專利名稱：多用戶碼分多址接收機的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及到一個基于循環(huán)估算地多用戶碼分多址接收機。尤其涉及到關(guān)于接收碼分多址信號的方法的部分。
碼分多址(或CDMA)蜂窩通信系統(tǒng)在反向鏈路或上行鏈路上(即就是從移動的手機到基地臺)遭受同信道干擾(或多用戶或多址干擾(MAI))。這是由于不可能保持非同步地發(fā)射的各個移動手機使用的碼信道之間正交。這種形成的干擾嚴重地限制了上行的容量，如果能減少多用戶干擾，或者采用所有用戶的共同檢測，就可以獲得與現(xiàn)在正被使用的傳統(tǒng)的單用戶檢測技術(shù)相比非常大的容量增益，單用戶檢測技術(shù)將多址干擾(MAI)僅僅當作不相關(guān)的噪聲。
以前在MAI消除方面的研究，要追溯到S.Verclú,“MinimumProbability of error for asynchronous Gaussian Multiple-accessChannels,”(用于異步高斯多址信道的最小誤差概率)，IEEE Trans,Inf.Theory.vol.32,no.1,pp.85-96,Jan,1986，它描述一個維特比解碼器的使用，該解碼器與用于由每個用戶發(fā)送的比特的解調(diào)的一個最大似然(ML)解碼矩陣相一致。最大似然檢測器具有一個指數(shù)地增加的復(fù)合，在二相移鍵控系統(tǒng)中，它以2K相乘和相加的順序，其中K是系統(tǒng)中用戶數(shù)。該復(fù)合阻止最大似然檢測器的實際實現(xiàn)，因而提出了其它的次佳方案。
在這些方案中，Verdú的ML檢測器的直接產(chǎn)物是序列解碼器，它在Z.Xie,C.K.Rushforth，和R.T.Short,“Multi-user signal detectionusing Sequential decoding.”(使用序列解碼的多用戶信號檢測)，IEEE Trans,Communications,Vol.38.no.5.pp.578-583,May 1990中討論，和受限的樹狀搜索檢測器，它在L.Wei,L.K.Rasmussen，和R.Wyrwas,“Near-optimum tree-search detection schemes for bit-synchronous multi-user CDMA systems over Gaussian and Two-PathRayleigh fading channels,”(在高斯和兩經(jīng)瑞利衰落信道上用于位同步的多用戶CDMA系統(tǒng)的近最佳樹狀搜索檢測方案)，IEEE Trans.Communications,Vol.45,No.6,pp.691-700,June 1997中討論，與ML算法檢查樹的每一分支不同，它是基于無窮盡地搜索解碼樹結(jié)構(gòu)的原理。這一方案的復(fù)雜性仍然相當?shù)卮螅鼈兊慕Y(jié)構(gòu)實現(xiàn)用一個可編程數(shù)字信號處理器(DSP)比一個大規(guī)模集成電路(LSI)更適合。目前用DSP實現(xiàn)的還不能足夠強大到實現(xiàn)多用戶檢測器的樹狀搜索家族。
傳統(tǒng)的檢測器將接收到的信號通過一排濾波器，它的每一個分支與一個用戶的擴展碼相匹配。濾波器排的K個輸出接著被通過K個判決設(shè)備(或者限幅器)，這些判決設(shè)備決定于被發(fā)送的符號。這一簡單的技術(shù)遭受如前所述的MAI，但另一個基于在各個用戶使用的擴展碼之間交叉相關(guān)的矩陣濾波器被設(shè)計用來徹底地消除MAI。這一檢測器結(jié)構(gòu)被稱作解相關(guān)檢測器，在R.Lupas和S.Verdu的“用于同步碼分多址信道的線性多用戶檢測器”IEEE Trans Inf.Theory,Vol.35,no.1.pp.123-136,Jan 1989中提出。
解相關(guān)檢測器存在的問題有
1．當使用持續(xù)時間比符號間隔大的長擴展碼時，矩陣濾波器必須在每一個符號里被重新計算。這是一個需要kxk矩陣逆的不小的操作；
2．用長碼時，在一個給定的符號間隔內(nèi)被K個用戶選擇的碼不會形成一個線性獨立組的概率非零。這對解相關(guān)檢測器是致命的；以及
3．解相關(guān)檢測器在沒考慮噪聲和從其它信源來的干擾情況下消除MAI，并總是會增加非MAI的噪聲分量。這個噪聲增強問題是例如解相關(guān)檢測器的逼零(zero-forcing)濾波器的特征。
由于解相關(guān)檢測器的內(nèi)在原理，幾乎不可能克服前兩個問題，該內(nèi)在原理是對信道矩陣求逆以恢復(fù)發(fā)送的信號矢量。
用如在信道均衡中的同樣技術(shù)，即就是使用最小均方誤差方法(MMSE)，可以限制噪聲增強問題。這在Z.xie,R.T.short，和C.K.Rushforth的“用于一致的多用戶通信的次最佳檢測器的系列”，IEEE J.Sel.Areas Comms.,Vol.8,no.4,pp.683-690,May 1990里提出，并進一步探導(dǎo)于U.Madhow和M.L.Honig的“用于直接序列擴展頻譜CDMA的MMSE干擾抑制”，IEEE Trans Communications,Vol.42,no.12,pp.3178-3188,DEC 1994。MMSE檢測器在理論上也需要一個矩陣進，并且除了知道有關(guān)擴展碼的知識外，也需要知道有關(guān)接收機的熱噪聲功率的知識。這個看起來不實際，但當使用適用裝置時，所需的副信息的數(shù)量可被減少到只是一個訓(xùn)練序列。這個方法在例如S.L.Miller的“用于消除多用戶干擾的適應(yīng)直接序列碼分多址接收機”，IEEE Trans.Commurications,Vol.43,no.2/314,pp.1746-1755,Feb/Mor/Apr 1995,s.Verdu的“自適應(yīng)多用戶檢測”，碼分多址通信，S.G.Glisic和P.A.Leppanen,Eds.,pp.97-116,Kluwer學(xué)術(shù)出版社，荷蘭，1995中解釋，以及一種不需要使用訓(xùn)練碼盲式方法的也在M.Honig,U.Madnow和S.Verdn的“盲式適應(yīng)多用戶檢測”，IEEE Trans.luf.Theory,Vol.41,no.4,pp.944-960,July 1995里提出。
然而自適應(yīng)MMSE檢測器遭受一個大缺點是，它只能用于短碼系統(tǒng)，即就是，那些使用擴展碼的持續(xù)時間剛好等于一個符號的間隔。這一系統(tǒng)目前不存在，并不被考慮用于未來的蜂窩系統(tǒng)，因為需要碼足夠長以使得可以唯一識別在全世界范圍內(nèi)同一時間使用的每一個移動手機。
多用戶檢測器的另一個系列的工作原理是通過逐步從接收的信號減少估計的干擾部分來消除干擾。如在p.Patel和J.Holtzmann的“在DS/CDMA系統(tǒng)中簡單的連續(xù)消除干擾方案的分析”IEEE J.Sel,AreasComms.,Vol.12,no.5,pp.796-807,June 1994中討論的連續(xù)干擾消除器(SIC)，和在M.K.Varanasi和B.Aa zharg的“在異步碼分多址通信中的多段檢測”，IEEE Trans.Communication,vol.38,no.4,pp.509-519,Apr1990中討論的并行干擾消除器(PIC)是大家熟知的，并且已經(jīng)對其基本結(jié)構(gòu)作了許多改善。值得注意的幾個包括混合串/并結(jié)構(gòu)，如M.Sawahashi,H.Andon和K.Higachi的“通過反復(fù)更新信道估計的DS-COMA導(dǎo)頻和數(shù)據(jù)碼元的輔助固有多段干擾消除器”在IEEE Int′l Conf.Comm.Systems(ICCS)/Int′l WK shop Intelligent sig.Proc.和Comm.Systems(ISPACS),Singapore,Nov.1996.pp 585-589的預(yù)備會議上，以及不用如US專利號5579304和D.Divsalar和M.Simon的“使用并行干擾消除來改善CDMA的性能”，Tech.Rep.95-21,TetPropulsion Lab.,California lnst of Tech.,Oct.1995所討論的硬判決，而是在各段的輸出使用試探性判決。正如X Zhany和D.Brady的“用于異步AWGN信道的軟判決多段檢測”Proc.31st Annual AuertonConf.Comms.,Cont和Comp,Monticello,IL 1993中所示的，線性剪裁軟判決功能更是在性能上比硬判決SIC產(chǎn)生很大的改善，以及在L.B.Nelson和H.V.Poor的“用于CDMA信道的迭代多用戶接收機一種基于EM的方法”，IEEE Trans,Communications,Vol.44,No.12,pp.1700-1710,Dec 1996中提供的另一個算法。
在美國專利5579304；5218619；5467368和5363403中講述多種消減干擾的消除器。
由于已提供的多用戶CDMA檢測器的不同種類的數(shù)目很大，除了提到ML檢測器的性能好而傳統(tǒng)檢測器的性能壞，很難將它們按性能進行排列。因此，我們并不聲稱本發(fā)明性能比所有其它的多用戶CDMA檢測器好，只是表明比起在D.S.Chen和S.Roy的“用于CDMA系統(tǒng)的一種自適應(yīng)多用戶接收機”IEEE J.Sel.Areas Comms.,Vol.12,No.5,pp.808-816,June 1994中所述的相似檢測器本發(fā)明的性能確實好多了，并且，比起4段線性斬波(four-stage linear-clipper)SIC，性能相當，這一點將在后面證實。
在D.S.chem和S.Roy的“用于CDMA系統(tǒng)的一種自適應(yīng)多用戶接收機”IEEE J.Sel.Areas Comms.,vol.12,No.pp.808-816,June1994中，描述了一種基于循環(huán)最小平方(RLS)權(quán)值更新和基于已知擴展碼和信道系數(shù)來重現(xiàn)接收信號的概念的檢測器。所用的信道模型相似于在此所述的，但是它假設(shè)同步發(fā)射，即就是所有用戶的碼間隔是同步的，而本發(fā)明明確地包括異步系統(tǒng)。并且，在此所述的權(quán)值更新算法不同于D.S.Chen和S.Roy在“用于CDMA系統(tǒng)的一種自適應(yīng)多用戶接收機”IEEE J.Sel,Areas Comms.,vol.12,no 5,pp.808-816,June1994中使用的RLS算法。
在T.J.Lim和L.K.Rasmussen的“在異步多用戶CDMA檢測器中的自適應(yīng)碼元和參數(shù)估計”IEEE Trans.Communications,Vol.45,no.2,pp.213-220,Feb.1997中，提供了一種共同參數(shù)估計和使用擴展卡爾曼濾波器(EKF)的位檢測算法。那一算法的新穎之處在于共同采用了時延估計和用EKF的位估計，它與本發(fā)明使用的卡爾曼濾波器不同，因為后者只能用戶當時延被假定已知時。
因此，本發(fā)明一方面提供一種用于接收組合用多個擴展碼擴展碼元值的碼分多址信號的方法，該方法包括以下步驟
(a)轉(zhuǎn)換CDMA信號到基帶信號；
(b)在基帶信號上對所有用戶在所有的多徑上識別碼元的邊界以產(chǎn)生一個時延估計；
(c)估計被每一個多徑加入到信號上的衰減和相位變化以產(chǎn)生信道估計；
(d)在抽樣速率上為所有用戶產(chǎn)生新的碼元估計；
(e)用所述的碼元估計和信道估計產(chǎn)生接收信號的估計；
(f)將接收信號與它的估計值比較，并將誤差回饋到用于估計發(fā)送的碼元的裝置；
(g)在每一個用戶的估計的碼元邊界抽樣碼元估計，以獲得最終碼元估計；以及
(h)用所有新抽樣重復(fù)步驟(b)到(g)。
本發(fā)明的另一方面提供了一個碼分多址信號接收機包括組合由多個擴展碼擴展的碼元值接收CDMA信號的方法；轉(zhuǎn)換CDMA信號到基帶信號的方法；在基帶信號為所有用戶在所有多徑上識別碼元邊界以產(chǎn)生時延估計的方法；估計被每一個多徑加入到信號上的衰減和相位變化的估計以產(chǎn)生信道估計的方法；在抽樣速率上為每一個用戶產(chǎn)生新碼元估計的方法；用所述的碼元估計和信道估計產(chǎn)生接收信號估計的方法；將接收信號與估計值比較并將誤差回饋到用于估計發(fā)送碼元的裝置的方法，在每一用戶的估計碼元邊界抽樣碼元估計以獲得最終碼元估計的方法。
移動通信信道隨時間變化，需要跟蹤這些變化以保持可接收的接收機性能。多徑搜索機是這樣一種設(shè)備，它不斷地搜索信道以確保最強路徑在接收機中使用。傳統(tǒng)地，它由一個或多個滑動相關(guān)器組成，它隨著所需用戶的擴展碼的時移變化對接收信號相關(guān)。相應(yīng)于所有時延的在一定范圍內(nèi)的相關(guān)器的輸出被記錄下來，并且，如果在接收機中將使用L最強路徑接收通道，則相應(yīng)于L最大相關(guān)器輸出的延遲將被選擇。
在一個多用戶CDMA系統(tǒng)里，接收的信號被MAI損壞，因此在滑動相關(guān)器中直接使用它將得到比在單用戶系統(tǒng)中較差的性能。
因此，本發(fā)明的再一方面提供了在接收機輸出端多徑搜索的方法，包括以下步驟重新擴展由每一個用戶發(fā)送的估計碼元；累加重擴展信號；從接收信號中減去累加的信號以得出剩余誤差信號；并將剩余誤差信號饋送到多徑搜索機組。
為了使本發(fā)明更易于理解，現(xiàn)將描述相關(guān)的實施方式，通過例子，并參照下列附圖，其中


圖1是體現(xiàn)本發(fā)明的接收機結(jié)構(gòu)的原理框圖2A是體現(xiàn)本發(fā)明的另一個接收機結(jié)構(gòu)的原理框圖2B是與圖2A的接收機結(jié)構(gòu)一起使用的最大比率組合器；
圖3是用于體現(xiàn)本發(fā)明的一個共同信道模擬器和數(shù)據(jù)解調(diào)器的原理框圖4表示體現(xiàn)本發(fā)明的接收機結(jié)構(gòu)的誤碼率曲線，和在4用戶系統(tǒng)中具有傳理增益16的傳統(tǒng)的檢測器的曲線，也表示了單用戶邊界；
圖5表示體現(xiàn)本發(fā)明的接收機結(jié)構(gòu)的誤碼率曲線，和在4用戶系統(tǒng)中具有傳理增益32的傳統(tǒng)的檢測器的曲線，也表示了單用戶邊界；
圖6表示具有外理增益16的體現(xiàn)本發(fā)明的一個傳統(tǒng)檢測器的接收機結(jié)構(gòu)的誤碼率曲線；
圖7表示RLS檢測器，傳統(tǒng)檢測器和體現(xiàn)本發(fā)明的接收機結(jié)構(gòu)的誤碼率曲線；
圖8是體現(xiàn)本發(fā)明的用多徑搜索的系統(tǒng)的原理圖；以及
圖9是體現(xiàn)本發(fā)明用解碼接入信道的系統(tǒng)的原理圖。
圖1表示體現(xiàn)本發(fā)明的碼分多址接收機結(jié)構(gòu)的方框圖。信號γ(n)代表連續(xù)時間基帶接收信號的第n個樣值，以1/Ts的速率抽樣。下面的敘述中，可得到一個γ(n)的估計，表示為
其中K表示在小區(qū)中激活的移動用戶的數(shù)量，L是在接收機中跟蹤的每個用戶的多徑的數(shù)目。假設(shè)路徑時延估計
和復(fù)合信道系數(shù)估計
通過使用一個未說明的信道估計器和多徑搜索(跟蹤)器來獲得。SK(n)是系統(tǒng)中被第K個用戶使用的擴展碼，K(n)是在系統(tǒng)中由第K個用戶發(fā)送的碼元的估計，它在樣值時刻n對接收信號有貢獻。
前一個估計誤差e(n)=γ(n)
被饋到一個循環(huán)更新算法以用于K(n)，它產(chǎn)生K(n+1),K(n+1)是下一個發(fā)送碼元的估計。該更新算法設(shè)計成使K(n)更接近bK(i),bK(i)是在時刻n對接收信號有貢獻的真正的發(fā)送碼元。指數(shù)i代表第i個碼元間隔。在所有這些算法中，需要說明控制這一行為的參數(shù)(例如步長大小，初始值，等等)，這些在圖1的“參數(shù)”下一起識別。碼元估計更新塊也需要多徑延遲和復(fù)合系數(shù)的估計，因此這也在圖1中指出。
參考圖1，所有的時間變量是以抽樣間隔為單位，γ(n)是接收信號的抽樣序列，S代表小區(qū)中所有用戶的擴展碼，
是在第i個碼元間隔或時刻對第K個用戶的碼元判決，
是多徑時延估計矢量，
是一個復(fù)數(shù)多徑系數(shù)矢量，T是碼元間隔，Z-1代表一個抽樣長度的延時，SK(n)是第K個用戶的擴展波形的第n個抽樣。
因為假設(shè)各個用戶以異步方式發(fā)射，碼元判決的時間不同。對用戶K來說，K(n)在時刻抽樣，其中T是碼元長度，結(jié)果被饋到一個限幅器或無存貯判決設(shè)備以用戶碼元解碼。應(yīng)注意到所有的時間變量都歸一到抽樣間隔。這個過程在圖1的底部描述。
另一個體現(xiàn)本發(fā)明的接收機結(jié)構(gòu)如圖2A中所示。在這一情況下，替代碼元估計矢量(n)=[1(n),……K(n)]T的，是在“狀態(tài)估計更新”塊更新的狀態(tài)估計矢量。該狀態(tài)估計矢量是狀態(tài)矢量的每一個元素是一碼元模型路徑系數(shù)的一個估計，例如如此類推。在這一方案中，在狀態(tài)估計更新算法中不需要信道估計
但用于最大比率混合器里的相干解調(diào)，如圖2B所示。
在圖1和2A的接收機結(jié)構(gòu)里，關(guān)鍵點是矢量以一種對稱方式反復(fù)地改變或更新，以漸漸地得到被每一個用戶發(fā)射的碼元的更好估計為目標。這一目標可通過最小化分別相對于矢量(n)或
的以下兩功能之一來達到(決定于使用哪一個接收機結(jié)構(gòu))在(2)中，
(n)應(yīng)理解為既包括圖2A中的
(n)也包括圖1中的(n)。
J1(n)和J2(n)的差別是細微的但很重要。最小化J1(n)需要知道或假定關(guān)于時間變量X(n)的信息；最小化J2(n)不需要這一信息。然而，這并不是說前一方法比后一方法差，實際相反，因為最小化J1(n)在信號的模型化中允許更大的自由度，它可被用于以下討論的優(yōu)點。
可以基于(2)式和(3)式中的J1(n)或J2(n)的最小化而推出大量的自適應(yīng)或循環(huán)算法。例子包括隨機陡峭下降和遞歸高斯-牛頓算法，這在文獻中已熟知。
在這一例子，一個基于卡爾曼濾波器的算法被演變出用于圖1的接收機結(jié)構(gòu)，假定使用二相移鍵控(BPSK)調(diào)制。
卡爾曼濾波器在統(tǒng)計檢測和估計理論中是熟知的裝置，并具有無窮的變型，這些變型被引入到改善數(shù)字穩(wěn)定性或計算高效。最著名的例子是所謂的“平方根”卡爾曼濾波器算法，它更新P(n)的協(xié)方差矩陣而不是P(n)自身的平方根因子，以保持這一矩陣的對稱。
假設(shè)K個用戶的每一個在每一個有L個路徑的多徑信道上發(fā)送，并且對于任意一個用戶的最大路徑延遲比碼元間隔T小得多，接收到的信號由下式給出
其中S(n)是信道修改擴展碼的一行矢量，
(n)定義為
bK(i)是由用戶K發(fā)射的第i個碼元，U(n)是時段T的一個單元脈沖，τK是用戶K的最小路徑延遲，SK(n)是第K個擴展碼，CKL是第K個用戶的第1個信道系數(shù)，τKL是第K個信道的第1個路徑延遲。U(n)是零均值方差σ2。的高斯白噪聲。
除了在碼元邊界，顯然
(n)=
(n-1)，即就是，當n=iT+τK，K=1，…K。這一時間變量可由下式精確地表達
(5)其中W(n)等于零矢量，除了當n=iT+τK時，它以相等的概率取0值和
這一點很容易通過考慮到bK(i+1)=bK(i)或-bK(i)具有相等的概率來驗證。
因此矢量W(n)可被看作一個非固定的隨機矢量，它在時刻n具有一個如下的協(xié)方差矩陣
如果假定W(n)是高斯的并具有零均值，卡爾曼濾波器可通過使用狀態(tài)空間模型(5)和(4)，用于迭代地決定MMSE的狀態(tài)估計(n)。在比特邊界抽樣的第K個元素(n)將為用戶K產(chǎn)生比特估計。
基于這一描述的循環(huán)算法總結(jié)如下。這一算法要求相對時延TKL和信道系數(shù)CKL是已知的，這不是一個不實際的需求，因為碼同步和信道估計在所有傳統(tǒng)CDMA接收機中都需要。
初始化
P(0)=I
Q(0)=0
(0)=0
輸入?yún)?shù)
σ2=噪聲功率的粗略估計
每次更新，要做
P(n):=P(n-1)+Q(n-1)
K(n):=P(n)ST(n)/S(n)P(n)ST(n)+σ2]
P(n):=[I-K(n)S(n)]P(n)
(n+1):=(n)+K(n)[r(n)-S(n)(n)]最后的一部分代表圖1的碼元估計更新塊中需要的步驟。
雖然本例子實現(xiàn)方式假定BPSK調(diào)制，復(fù)合的多級調(diào)制方案例如M相PSK，正交幅度調(diào)制(QAM)，差分PSK，等等，也可以在對算法適應(yīng)調(diào)整后采用。
圖2A中所示的接收機結(jié)構(gòu)也可被用于多徑信道估計，即就是，復(fù)數(shù)多徑系數(shù)CKL的估計，K=1…K,L=1,…,L，它與路徑時延τKL一起構(gòu)成一個用于物理基帶信道的數(shù)學(xué)模型。使用如在J.G.Proakis,digital Communications,McGraw-Hill,3rd ediction,1995中討論的著名的Rake混合器的數(shù)字解調(diào)和大多數(shù)其它更尖端的接收機，關(guān)鍵地取決于獲得精確的信道估計，因此它常常是CDMA接收機中的一個重要問題。
為了證明這一問題，圖3描述假定在一單個路徑信道上發(fā)送的對第K個用戶提出的方案，它使得只有一個信道系數(shù)CK(t)的估計變?yōu)楸匦?，通常是瑞利衰落?fù)合隨機變量和慢速地時間變化(因此時間指數(shù)t)。
K(n)是使用卡爾曼濾波器或一些其它循環(huán)算法產(chǎn)生的狀態(tài)估計矢量
的第K個元素。在碼元邊界抽樣這一高速率(碼片速率或更高)信號，即就是，當時，其中
是該用戶的最近獲得的時延估計，產(chǎn)生一個理論上應(yīng)該接近于信道系數(shù)的產(chǎn)物和發(fā)送的碼元的信號，CK(i)bK(i)。寫這個表達式時，假定CK在一個碼元間隔內(nèi)是固定的，一個有效的假設(shè)是最大多普勒頻率比碼元速率小得多，這一條件在實際中很容易得到滿足。
單路徑信道模型很容易地根據(jù)已知的路徑延時擴展到多路徑模型。
假定以單位碼元能量使用相移鍵控(PSK)(換句話說，信號點陣在復(fù)平面里按單位圓分布的點組成)，
與bK(i)*相乘，其中(·)*代表復(fù)數(shù)共軛，在碼元邊界應(yīng)產(chǎn)生一個CK(i)的估計。當然，除非當導(dǎo)頻碼元被發(fā)射，bK(i)是未知的。在導(dǎo)頻碼元間隔以外，計劃輸入估計的bK(i)，表示為
按在圖3中所示的方式往后，以得到信道估計
r(i)。為了進一步改善信道模擬器的性能，需要使用某種形式的平滑濾波器來平滑噪聲估計，例如一個低通濾波器，一個LS線性裝配濾波器或一個自適應(yīng)線性預(yù)測器。
圖3的上部的延遲框代表執(zhí)行硬判決和復(fù)數(shù)共軛操作花費的時間，而該圖的下部的延遲框必須用來使用饋環(huán)可實現(xiàn)。通常，后者延遲占一個碼元間隙。
在多徑環(huán)境下，方框圖的不同處在于它需要執(zhí)行一個Rake組合以獲得碼元判決K(i)。除此以外，圖3的在單徑信道里用于信道估計的機制與在多徑信道里用于單個系數(shù)的相同。
以下討論模擬結(jié)果，并演示提出的卡爾曼濾波器檢測器的性能與傳統(tǒng)的匹配濾波器檢測器比較，也與在D.S.Chen和S.Roy的“用于CDMA系統(tǒng)的自適應(yīng)多用戶接收機”，IEEE J.Sel.Areas Comms.,Vol.12,no.5,pp.808-816,June 1994中的Chen和Roy′s RLS討論比較。除了另有所述，系統(tǒng)具有4個分別帶有相對延遲0,1,2和3個碼片的用戶，使用隨機碼，并且卡爾曼濾波器檢測器假定一個σ2=0.4的觀察噪聲變量。
也試用σ2=0×1，但獲得的結(jié)果與那些使用σ2=0×4的基本上相同。
圖4表示具有處理增益16的對4個用戶的誤碼率(BER)曲線，這些信號在相同的功率電平上接收，使用傳統(tǒng)的檢測器和提出的卡爾曼濾波器檢測器。用于算法里的噪聲變量σ2是0.4，單用戶的曲線也在同一圖中示出以用于比較。很顯然，體現(xiàn)本發(fā)明的檢測器的性能比傳統(tǒng)檢測器好得多，并且它的性能即使當SNR在10dB時繼續(xù)改善，而傳統(tǒng)檢測器的性能在那個SNR級別時已經(jīng)飽和。
圖5表示除了處理增益已被增加到32外，其它條件相同的情況下獲得的BER曲線，以證實卡爾曼濾波器檢測器雖然不執(zhí)行大家知道的解擴操作，但它確實在大外理增益情況下表現(xiàn)出改善性能。
圖6給出當接收信號功率電平分別是0,3.5,6和8dB時4個用戶的BER曲線。外理增益是16。實曲線是用卡爾曼濾波器獲得的結(jié)果，而虛曲線來自于傳統(tǒng)的檢測器。圓圈標記當功率控制很好時第一個用戶的BER，從圓圈到第一根實曲線相近可以看出，體現(xiàn)本發(fā)明的檢測器有很好的抗遠近性(near-far resistant)
圖7將20中討論的RLS檢測器與傳統(tǒng)的檢測器和體現(xiàn)本發(fā)明的卡爾曼濾波器檢測器相比。通過許多模擬試驗發(fā)現(xiàn)，在RLS算法里的忘確因子1對BER沒有重大影響。
圖7中所示的結(jié)果是用1=0.995產(chǎn)生的，逆相關(guān)矩陣P的初始值被選為是單位矩陣。從4個用戶接收來的信號之間的相對延遲分別是0,3,6和9個碼片。外理增益是16。從圖7，很明顯RLS檢測器的性能相當差，實際上在低SNR時甚至比傳統(tǒng)檢測器的性能還差。但正如前面已述的，考慮到當用于異步系統(tǒng)中時它非常不佳，這就不足為奇。
參考圖8和9，提供一種用于多徑搜索的方法來解決與滑動相關(guān)器低性能有關(guān)的問題。在該方法中，如圖8中所示的原理，使用以下的步驟碼元估計K(i),K=1,…,K，并用相關(guān)的擴展碼SK(n)再調(diào)制(或再擴展)每一個；將再擴展的信號加起來，并從接收信號γ(n)減去結(jié)果以得到e(n)；并將e(n)用作K個傳統(tǒng)多徑搜索器組的輸入，一個用戶一個。
這一方法使用提出的檢測器的干擾消除能力來給多徑搜索器提供一更干凈的信號。特別是，當信道多徑狀況從上次信道估計執(zhí)行以來沒有實質(zhì)性地變化時，e(n)只應(yīng)該包括熱噪聲。在這種情況下，搜索器告知檢測器信道沒有變化。然而，當信道狀況已重大改變時，到搜索器的輸入包括從新的，未取消的路徑，以及噪聲的貢獻，但MAI的很少，因為它已被提出的檢測器大部分地消除。搜索器將告知檢測器新路徑，檢測將接著對那一信息執(zhí)行操作。
參考圖9，產(chǎn)生一個剩余誤差信號e(n)的想法也可以用于改善接入信道解碼。蜂窩系統(tǒng)的反向鏈路上的P接入信道用于一個新移動用戶和基站之間的鏈接的初始建立，并由所有用戶共享。在基站接入信道的正確解調(diào)很關(guān)鍵，使得新用戶可被加入到基站的激活移動臺列表。但再一次，接入信道也被MAI影響。每一個接入信道可被作為在多用戶檢測器里的一個附加用戶，但這只能增加復(fù)雜性，并且是對資源的非有效使用，因為接入信道相對于業(yè)務(wù)信道上執(zhí)行的負荷未被嚴重加負荷。
來自于接收信號的所有激活用戶的業(yè)務(wù)信道信號的消除只留下接入信道信號，接著，它能以比用接收信號自身更高的可靠性被解調(diào)。
權(quán)利要求
1．一種用于接收被多個擴展碼擴展了的碼元值組成的碼分多址(CDMA)信號的方法，該方法包括以下步驟
(a)將CDMA信號轉(zhuǎn)換到基帶信號；
(b)在基帶信號上為每一個用戶在每一個多徑上識別碼元邊界，以產(chǎn)生一個時延估計；
(c)估計由每一個多徑加入到信號上的衰減和相移，以產(chǎn)生信道估計；
(d)以抽樣速率為所有的用戶產(chǎn)生新的碼元估計；
(e)用所述的碼元估計和信道估計產(chǎn)生接收信號的一個估計；
(f)將接收到的信號與它的估計比較，并將估計誤差回饋到用于估計發(fā)射碼元的裝置；
(g)在每個用戶的估計碼元邊界抽樣碼元估計，以得到最終的碼元估計；以及
(h)對所有的新抽樣重復(fù)步驟(b)到(g)。
2．根據(jù)權(quán)利要求1的方法，其中信道估計只用于碼元解調(diào)。
3．根據(jù)權(quán)利要求1或2的方法，其中碼元估計是使用卡爾曼濾波器產(chǎn)生。
4．根據(jù)上述任何權(quán)利要求的方法，其中時延和信道估計步驟以更新速率而不是抽樣速率執(zhí)行。
5．根據(jù)權(quán)利要求4的方法，其中使用的更新速率比抽樣速率低。
6．根據(jù)上述任何權(quán)利要求的方法，其中的解調(diào)方案不是BPSK。
7．根據(jù)上述任何權(quán)利要求的方法，其中狀態(tài)估計矢量(n)或
在碼元邊界重新初始化。
8．根據(jù)上述任何權(quán)利要求的方法，包括在接收機輸出端多徑搜索的步驟，多徑搜索包括再擴展被每一個用戶發(fā)射的估計碼元；累加再擴展信號；從接收的信號中減去總和信號以得出剩余誤差信號；并將剩余誤差信號饋到多徑搜索器組。
9．根據(jù)權(quán)利要求8的方法，其中多徑搜索器組中的每一個多徑搜索器包括一個或多個滑動相關(guān)器。
10．根據(jù)權(quán)利要求8或9的方法，包括在接收機的輸出端接入信道解調(diào)的步驟，這一方法包括將每一用戶發(fā)射的估計碼元再擴展的步驟；累加再擴展信號；從接收的信號中減去總和信號以得出一剩余誤差信號；然后與接入信道上使用的擴展碼相關(guān)。
11．碼分多址信號接收機包括接收由多個擴展碼擴展的組合碼值的CDMA信號的裝置；轉(zhuǎn)換CDMA信號到基帶信號的裝置；在基帶信號為所有用戶在所有的多徑上識別碼元邊界的裝置以產(chǎn)生一延遲估計；估計由每一個多徑加入到信號上損耗和相移的裝置以產(chǎn)生信道估計；使用所述的碼元估計和信道估計產(chǎn)生接收信號的估計的裝置；將接收信號與它的估計比較的裝置并將估計誤差回饋到用于估計發(fā)送碼元的裝置；在每一個用戶的估計碼元邊界處抽樣碼元估計的裝置以獲得最終碼元估計。
全文摘要
接收組合由多個護展碼擴展的碼元值的碼分多址(CDMA)信號的接收機和方法,它包括以下步驟:將CDMA信號轉(zhuǎn)換到基帶信號并為所有用戶在所有多徑上識別碼元邊界以產(chǎn)生一個時延估計;估計由每一個多徑加入到信號上的損耗和相移產(chǎn)生信道估計;為每一個用戶產(chǎn)生新的碼元估計;用碼元估計和信道估計產(chǎn)生接收信號的估計;將接收到的信號與它的估計比較,并將估計誤差回饋;獲得最終碼元估計;以及對所有的新樣值重復(fù)步驟(b)到(g)。
文檔編號H04B1/707GK1209696SQ9810449
公開日1999年3月3日 申請日期1998年2月19日 優(yōu)先權(quán)日1997年8月26日
發(fā)明者林廷潤, 拉斯穆森, 杉本大樹 申請人:新加坡國立大學(xué)無線通信中心, 澳琪技術(shù)中心(新加坡)私人有限公司