一方面，高頻成分信號的D2在輸入部742第2數(shù)據(jù)串輸入部744內的ECC部744a中進行ECC(Error Correction Code)符號化，在格狀編碼器744b中格狀符號化，輸入到調制器852a的D2串/并轉換器791b，形成n個并行數(shù)據(jù)，輸入到C-CDM調制器4a、4b…的第2輸入部中。由第1輸入部的D1數(shù)據(jù)串和第2輸入部的D2數(shù)據(jù)在各個C-CDM調制器4a、4b、4c…中C-CDM調制為16SRQAM等。這n個C-CDM調制器具有各不相同頻率的載波，同時，相鄰的載波如圖124的794a、794b、794c所示正交并位于頻率軸793上。這樣，被C-CDM調制的n個調制信號由逆FFT電路40從頻率軸范圍(dimension)映像到時間軸范圍，形成ts的有效符號長度的時間信號796a、796b等。有效符號時間帶796a和796b之間為減少多通道干擾設立了Tg秒的保護時間帶797a。把這些用時間軸和信號電平表現(xiàn)出來就是圖129的時間-信號電平圖，保護時間帶797a的Tg從多通道的影響時間根據(jù)用途來決定。通過把Tg設定為長于TV重象等多通道的影響時間，接收時，來自逆FFT電路40的調制信號由并/串轉換器形成1個信號，經(jīng)發(fā)送部5形成RF信號輸出發(fā)送。
其次，說明接收機43的動作，表示在圖124的時間軸符號信號796e上。接收信號輸入到圖123的輸入部24，再輸入到調制部852b被數(shù)字化，由FFT部40a展開為付立葉系數(shù)，從圖124所示的時間軸779映射到頻率軸793a上。從圖124的時間軸符號信號變換為頻率軸的信號的載波794a、794b等。由于這些載波相互正交，故能夠分離成各個調制信號。圖125(b)所示的16SRQAM等被解調，送入到各個C-CDM解調器45a、45b中。而且在C-CDM解調器45的各個C-CDM解調部45a、b中被解調成分級型，D1、D2的子信號被解調，由D1并/串轉換器852a和D2并/串轉換器852b，形成串行信號，解調出原始的D1、D2信號。這時，由于使用了應用圖125(b)所示的C-CDM的分級傳送方式，因而在C/N值惡劣的接收條件下僅能解調D1信號，在較好的條件下解調D1和D2信號。解調出的D1信號在輸出部757中再次被解調。與D1-2信號相比，D1-1信號誤碼校正的代碼級高，故D1-1信號的誤碼信號在相當惡劣的接收條件下也能再生。D1-1信號由第1-1圖象譯碼器402C形成LDTV的低頻信號，D1-2信號由第1-2圖象譯碼器402d形成EDTV的中頻成分而輸出。
D2信號被格狀解調，由第2圖象譯碼器402b形成HDTV的高頻成分輸出。上述的低頻信號僅輸出LDTV信號，通過加上上述的中頻成分輸出寬帶NTSC等級的EDTV信號，進而通過再加入上述高頻成分合成出HDTV信號。和前面的實施例相同，能夠接收與接收C/N對應的畫面質量的TV信號。實施例9，通過把OFDM和C-CDM組合使用，能夠實現(xiàn)OFDM不能實現(xiàn)的分級傳送。
OFDM為了確實地在保護期間Tg中吸收多通道干擾信號，因而抗TV重像等多通道干擾能力強。從而，能夠用于汽車的TV接收機的數(shù)字TV廣播。然而，由于不是分級型傳送，故在某個一定的C/N臨界值以下就不能接收。通過和本發(fā)明的C-CDM組合，便能實現(xiàn)抗多通道干擾強又能接收適于C/N惡化的圖象(GraditionalDegradation)。在汽車內進行TV接收時，不僅有多通道干擾，而且C/N值也惡化。在此，僅是多通道干擾的對策不能擴大TV廣播臺的服務范圍。然而通過和分級型傳送的C-CDM組合，即使C/N相當惡化也能夠以LDTV等級接收。另一方面，對于汽車用TV的情況，畫面尺寸通常是10英寸以下，故用LDTV等級能得到充分的畫面，從而可以大幅度擴大汽車TV的LDTV等級的服務范圍。把OFDM用于HDTV的整個頻帶，用現(xiàn)時的半導體技術就要加大DSP的電路規(guī)模。因此，示出了用OFDM僅傳送低頻TV信號的方法。如圖138的框圖所示那樣，把HDTV的中頻成分和高頻成分的D1-2和D2這2個信號進行本發(fā)明的C-CDM多路化，由FDM40以頻帶A發(fā)送。另一方面接收機側接收到的信號由FDM40e分離頻率，用本發(fā)明的C-CDM解調器4b解調，和圖123一樣再生HDTV的中頻成分和高頻成分。這時的圖象譯碼器的動作和實施例1、2、3的相同，故省略。
其次，HDTV的MPEG1等級的低頻信號D1-1由串/并轉換器791形成并行信號，在OFDM變換器852c中受QPSK和16QAM的調制，由逆FFT器40變換為時間軸的信號，由FDM40d以頻帶BB發(fā)送。
另一方面，接收機43接收到的信號在FDM部40e中被頻分，在OFDM解調部852d中由FFT40a形成許多頻率軸信號，由各個解調器45a、45b等解調，由并/串轉換器852a解調D1-1信號，和圖123一樣，從接收機輸出LDTV等級的D1-1信號。
這樣，只是LDTV信號實現(xiàn)了OFDM的分級傳送。通過用圖138的方法，OFDM的復雜電路可以僅是LDTV信號。和HDTV信號相比，LDTV信號是1/20的比特率，因此OFDM的電路規(guī)模為1/20，大幅度地縮小的整體電路規(guī)模。
OFDM是抗多通道干擾能力強的傳送方式，在攜帶電視、汽車電視接收時，以及汽車的數(shù)字式音樂發(fā)送接收時的移動臺，以多通道干擾大且變動的用途為主要目的加以應用。在這樣的用途中，從4英寸到8英寸的10英寸以下的小畫面尺寸是主流。因此，OFDM調制HDTV和EDTV等高分辨率的全部TV信號的方式，花費的費用較高，對于汽車TV的情況以LDTV等級的TV信號接收就足夠了。另一方面，家庭用TV那樣的固定臺，多通道干擾經(jīng)常是一定的，故易于采取多通道干擾對策。因而，在強重像地區(qū)以外，OFDM的效果不高。在HDTV的中高頻成分使用OFDM，由于OFDM電路規(guī)模大，故不是上策。因此，僅把本發(fā)明的示于圖138的OFDM用于低頻TV信號的方法，具有這樣的效果，即在汽車等移動臺中，既沒有失去大幅度減輕接收到的LDTV的多通道干擾的OFDM的效果，又能大幅度地把OFDM的電路規(guī)模削減到1/10。
還有，在圖138中，雖然僅對D1-1進行了OFDM解調，但是，也能夠對D1-1和D1-2進行OFDM解調。這時，由于D1-1和D1-2能夠進行C-CDM2分級傳送，在汽車等移動體中也能實現(xiàn)抗多通道干擾強的分級型傳送，在移動體中可以產(chǎn)生LDTV和SDTV能接收與接收電平和天線靈敏度畫面質量的圖象對應的所謂“逐漸變化的分級”(Gradational Graduation)的效果。
這樣，就能進行本發(fā)明的分級傳送，從而，能夠得到前述種種效果。對于OFDM的情況，特別是由于抗多通道干擾能力強，故通過和本發(fā)明的分級傳送相組合，能夠得到抗多通道干擾能力強而且能夠得到與接收電平的惡化對應的數(shù)據(jù)傳送等級降低的效果。
本發(fā)明的分級型傳送方式的特征之一，是頻率的利用率提高了，當然對于一部分接收機，電功率的利用率會相當降低。因此，不能夠適用于全部通信系統(tǒng)。例如，若是特定接收者間的衛(wèi)星通信系統(tǒng)，經(jīng)濟性最高的方法是換成那個時期能得到的最高頻率利用率和最高電力利用率的機器。這時沒有一定使用本發(fā)明的必要。
然而，在衛(wèi)星廣播方式和地面廣播方式的場合，本發(fā)明的分級型傳送方式是必要的。因為衛(wèi)星廣播的規(guī)格要求有50年以上的持久性。這個期間，雖然廣播規(guī)格沒有變更，但是伴隨技術革新衛(wèi)星的發(fā)送電功率會飛速地提高。播放臺必須進行無論是數(shù)十年后的將來還是現(xiàn)時所制造出的接收機都能視聽TV節(jié)目的具有互換性的廣播。應用本發(fā)明，可使現(xiàn)存的NTSC廣播和HDTV廣播具有互換性，同時，也可使將來的信息傳送量具有擴充性。
本發(fā)明對頻率效率比電功率效率更重視。但在接收機方面，通過設定根據(jù)各傳送階段設置了設計接收靈敏度的幾種接收機，沒有必要過份增加發(fā)送機的電功率。另外，在將來發(fā)送功率增大時，由于也能夠用同一規(guī)格傳送，故能夠得到將來的擴充性、新舊接收機間的互換性。如以上所述，本發(fā)明用于衛(wèi)星廣播規(guī)則時能得到顯著的效果。
還有，把本發(fā)明的分級型傳送方式用于地面廣播時，完全沒有必要考慮電功率利用效率，故比衛(wèi)星廣播容易實施本發(fā)明。如前述那樣，可以使先前的數(shù)字HDTV廣播方式中所存在的服務范圍內不能接收的區(qū)域大幅度減少，可使前述的NTSC和HDTV接收機或電視機具有兼容性。另外，實質上也擴大了TV節(jié)目的廣告的服務范圍。另外，雖然實施例以應用QPSK、16QAM和32QAM調制方式的例子進行了說明，但是也能夠適用于64QAM、128QAM和256QAM等等。當然也能適用于如用圖說明的多值PSK、ASK和FSK。上面，說明了把本發(fā)明和TDM組合傳送的實施例，但是，也能夠把FDM、CDMA和擴散通信方式進行組合傳送。
權利要求
1.由信號輸入部、調制部和發(fā)送調制信號的發(fā)送部組成的進行數(shù)據(jù)發(fā)送的通信系統(tǒng)，上述調制部根據(jù)來自上述輸入部的輸入信號調制載波，在信號間隔圖(space diagram)上產(chǎn)生m≥4的m個值的信號點，該通信系統(tǒng)有如下的特征作為上述輸入信號輸入n個值的第1數(shù)據(jù)串和第2數(shù)據(jù)串，把上述信號點分割成為n個信號點群，把上述信號點群的n個值分別分配到第1數(shù)據(jù)中的各數(shù)據(jù)，把第2數(shù)據(jù)群的各數(shù)據(jù)分配在上述信號點群中的各信號點，在發(fā)送的通信系統(tǒng)中對第1數(shù)據(jù)串或第2數(shù)據(jù)串格狀編碼。
2.具有接收信號的輸入部、解調器和輸出部的通信系統(tǒng)，上述解調器解調信號間隔圖上P個值信號點的QAM等多值調制信號，該通信系統(tǒng)有如下特征，即在該通信系統(tǒng)中把上述信號點分割成n個值的信號點群，使各信號點群對應n個值的第1數(shù)據(jù)串，解調第1數(shù)據(jù)串使p/n個值的第2數(shù)據(jù)串對應于信號點群中大約p/n個值的信號點并解調第2數(shù)據(jù)串，在解調再生第1數(shù)據(jù)串和第2數(shù)據(jù)串的通信系統(tǒng)中格狀(Trellis)解碼第1數(shù)據(jù)串或第2數(shù)據(jù)串。
3.使用進行數(shù)據(jù)發(fā)送的發(fā)送系統(tǒng)和解調再生的接收裝置進行數(shù)據(jù)收發(fā)的通信系統(tǒng)，由信號輸入部、調制部和發(fā)送調制信號的發(fā)送部組成，上述調制部根據(jù)來自上述輸入部的輸入信號調制載波在信號間隔圖上產(chǎn)生m≥4的4個值的信號點，在該發(fā)送數(shù)據(jù)的通信系統(tǒng)中，作為輸入信號輸入n個值的第1數(shù)據(jù)串和第2數(shù)據(jù)串，把上述n個信號點分割為n個信號點群，把上述信號點群分配到第1數(shù)據(jù)串的n個值的數(shù)據(jù)上，把第2數(shù)據(jù)串的各數(shù)據(jù)分配到上述信號點群中各信號點，由發(fā)送機格狀編碼、調制、發(fā)送，送出發(fā)送信號，上述解調再生的接收裝置具有接收上述發(fā)送信號的方法、接收信號的輸入部、解調器和輸出部，上述解調器解調信號間隔圖上P個值信號點的QAM等多值調制信號，在該接收裝置中，把上述信號點分割成n個值的信號點群，使n個值的第1數(shù)據(jù)串對應各信號點群并解調第1數(shù)據(jù)串，使p/n個值的第2數(shù)據(jù)串對應于信號點群中大約p/n個值的信號點并解調第2數(shù)據(jù)串，解調第1數(shù)據(jù)串和第2數(shù)據(jù)串的數(shù)據(jù)的同時，由格狀解碼器對再生解調信號的部分或全部進行解調。
4.按權利要求1所述的通信系統(tǒng)，其特征在于把圖象信號分離為高頻圖象信號和低頻圖象信號，把上述低頻圖象信號作為第1數(shù)據(jù)串傳送，把上述高頻圖象信號作為第2數(shù)據(jù)串傳送。
5.按權利要求2所述的通信系統(tǒng)，其特征在于把低頻圖象信號作為第1數(shù)據(jù)串接收，把高頻圖象信號作為第2數(shù)據(jù)串接收，以上所述的高頻圖象信號和低頻圖象信號合成為圖象信號。
6.按權利要求3所述的通信系統(tǒng)，其特征在于圖象信號被分離為高頻圖象信號和低頻圖象信號，把上述低頻圖象信號作為第1數(shù)據(jù)串傳送，把上述高頻圖象信號作為第2數(shù)據(jù)串傳送。
7.按權利要求1所述的通信系統(tǒng)，其特征在于把圖象信號分割為高頻圖象信號、中頻圖象信號和低頻圖象信號，把高頻圖象信號作為第2數(shù)據(jù)串發(fā)送，把中頻圖象信號的第1-2數(shù)據(jù)串和低頻圖象信號的第1-1數(shù)據(jù)串進行時間多路化，作為第1數(shù)據(jù)串輸出。
8.按權利要求4所述的通信系統(tǒng)，其特征在于僅進行第2數(shù)據(jù)串的格狀編碼。
9.按權利要求7所述的通信系統(tǒng)，其特征在于對第1-1數(shù)據(jù)串和第1-2數(shù)據(jù)串進行誤碼校正編碼，同時把第1-1數(shù)據(jù)串的誤碼校正編碼的編碼等級設定得比第1-2數(shù)據(jù)串的高。
10.按權利要求2所述的通信系統(tǒng)，其特征在于把圖象信號分割為高頻圖象信號、中頻圖象信號和低頻圖象信號，把高頻圖象信號作為第2數(shù)據(jù)串接收，把第1數(shù)據(jù)串進行時間分割，解調中頻圖象信號的第1-2數(shù)據(jù)串和低頻圖象信號的第1-1數(shù)據(jù)串。
11.按權利要求5所述的通信系統(tǒng)，其特征在于僅把第2數(shù)據(jù)串進行格狀編碼解調。
12.按權利要求7所述的通信系統(tǒng)，其特征在于對第1-1數(shù)據(jù)串和第1-2數(shù)據(jù)串進行誤碼校正編碼的解調的同時，與第1-2數(shù)據(jù)串相比，更高地設定第1-1數(shù)據(jù)串的誤碼校正編碼的解調編碼等級并進行接收。
13.由信號輸入部、調制部和把調制信號記錄在記錄媒體上的記錄部組成的進行數(shù)據(jù)記錄的記錄再生裝置，上述調制部根據(jù)來自上述輸入部的輸入信號調制載波，在信號間隔圖上產(chǎn)生m≥4的m個值的信號點，該記錄再生裝置的特征在于作為上述輸入信號輸入n個值的第1數(shù)據(jù)串和第2數(shù)據(jù)串，把上述信號點分割為n個信號點群，把上述信號點群的n個值分配到分1數(shù)據(jù)串的各個數(shù)據(jù)，在上述信號點群中各信號點上分配第2數(shù)據(jù)串的各數(shù)據(jù)，并進行記錄。
14.具有再生部、解調器和輸出部的記錄再生裝置，上述再生部再生記錄媒體上的記錄信號，上述解調部解調信號間隔圖上P個值信號點的QAM等多值調制信號，該記錄再生裝置的特征在于在該裝置中，把上述信號點分割為n個值的信號點群，使各信號點群對應n個值的第1數(shù)據(jù)串，解調第1數(shù)據(jù)串，把p/n個值的第2數(shù)據(jù)串對應信號點群中大約p/n個值的信號點，解調第2數(shù)據(jù)串，解調再生第1數(shù)據(jù)串和第2數(shù)據(jù)串。
15.具有進行數(shù)據(jù)發(fā)送的傳送裝置和接收裝置的記錄再生裝置，上述數(shù)據(jù)發(fā)送的傳送裝置由信號輸入部、調制部和發(fā)送調制信號的發(fā)送部組成，上述調制部根據(jù)來自上述輸入部的輸入信號調制載波，在信號間隔圖上產(chǎn)生m≥4的m個值的信號點，上述接收裝置具有接收上述發(fā)送信號的方法、接收信號的輸入部、解調器和輸出部，上述解調器在信號間隔圖上解調P上值信號點的QAM等多值調制信號，該記錄再生裝置的特征在于在上述傳送裝置中，作為上述輸入信號輸入n個值的第1數(shù)據(jù)串和第2數(shù)據(jù)串，把上述n個信號點分割為n個信號點群，把上述信號點群分配到各個第1數(shù)據(jù)串的n個值的數(shù)據(jù)上，把第2數(shù)據(jù)串的各數(shù)據(jù)分配到上述信號點群中各信號點，進行格狀編碼、調制、發(fā)送，由發(fā)送機送出發(fā)送信號，在接收裝置中，把上述信號點分割為n個值的信號點群，把各信號點群對應于第1數(shù)據(jù)串并解調，把p/n個值的第2數(shù)據(jù)串對應于信號點群中大約p/n個值的信號點并解調，解調第1數(shù)據(jù)串和第2數(shù)據(jù)串。
16.按權利要求13所述的記錄再生裝置，其特征在于把圖象信號分離為高頻圖象信號和低頻圖象信號，把上述低頻圖象信號作為第1數(shù)據(jù)串傳送記錄，把上述高頻圖象信號作為第2數(shù)據(jù)串傳送記錄。
17.按權利要求14所述的記錄再生裝置，其特征在于把圖象信號分離為高頻圖象信號和低頻圖象信號，把上述低頻圖象信號作為第1數(shù)據(jù)串傳送，把上述高頻圖象信號作為第1數(shù)據(jù)串傳送，把上述高頻圖象信號作為第2數(shù)據(jù)串傳送。
18.按權利要求15所述的記錄再生裝置，其特征在于把圖象信號分離為高頻圖象信號和低頻圖象信號，把上述低頻圖象信號作為第1數(shù)據(jù)串記錄再生，把上述高頻圖象信號作為第2數(shù)據(jù)串記錄再生。
19.按權利要求13所述的記錄再生裝置，其特征在于把圖象信號分割為高頻圖象信號、中頻圖象信號和低頻圖象信號，把上述高頻圖象信號作為第2數(shù)據(jù)串記錄，把上述中頻圖象信號的第1-2數(shù)據(jù)串和上述低頻圖象信號的第1-1數(shù)據(jù)串時間多路化后的數(shù)據(jù)串作為第1數(shù)據(jù)串記錄。
20.按權利要求16所述的記錄再生裝置，其特征在于僅把第2數(shù)據(jù)串格狀編碼。
21.按權利要求19所述的記錄再生裝置，其特征在于對第1-1數(shù)據(jù)串和第1-2數(shù)據(jù)串進行誤碼校正編碼的同時，與第1-2數(shù)據(jù)串相比，更高地設定為1-1數(shù)據(jù)串的誤碼校正編碼的編碼等級。
22.一種通信系統(tǒng)，其特征在于在由載波相互正交的多個調制器群調制發(fā)送根據(jù)輸入信號進行串/并行轉換后的多個輸入信號群的OFDM方式的發(fā)送器中，作為上述調制器群的各個調制器，使用了進行下述動作的調制器根據(jù)上述輸入信號群的信號調制上述載波，在信號間隔圖上產(chǎn)生m≥4的m個值的信號點，把上述輸入信號群的信號分離為n個值的第1數(shù)據(jù)串和第2數(shù)據(jù)串，把上述信號分割為n個信號點群，把信號點群的n個值分別分配到第1數(shù)據(jù)串的各數(shù)據(jù)上，把第2數(shù)據(jù)串的各數(shù)據(jù)分配到上述信號群中各信號點上，進行調制。
23.具有輸入部、解調部和輸出部的通信系統(tǒng)，上述輸入部輸入把接收信號FFT變換后的多個載波，上述解調部解調信號間隔圖上P個值信號點的QAM等多值調制信號，該通信系統(tǒng)的特征在于把上述信號分割為n個值的信號點群，把各信號點群對應于n個值的第1數(shù)據(jù)串，解調第1數(shù)據(jù)串，使p/n個值的第2數(shù)據(jù)串對應于信號點群中在約p/n個值的信號點，解調第2數(shù)據(jù)串，在解調再生第1數(shù)據(jù)串和第2數(shù)據(jù)串的通信系統(tǒng)中格狀解調第1數(shù)據(jù)串或第2數(shù)據(jù)串。
24.由信號輸入部、調制部和發(fā)送調制信號的發(fā)送系統(tǒng)、進行數(shù)據(jù)發(fā)送和使用接收裝置進行數(shù)據(jù)接收的通信系統(tǒng)，上述接收裝置具有接收上述發(fā)送信號的方法、接收信號輸入部、解調器和輸出部，上述調制部根據(jù)來自上述輸入部的輸入信號調制載波在信號間隔圖上發(fā)生m≥4的m個值的信號點，上述解調器解調信號間隔圖上P個值信號點的QAM調制信號，上述發(fā)送數(shù)據(jù)的發(fā)送系統(tǒng)中，作為輸入信號輸入n個值的第1數(shù)據(jù)串和第2數(shù)據(jù)串，把上述n個信號點分割為n個信號點群，把上述信號點群分別分配到第1數(shù)據(jù)串的n個值的數(shù)據(jù)上，把第2數(shù)據(jù)串的各個數(shù)據(jù)分配到上述信號點群中各信號點上，格狀編碼、調制、發(fā)送，由發(fā)送機送出發(fā)送信號，在上述接收裝置中，把上述信號點分割為n個值的信號點群，使各信號點群對應于n個值的第1數(shù)據(jù)串并解調，使p/n個值的第2數(shù)據(jù)串對應信號點群中大約p/n個值的第2數(shù)據(jù)串并解調，解調第1數(shù)據(jù)串和第2數(shù)據(jù)串的同時，用格狀譯碼器解調再生解調信號。
25.按權利要求22所述的通信系統(tǒng)，其特征在于把圖象信號分離為高頻圖象信號和低頻圖象信號，把上述低頻圖象信號作為第1數(shù)據(jù)串傳送，把上述高頻圖象信號作為第2數(shù)據(jù)串發(fā)送。
26.按權利要求23所述的通信系統(tǒng)，其特征在于把圖象信號分離為高頻圖象信號和低頻圖象信號，把上述低頻圖象信號作為第1數(shù)據(jù)串傳送，把上述高頻圖象信號作為第2數(shù)據(jù)串傳送。
27.按權利要求24所述的通信系統(tǒng)，其特征在于把圖象信號分離為高頻圖象信號和低頻圖象信號，把上述低頻圖象信號作為第1數(shù)據(jù)串傳送，把上述高頻圖象信號作為第1數(shù)據(jù)串傳送，把上述高頻圖象信號作為第2數(shù)據(jù)串發(fā)送。
28.按權利要求22所述的通信系統(tǒng)，其特征在于把圖象信號分割為高頻圖象信號、中頻圖象信號和低頻圖象信號，把高頻圖象信號作為第2數(shù)據(jù)串傳送，把中頻圖象信號作為第1-2數(shù)據(jù)串傳送。
29.按權利要求25所述的通信系統(tǒng)，其特征在于僅把第2數(shù)據(jù)串格狀編碼化。
30.按權利要求28所述的通信系統(tǒng)，其特征在于對第1數(shù)據(jù)串和第2數(shù)據(jù)串進行誤碼校正編碼化的同時，與第1-2數(shù)據(jù)串相比，更高地設定第1-1數(shù)據(jù)串的誤碼校正編碼的編碼等級。
31.按權利要求23所述的通信系統(tǒng)，其特征在于把圖象信號分割為高頻圖象信號、中頻圖象信號和低頻圖象信號，把高頻圖象信號作為第2數(shù)據(jù)串接收，把第1數(shù)據(jù)串進行時間分割為2個信號，從一個信號解調中頻圖象信號的第1-2數(shù)據(jù)串，從另一個信號解調低頻圖象信號的第1-1數(shù)據(jù)串。
32.按權利要求26所述的通信系統(tǒng)，其特征在于級把第2數(shù)據(jù)串格狀編碼解調。
33.按權利要求7所述的通信系統(tǒng)，其特征在于在對第1數(shù)據(jù)串和第2數(shù)據(jù)串進行誤碼校正編碼的解調的同時，與第1-2數(shù)據(jù)串相比，更高地設定第1-1數(shù)據(jù)串的誤碼校正編碼解調的編碼等級，并進行接收。
34.按權利要求1所述的通信系統(tǒng)，其特征在于在發(fā)送或接收第1數(shù)據(jù)串和第2數(shù)據(jù)串時，在第2數(shù)據(jù)串的誤碼率升高時，中止第2數(shù)據(jù)串的發(fā)送或接收，僅傳送第1數(shù)據(jù)串。
35.按權利要求2所述的通信系統(tǒng)，其特征在于在接收第1數(shù)據(jù)串和第2數(shù)據(jù)串時，第2數(shù)據(jù)串的誤碼率升高時，根據(jù)需要，在一定時間內，限于接收第1數(shù)據(jù)串。
全文摘要
一種通信系統(tǒng)，發(fā)送機按產(chǎn)生信號點圖的相應信號點的輸入信號調制載波。將輸入信號分割為第1、2數(shù)據(jù)串，通過將信號點變換到信號點圖的其它位置來產(chǎn)生第1、2數(shù)據(jù)串的發(fā)送誤碼率間的差。接收機可根據(jù)接收到的信號重建第1、2數(shù)據(jù)串。TV廣播用的TV信號由發(fā)送機分割成分別代表第1、2數(shù)據(jù)串的低、高頻帶成分，接收機可根據(jù)其容量僅再低頻帶成分或再生低頻和高頻帶成分。
文檔編號H04N5/40GK1076816SQ9310272
公開日1993年9月29日 申請日期1993年3月25日 優(yōu)先權日1992年3月26日
發(fā)明者大光昭 申請人:松下電器產(chǎn)業(yè)株式會社