專利名稱：移動電話中簡化的參考頻率分配的制作方法
技術領域：
發(fā)明涉及使用選擇的發(fā)送和接收頻率對的移動通信，并涉及從公共晶體振蕩器獲得發(fā)送和接收頻率步進以及數字時鐘速率。
背景技術：
在移動無線電話領域眾所周知的是使用接收機接收收頻率信號，同時使用發(fā)射機在另一方向發(fā)送發(fā)頻率信號，發(fā)頻率和收頻率間隔恒定的偏差，稱為雙工間隔。
盡管雙工間隔通常是常數，但是由于移動電話工作的頻段不同可能是不同的常數。制造工作在一個頻段以上的移動電話時則會帶來復雜性。
系列號為No.08/795,930、題為“Transmit Signal Generation with the Aid ofReceiver(借助接收機產生發(fā)送信號)”(Dolman)的美國專利申請描述了使用接收機的第二本振作為參考頻率，發(fā)射頻率相對接收頻率受控，實現第一或第二雙工間隔。Dolman申請在這里結合參照。
現有技術中同樣已知的是當兩個頻綜PLL電路封裝到公共集成電路中時，使兩個PLL的參考分頻器同步或相關，這樣它們的相位比較器就不會相互干擾。在開放市場上可見的Philips UM1005和8026雙頻綜集成電路就使用了這種技術。這些電路包括使用分數-N分頻器以及可編程的環(huán)路帶寬，例如在這里結合參照的美國專利5,095,288和5,180,993中所描述的。在雙模衛(wèi)星/蜂窩電話中使用這種頻綜以便在不同頻段實現不同的調諧步進值的新方法在也在這里結合參照的美國專利No.5,535,432和5,610,559中描述。
電子業(yè)的不斷進步促進了遵從各種國內和國際協(xié)議的更小移動電話的產生。國際移動電話標準在歐洲稱為GSM，在美國稱為PCS 1900，在歐洲的900MHz頻段發(fā)/收雙工間隔為45MHz，在歐洲1800MHz頻段為95MHz，在美國1900MHz PCS頻段為80MHz。信道間隔為200KHz(13MHz/65)，發(fā)送符號率為13MHz/48。眾所周知在這個標準中所有定時都關聯(lián)于13MHz時鐘。稱為DAMPS的美國IS 136系統(tǒng)工作在US 800MHz蜂窩頻段中，雙工間隔45MHz，在US 1900MHz PCS頻段雙工間隔為80.4MHz，30KHz的調諧步進值，發(fā)送符號率為24.3千符號/秒。在IS136中，眾所周知調諧步進值和符號率以及內部定時都是從19.44MHz時鐘得到的。另一個稱為IS 95的美國標準使用碼分多址，發(fā)送碼片(chip)速率為1228.8MHz，在800MHz頻段雙工間隔為45MHz結合30KHz調諧步進，或者1900MHz頻段中50KHz步進以及80MHz雙工間隔。在IS 95中，碼片速率和頻率步進值不容易從同一個晶振得到。很容易理解在同一手持單元中結合兩個或更多的上述協(xié)議受到必須同步的不同調諧步進值、雙工間隔以及符號率的阻礙。因此，需要改進無線結構以利于這種結合。
發(fā)明概述根據發(fā)明的移動電話接收機包括第一超外差下變頻裝置，使用第一本振頻率，可以用可編程的數字頻綜鎖相環(huán)(PLL)以頻率步進來調諧。第一下變頻裝置將接收信號轉換成第一中頻(IF)以便濾波。使用第二本振的第二下變頻裝置將第一IF信號轉換成第二IF或復基帶以便進一步濾波及處理。使用將第二本振鎖定到晶體參考振蕩器的第二數字頻綜器PLL產生第二本振。晶體參考振蕩器提供緩存的時鐘輸出信號，數字邏輯從中得到發(fā)送符號率和接收機處理抽樣率。
根據發(fā)明的第一方面，第二本振提供第二本振頻率上的緩存輸出信號。緩存輸出信號用做第一本振頻綜器PLL的參考頻率，因此不需要將晶振信號分送給第一振蕩器PLL電路。根據發(fā)明的第二方面，第一振蕩器PLL包括相位比較器，將分頻的第一本振信號與從第二本振分頻的參考頻率信號比較，分頻頻率等于所需的接收機頻率調諧步進或其倍數。應該理解不使用發(fā)明的這個方面，這個頻率不能通過將晶體頻率以整數比分頻得到。
根據發(fā)明的第三方面，第三數字頻綜器PLL控制發(fā)射機頻率等于第一本振頻率加或減發(fā)射偏差頻率。例如發(fā)射頻率可以與第一本振頻率外差，產生發(fā)射偏差頻率信號；發(fā)射偏差頻率信號在數字除法器中分頻并與也通過將第二本振頻率除以整數因子得到的相位參考頻率比較。
由于根據發(fā)明的第三方面，發(fā)射偏差頻綜器PLL以及第一本振PLL都使用第二本振作為公共頻率參考，因此它們可以封裝在公共集成電路中而且可以共享至少一部分參考除法器，分別對第二本振頻率做除法得到兩個PLL的第一和第二相位比較器參考頻率信號。兩個PLL各自的相位比較器被設計為對應于各自第一和第二相位比較器參考信號的最低公共倍頻上極性相反的信號，以便使兩個RLL之間相互干擾最小。
附圖的簡要描述結合附圖閱讀如下描述將更全面地理解發(fā)明，其中

圖1說明現有技術參考頻率分配；
圖2說明另一個現有技術方案；圖3說明所結合的Dolman參考中描述的改進系統(tǒng)；圖4說明新發(fā)明的參考分配方案；圖5說明發(fā)明的頻綜方案的更多細節(jié)；圖6說明發(fā)明的使用倍頻器的雙頻段方案；圖7說明發(fā)明的使用頻率等分器的雙頻段方案；圖8說明使用一個頻率等分器和一個倍頻器的發(fā)明方案；圖9說明頻率等分器和倍頻器切換位置的發(fā)明方案；圖10說明AMPS接收中倍頻器可以掉電的發(fā)明方案；圖11是圖10的改進，使用頻率等分器；圖12說明另一個雙模無線裝置的參考頻率分配；圖13說明圖12的雙模無線裝置的分頻比；圖14說明PCS 1900模式中使用IF零拍的雙模無線裝置；圖15說明使用單晶體的雙模無線裝置；圖16說明圖15的雙模無線裝置的分頻比；圖17說明使用兩個參考晶體的雙模無線裝置；圖18說明圖17的雙模無線裝置的分頻比；圖19說明取消了圖17的第二晶體的分頻比；以及圖20說明從19.5MHz產生194.4KHz的跳變計數器。
現在參考圖1，現有技術的蜂窩電話包括通過發(fā)送/接收雙工器(11)連接到接收機和發(fā)射機的天線(10)。當使用同時發(fā)射和接收(頻分雙工)時，例如在模擬FM AMPS標準或IS95 CDMA標準中，雙工器(11)是雙工濾波器。或者，對于使用時分雙工的GSM/PCS1900或D-AMPS/IS136這樣的TDMA系統(tǒng)，雙工器可以是T/R開關。對于在一個頻段使用頻分雙工、在另一個頻段使用時分雙工的雙頻電話，雙工器(11)可以是雙頻段雙工器，同時具有開關和雙工濾波器。當在兩個頻段中使用頻分雙工時，雙工器(11)可以包括兩個頻段的雙工濾波器，而當在兩個頻段中使用時分雙工時，單個T/R開關可以用于兩個頻段。
雙工器使發(fā)射機連接到天線，而不影響接收機的靈敏度。接收機包括低噪聲放大器和下變頻器，稱為“前端”(12)。前端可以在包括低噪聲放大器、下變頻和可能的鏡像過濾混頻器以及第一本振的單個集成電路中制造，用于兩個或更多不同頻段(例如800MHz和1900MHz)。
第一本振與所需的接收頻率信號混頻，產生第一中頻信號?？梢杂霉潭l率帶通濾波器、IF濾波器(15)進行濾波。所需的接收頻率通過借助第一本振頻綜鎖相環(huán)(14)將本振調諧到等于所需接收頻率與第一IF之和或之差的頻率上而選出。第一LO PLL將第一LO調諧到基本調諧步進值的可編程整數倍上，后者通過用另一個整數將晶體頻率分頻得到步進值，從晶體參考振蕩器(21)得到。對于小步進值，頻綜器可以通過從晶振(21)除以較小整數得到較大步進值，然后使用上面結合參考中描述的分數-N頻綜技術，在這些較大步進之間插值得到所需的較小步進。第一LO PLL電路(14)將第一LO頻率與晶振信號比較，產生誤差信號。在環(huán)路濾波器(24)中誤差信號被濾波并積分，產生控制信號，控制振蕩器頻率，直到該頻率精確地等于所需值。
接收機對濾波的第一IF信號放大，然后使用第二外差混頻器和第二本振可定制地進行第二下變頻。IF放大器、第二本振以及第二混頻器都包含在常規(guī)的第二集成電路(16)中。在第二次下變頻到第二或最終中頻之后，可以在最終的IF和檢測器電路中進行放大，產生與接收信號強度有關的無線信號強度指示(RSSI)。第二IF放大器可以是硬限幅的，然后輸出硬限幅的最終IF信號到數字信號處理器(20)，相位信息在這里提取并使用第二IF信號與RSSI信號數字化同時數字化，如題為“Log-polar signal processing(對數極性信號處理)”美國專利No.5,048,059中所描述的，該專利在這里結合參照。IF放大器電路(16)的第二本振部分也通過頻綜PLL電路(17)和環(huán)路濾波器(23)被控制到所需頻率。第二LO頻率與晶振(21)比較，如前所述產生誤差信號。因此頻綜電路(14)和(17)使用晶體作為頻率參考或精度標準，控制第一和第二LO。數字信號處理邏輯(20)也可以要求精確的頻率標準，產生接收機抽樣和處理速率以及發(fā)送符號率，因此也被饋入來自晶振(21)的輸出。
發(fā)射機包括發(fā)射頻率產生電路(19)，產生與接收頻率偏差固定雙工間隔的信號。因此發(fā)射頻率與第一LO頻率相差雙工間隔加上第一中頻，仍然是個恒定偏差。恒定的發(fā)射偏差或者等于第一IF減去雙工間隔或者第一IF加上雙工間隔，根據第一LO比接收和發(fā)射頻率低或高而定。
使用調制器(18)(例如具有I和Q輸入信號的正交調制器)將發(fā)射頻率信號用來自數字信號處理器(20)的信息調制。然后使用功率放大器(13)將調制信號放大到發(fā)射功率電平，功率放大器可以是雙頻段電話中的雙頻段功率放大器。
發(fā)射偏差PLL構成發(fā)射和第一LO頻率之間的差值，并通過將偏差與晶體參考比較。檢測它是否等于所需的偏差。TX偏差PLL因此也需要來自振蕩器(21)的晶體參考頻率信號，振蕩器信號必須分送到四個地方。
振蕩器(21)的四個獨立輸出必須通過緩存放大器彼此充分隔離并受到調節(jié)以便驅動印刷主板上的銅線。這會消耗電池能量并且有輻射干擾的危險。通常為了在待機過程中節(jié)省電池能量，暫時不需要的輸出、例如饋入發(fā)射偏差PLL的可以通過來自控制處理器(數字信號處理20的一部分)的控制信號關掉，進一步增加了復雜性。因此希望減少通過印刷電路板導線到多個目標的晶體參考信號的分送。
在這個方面走的第一步已經在Ericsson在美國銷售的現有技術產品中體現。通過將第一和第二LO PLL合并在單個芯片中，例如Philips UM1005或8026器件，可以使用單個晶體參考輸入，因為它們都使用該晶體作為參考。此外，通過將晶體振蕩器(21)和TX偏差PLL以及調制器(18)一起合并到發(fā)射信號發(fā)生器中，振蕩器(21)和偏差PLL(19)之間就不需要外部輸出連接了。
參考圖2，晶體參考信號輸出數因此減到兩個，一個饋入雙頻綜器電路(14+17)，另一個饋入數字信號處理(20)。
在上面結合的Dolman的系列號為No.08/795，930的美國專利申請中，解釋了所有PLL的操作都希望將晶體參考頻率除以最小可能的整數，以便與也用最小可能整數除的受控振蕩器的頻率比較。換一種方式表達，就是希望受控振蕩器頻率和參考頻率之間有最大可能的公因子。Dolman揭示了當使用第二LO而不是晶體(22)作為參考頻率產生發(fā)射偏差頻率時很有利。Dolman的發(fā)明裝置在圖3表示。
第二LO將第一輸出信號提供給它所控制的PLL(17)，第二輸出提供給TX偏差PLL(19)。由于現在晶體振蕩器在發(fā)射電路(18,19)中不用于任何目的，振蕩器(21)再一次表示為獨立電路(21)，具有兩個緩存輸出。但是射頻信號輸出總數增加了，因為獨立的集成電路芯片數增加了。射頻信號在印刷電路板上的分配如下1)第一LO信號從前端(12)到PLL(14)；2)第一LO信號從前端(12)到TX偏差PLL(19)；3)晶體參考頻率從振蕩器(21)到PLL(14+17)；4)晶體參考頻率從振蕩器(21)到處理(20)；5)第二LO從IF芯片(16)到控制PLL(17)；以及6)第二LO從IF芯片(16)到TX偏差PLL(19)。
本發(fā)明的一個目的是降低上述列舉的六條RF分配線路數。
圖4表示發(fā)明的一個實現。第一LO信號傳送到的兩個地方，即第一LO PLL(14)和TX偏差PLL(19)與調制器電路(18)共處于第一(發(fā)射)集成電路中。因此從前端芯片(12)到發(fā)射芯片(14,18,19)只有一條單個的第一LO輸出連接。
但是，當兩個頻綜器PLL共處于同一芯片時，它們會在不同時間產生輸出脈沖。如果兩個相位比較器有獨立的參考頻率源，例如第二LO用于TX偏差PLL參考而且晶體用做第一LO參考時，設計就比較困難或者不可能。因此，根據本發(fā)明，第二LO也用做第一LO頻綜器PLL的參考。此外，正如下面將要表示的，使用第二LO作為第一LO的參考源有很多好處，當希望構造雙頻段/雙模無線裝置時更是如此。因此，來自IF芯片(16)第二LO部分的單個參考輸入提供給PLL(14)和(19)。
現在晶體振蕩器電路(21)和第二LO PLL和IF電路(16)合并，使從振蕩器(21)到PLL(17)的參考信號只是內部連接。類似地，第二LO信號到它所控制的PLL(17)只是內部信號。僅剩的外部信號從參考振蕩器(21)到數字處理(20)。
射頻振蕩器信號分配現在已經減少到下述信號1)第一LO信號從前端(12)到PLL(14 & 19)；2)晶體參考頻率從振蕩器(21)到處理(20)；以及3)第二LO從IF芯片(16)到TX偏差PLL(14 & 19)。
但是，應該同樣可以知道將晶體振蕩器(21)放入數字處理芯片(20)，振蕩器(21)在邏輯上更關聯(lián)于使用同一集成電路制造過程的其它模擬/RF電路因此可以想象更容易與IF芯片(16,17,21)集成。在一些應用中甚高頻(VHF)晶體--例如倍頻晶體--可以直接用于控制第二本振的頻率，而不使用數字頻綜器PLL電路是可能的；但是，VHF倍頻晶體比基模晶體更難調整到所需的振蕩器頻率，因此優(yōu)選帶數字PLL的基模晶體參考振蕩器。
圖5給出了根據圖4的發(fā)明框圖，參考頻率分配以及頻綜設計的更多細節(jié)。
裝置中精確頻率參考的基本源是圖1-4中連接到振蕩器電路(21)的石英晶體諧振器(22)。即使石英晶體也不能提供工作在2GHz無線頻譜區(qū)域的蜂窩電話所需的必要精度，因此數字處理(20)中包含的裝置，相對從基于陸地網絡站或衛(wèi)星中繼接收的信號確定了接收機頻差，該誤差歸因于晶體(22)，而且調節(jié)信號被送到連接到晶體(22)的頻率調整單元(例如變容二極管)以便抵消誤差。
在圖5中，振蕩器電路(21)與第二本振(33)以及它所控制的PLL一起結合在IF芯片(30)中，PLL包括參考分頻器(35)、第一可變分頻器(32)、相位比較器(31)以及環(huán)路濾波器(34)。晶體振蕩器信號被計數器/分頻器(35)分頻，用第一整數M1相除產生相位比較頻率Fref/M1，這里Fref是晶體頻率。第二本振信號在第一可變分頻器(32)中被整數N1分頻，產生第二相位比較信號，與來自M1分頻電路(35)的相位比較頻率信號比較。從第一相位比較器(31)產生相位和頻率誤差信號。相位誤差信號被濾波并使用環(huán)路濾波器積分，產生到第二本振(33)的沒有比較頻率紋波的頻率控制信號。來自分頻器(35)的比較頻率越高，環(huán)路濾波器(34)就越容易消除這種不需要的紋波同時保持快速響應，以便糾正第二LO頻率中由于(例如)噪聲或振動帶來的不需要的波動。因此發(fā)明的一個目的是得到高比較頻率，即低參考分頻比M1。第二本振頻率因此被精確控制到等于Fref.N1／M1。
根據Dolman的現有發(fā)明以及本發(fā)明，緩存的第二本振信號從第二LO(33)輸出，用做產生其它頻率的參考，具體而言是發(fā)射偏差頻率(根據上面提到的Dolman的現有申請)，根據本發(fā)明目前還有第一本振頻率。由于為了將第二LO信號分配減少到單個交叉板連接，TX偏差和第一LO頻綜器PLL電路將同處于發(fā)射信號產生芯片(40)中，希望各個PLL的相位比較器在不同時間發(fā)出的脈沖在一些最長的公共時間段內盡可能地隔開。這就確保當一個電荷泵相位比較器從電源接收電流脈沖時，另一個電荷泵處于三態(tài)，即高阻態(tài)或開路輸出，沒有電流流進各自的環(huán)路濾波器。這就減少了一個電荷泵干擾另一個的危險。電荷泵相位檢測器的設計和操作在上面結合的美國專利No.5,095,288中有更完整的描述。
為了在電荷泵(43,49)之間提供優(yōu)選的異相關系，應該尋找內部頻率規(guī)劃，使TX偏差環(huán)路的相位比較頻率是第一LO的相位比較頻率的整數倍M3。由于根據Dolman的結合申請，第二LO頻率也是TX偏差參考的整數倍M2，第一LO比較頻率現在必須關聯(lián)于被M2.M3除的第二LO頻率。
因此第二LO頻率信號從IF芯片(30)輸入到TX芯片(40)并在第二參考除法器(41)中被整數M2除根據Dolman得到TX偏差相位比較器(43)的相位參考如下FLO2/M2=Fref.N1/(M1.M2)這個頻率再在第三參考除法器(42)中被整數M3除，以便得到第一LO相位比較器(49)的相位比較頻率。此外，除法器M3和相位比較器(43)被設計為響應除法器M2的不同沿，例如一個響應上升沿(低電平或“0”態(tài)過渡到高電平或“1”態(tài))，而另一個響應下降沿(1到0過渡)。這樣確保在除法器(41)的輸出處，在它們的最低公倍數頻率時間中響應相隔半個周期。
電荷泵相位比較器(49)的相位比較率為Fref.N1/(M1.M2.M3)這個頻率與來自第一LO(51)被第三可變分頻器(48)以因子N3分頻的第一LO頻率比較，產生來自比較器(49)的頻率和相位誤差信號，在環(huán)路濾波器(52)中濾波，得到將振蕩器(51)控制到所需的第一LO頻率的反饋控制信號Fref.N3.N1/(M1.M2.M3)優(yōu)選地，N3不是整數因子，而是包括整數部分和分數部分，第一LO PLL的單元(48、49和52)根據上面結合的專利No.5,180,993構成分數-N頻綜器?？蛇x地，M3和N3可以通過分數-(N,M)控制器產生的模式改變，根據美國專利申請no.＿＿＿題為“Frequency Synthesis by Sequential Fraction Approximations(連續(xù)分數近似的頻綜)”(Dent，提交于＿＿＿)，在這里結合參照。分數-N和分數-(N,M)技術具有所需要的使第一LO相位比較頻率比所需的調諧步進值高的效果，因此環(huán)路濾波器(52)更容易地濾出不需要的比較頻率紋波，同時還保持快速控制環(huán)路響應以便糾正誤差。
當要發(fā)送時，發(fā)射頻率振蕩器(45)產生發(fā)射機頻率信號。來自振蕩器(45)的發(fā)射頻率信號在TX混頻器(46)中與來自第一LO(51)的第一LO信號混頻。第一LO信號優(yōu)選地通過單個交叉板連接來自接收芯片(12)，以便減少RF線路。所提到的任一芯片間信號的單個交叉板連接可以是平衡進接，包括反向驅動的兩條線路，正如在高頻上去/自RF芯片的平衡連接減少了不需要的雜散耦合和輻射效應。
TX混頻器(46)將發(fā)射頻率與第一LO頻率混頻，產生TX偏差頻率Ftxoff上的差分頻率信號。來自混頻器(46)的差分頻率信號可以被低通濾波，以便確保去掉原來的較高輸入頻率，然后驅動用因子N2分頻的第二可變分頻器(47)。頻率Ftxoff/N2上的輸出信號則在第二相位比較器(43)中與來自分頻器(41)的相位參考比較，產生頻率和相位誤差信號。來自比較器(43)的誤差信號在環(huán)路濾波器(44)中被濾波并積分，產生控制TX振蕩器(45)的控制信號，直到所需的TX偏差頻率被精確實現。因此TX偏差頻率如下給出Ftxoff/N2=Fref.N1/(m1.M2)，或者Ftxoff=Fref.N2.N1/(M2.M1)包括單元(41、43、44、45、46、47)的TX偏差PLL也可以是分數-N頻綜器，但是分數-N頻綜器比整數頻綜器更復雜，因此希望在裝置中不要多于一個以上。因此因子N2優(yōu)選為整數。
在發(fā)射和接收頻道之間只有單個雙工間隔的單頻段無線裝置中，相位比較器(31、43、49)得到最高可能的相位比較頻率不是問題。首先，在必須帶有一個以上雙工間隔工作的雙頻段無線裝置情況下更困難一些。因此，現在借助圖6、7、8和9描述根據發(fā)明的雙頻段無線裝置設計。
根據圖6的雙頻段無線裝置包括發(fā)射頻率振蕩器(45)，在兩種可能的發(fā)射頻段的較低一個中產生發(fā)射頻率。當希望工作在兩個頻段較高一個中，倍頻器(45a)則用于使頻率加倍，較低和較高頻段大約相差一個倍頻程。當需要在較低頻段工作時振蕩器(45)的輸出直接用于驅動調制器，而當需要在較高頻段工作時使用倍頻器(45a)的輸出。但是，如圖6所示，直接來自振蕩器(45)的較低頻率進入TX混頻器(46)。
類似地，第一本振(51)工作在適于兩個可能接收頻段中較低一個的頻率上，將接收信號轉換成所需的第一中頻；當希望工作在兩個接收頻段中較高一個上時，使用倍頻器(51a)將來自第一LO(51)的信號倍頻，較高頻段的LO頻率大約比較低頻段高一個倍頻程。通過適當選擇第一中頻并通過適當選擇前端芯片(12)中的高端或低端混頻，可以將這個近似控制到很接近的程度。
例如，對于低頻段接收操作，有Flol(lo)=Frx(lo)+Fifl，對于高端混頻或Flol(lo)=Frx(lo)-Fifl，對于低端混頻，其中Flol(lo)是低頻段第一LO頻率，Frx(lo)是低頻段接收信道頻率以及Fifl是所選的第一中頻。
類似地，Flol(hi)=Frx(hi)+Fifl，對于高端混頻或Flol(hi)=Frx(hi)-Fifl，對于低端混頻，其中Flol(hi)是高頻段第一LO頻率，Frx(hi)是高頻段接收信道頻率以及Fifl與低頻段所選的第一中頻相同。
因此，由于Flol(hi)是Flol(lo)的兩倍，有Frx(hi)+/-Fifl=2(Frx(lo)+/-Fifl)得到Fifl=Frx(hi)-2Frx(lo)(對于兩個“+”運算符號)…(1)或者Fifl=(Frx(hi)-Frx(lo))/3 (高頻段中“-”，低中1+1)…(2)或者Fifl=2Frx(lo)-Frx(hi)(對于兩個運算符號)或者Fifl=(2Frx(lo)-Frx(hi))/3(高頻段中“+”，低中1-1)……(2)后面兩式給出不可能的負結果。一種可能的替換是使高頻段的第一LO范圍是低頻段第一LO范圍的三倍，得到Fifl=(3Frx(lo)-Frx(hi))/2 (對于兩個“-”運算符號)…(3)Fifl=(3Frx(lo)-Frx(hi))/4(高低頻段中“+”) …(2)現在描述根據IS54“D-AMPS”單頻段標準工作的、根據圖4和5的優(yōu)選內部頻率規(guī)劃。其中實現了給出相位比較器(31、43和49)中最高可能相位比較頻率的頻率規(guī)劃搜索，其結果是第一IF第二LOTX偏差M1N1M2N2M3第一LO 分數N 模101.64101.52146.649 479 1347 8上面的結果提供了第二LO相位比較器(31)的相位比較頻率Fxtal/M1=19.44/9=2.16MHz；TX偏差相位比較器(43)的Flo2/M2=101.52/9=11.28MHz，以及第一LO相位比較器(49)的Flo2/(M2.M3)=11.28/47=240KHz。通過對N3使用分數-N分頻器給出1/8步進，即分數-N的模是8，第一LO調諧步進從上述240KHz降到30KHz。
上面的解決方法給出了11.28MHz的高TX偏差相位比較頻率。其它準則將用于得到最高的第二LO相位比較頻率。第二LO剛好是晶體諧波的另一個結果示例如下第一IF第二LOTX偏差M1N1M2N2M3第一LO分數N模116.76116.64 161.76 1 6 243 337 116上面結果得到相位比較器(33)中19.44MHz的第二LO相位比較頻率，分頻器(35)不需要，因為M1=1。發(fā)射偏差和第一LO相位比較器(43、49)都工作在480KHz，分頻器(42)可以省略，因為M3=1。通過使用模16的分數-N分頻器(48)使N3以1/16步進改變，第一LO調諧步進從480KHz降到30KHz。
現在注意根據圖6的雙頻段無線裝置的內部頻率參考分配。說明上面兩個示范解決方案是因為他們都與根據雙頻段D-AMPS標準IS136工作的雙頻段無線裝置兼容。對于第一本振在高端用于800MHz頻段操作、在低端用于1900MHz頻段操作、第二IF固定在120KHz的情況，在下表中給出雙頻段無線裝置的解決方案。
表1說明了第二LO是晶體諧波的解決方案，即第二LO具有最高可能的相位比較頻率，M1等于一。
表1第二LO是晶體諧波的雙頻段800(1900)解決方案 當使用上表1中的數字確定TX偏差相位比較器(43)的相位檢測器比較頻率時，必須考慮圖6中的裝置對TX(振蕩器(Sl)頻率的控制是在倍頻器(51a)中倍頻到1900MHz之前。
因此，相位比較器(43)必須工作在分頻器(41)和所指示的M2值提供頻率的一半上。
因此，相位比較器(43)必須包含進一步二分頻的電路，以便將工作在1900MHz頻段的分頻器(41)的頻率分成一半，或者1900MHz的M2值必須加倍。
在后一種情況下，1900MHz操作的M3值必須取半(這是不可能的，因為在1900MHz，M3總是奇數)，或者1900MHz操作的分數模必須取半。后者是優(yōu)選的，因此在1900MHz優(yōu)選的分數模是4或12，結合M2值在1900MHz操作時比表1所示的加倍。因此相位比較器(43)的TX偏差相位比較頻率在1900MHz操作時是1080KHz而不是表1中的第二LO頻率除以所示的M2值而得到的2160KHz。
此外，在圖6中注意到總是來自倍頻器(S1a)的倍頻頻率饋入以N3可變分頻器(48)開始的分數-N第一LO頻綜器環(huán)路。由于在800MHz頻段操作過程中接收機混頻器所用的頻率是綜合頻率的一半，頻綜只需更提供60KHz的步進以便以30KHz步進對接收機調諧。因此，表1所示的800MHz操作的分數N?？梢匀“?。
可能希望在兩個頻段中操作時使用相同的分數-N模，通過使用作為800MHz和1900MHz模的最小公倍數的模總是可以實現這個目的，只要認可一個或兩個頻段中的頻率步進可以比所需的更精確，超過所需的頻率分辨率是可以接受的。
上述問題是考慮圖7中的頻率取半電路(45b,S1b)而不是圖6的倍頻電路(45a,51a)的一個動機另一個動機是相位噪聲會由于倍頻電路加倍，但是會由于頻率取半電路而減半。有一個例外是當使用頻率減半電路時會有較低的不需要的相位噪聲和紋波。還有一個動機是倍頻電路需要濾波器去掉不需要的基頻泄露以及其它不需要的高次諧波；頻率除2電路的輸出相對來說沒有其它不需要的頻譜分量。
現在參考圖7，可以看到振蕩器(S1)的未分頻輸出饋入以混頻器(46)開始的TX頻差頻綜器環(huán)路。因此，800MHz頻段操作的相位比較器必須工作在表1所示的頻率的2倍上，即M2值必須取半，或者N2值必須是表1所示的800MHz操作的2倍。前者在M2是奇數時是不可能的，但是當第一IF是155.64MHz而且M2=162時是可能的。因此當表1用于圖7時，800MHz的N2值應該加倍，除了第一IF=155.64MHz的情況，在這種情況下較好的操作是M2取半為81；因此800MHz操作的M3值必須加倍(到2)以便維持相位比較器(49)中相同的第一LO相位比較頻率，或者將分數-N模從32增加到64。另一方面，由于振蕩器(51)的頻率在用于800MHz操作的接收機之前取半，振蕩器(51)足夠以60KHz步進調諧，使分數-N模減半回到32。
上面針對圖7的考慮也用于圖8和9的裝置，其中TX頻率信號和第一LO的控制總是以較高頻率而且是800MHz應用的一半。
在圖6、7、8和9的實現之間選擇時，另一個動機是功耗。在圖6中，x2電路51a在800MHz頻段接收操作過程中必須上電，對電池必須充電之前的待機時間影響最大。在1900MHz傳輸中，只有x2電路45a需要上電，因此節(jié)省了800MHz頻段傳輸中的功率。在圖7中，分頻器51b只需在800MHz接收時上電，在1900MHz接收時可以掉電。除2電路45b類似地只需在800MHz傳輸時上電，在1900MHz傳輸時不需要。
在圖8中，x2電路45a在任何頻段都必須為傳輸上電，但是它的影響很小，因為功率放大器(13)支配著發(fā)射功耗。除2電路51b可以在1900MHz接收時掉電。在圖6和9中，x2電路51a在任何頻段的接收中總是要上電。因此它在1900MHz時待機電池壽命就不如所希望的圖7或8的情況。
1900MHz D-AMPS操作使用了TDMA，由于接收工作系數低，能夠提供更長的待機時間。但是800MHz操作包括模擬FM AMPS模式，其中接收待機工作系數較長。因此800MHz AMPS操作是電池壽命的限制因素，因此我們傾向于考慮圖10，其中第一LO總是在較低頻率上受控，使倍頻器51A在800MHz接收過程中可以掉電。
參考圖10，第一LO總是在較低頻率上受控，即在倍頻之前。這使倍頻器51a在800MHz操作中可以掉電。但是其缺點是振蕩器51必須以15KHz步進調諧以便在1900MHz提供30KHz的步進。要求分數-N模加倍，這是不希望的?？紤]目前半導體技術中除2電路耗電很小，而且很可能小于倍頻電路，以及上面概述的頻率取半相比倍頻的優(yōu)點，圖7可能是最佳實際實現。
上面表1列出了第二LO是晶體諧波的解決方案，給出了分頻器(35)整體的最低值。表2列出的解決方案是第二LO相位比較器(31)工作在6.48MHz，這是晶體頻率除以3(M1=3)。
表2第二LO是晶體/3的倍數的雙頻段800(1900)解決方案 也有很多解決方案針對第二本振是2.16MHz的倍數(晶體/9，即M1=9)，或者720KHz(晶體/27或M1=27)，而且至少有一種解決方案針對M1=6。下表3只列出了具有特別感興趣的特性的其它解決方案，例如在800MHz或1900MHz操作時TX偏差比較器(43)都有較高的比較頻率。
表3特別感興趣的其它解決方案 上述解決方案的引人之處在于它們在一個或另一個頻段中具有比較低的(M2,N2)值，在這些情況下得到非常高的TX偏差相位比較頻率。
如上所述，所關心的是較高頻率范圍內的第一本振應該調諧的范圍近似等于較低頻段操作所需的頻率范圍的兩倍。
800MHz蜂窩頻段的接收頻率范圍是869.04到893.97MHz，而1900MHz PCS頻段的接收頻率范圍是1930.08到1990.08MHz。代入上面的式(1)、(2)、(3)和(4)，分別得到所需的第一中頻192MHz、64MHz、338.52MHz以及169.26MHz。64MHz IF太低，當工作在60MHz寬的1900MHz接收頻段時不能提供足夠的鏡像抑制。338.52MHz IF不能選擇，因為沒有該頻率的30KHz帶寬的SAW或晶體濾波器。因此式(1)或式(4)的解決方案是優(yōu)選的。
上述表1-3中的所有解決方案都用于第一LO高在800MHz，低在1900MHz，即式(2)的解決方案。只要本振(51)在800MHz和1900MHz操作之間頻段可切換，這些就都可以使用。試圖在一個頻段覆蓋800和1900MHz操作所需的整個調諧范圍可能是不希望的。
尋找式(1)情況下的解決方案得到如下結果，最接近的第一IF到192MHz第一IF 189.96MHz第二Lo 190.08MHz=88/9 x 19.44MHz的晶體(N1=88，M1=9)TX偏差(800MHz) 234.96MHz=89/72 x第二LO(N2=89，M2=72)TX偏差(1900MHz) 270.00MHz=125/88 x第二LO (N2=125，M2=88)在800MHz，TX偏差比較頻率=2640KHz(實際上圖7的裝置是5280KHz，N2=89，M2=36)在1900MHz，TX偏差比較頻率=2160KHz第二LO比較頻率=2160KHz可能的第一LO分數-N模1、2、4、8、11、22、44或88(800MHz)以及1、2、3、4、6、8、9、12、18、24、36或72(1900MHz)例如如果兩個頻段都選擇8為分數-N模，第一LO相位比較頻率是240KHz。
或者，可以選擇分數-N模為24，在1900MHz得到720KHz的相位比較頻率，但是在800MHz相位比較頻率還是240KHz。用相同的模24,800MHz的調諧步進值是10KHz，或圖7裝置甚至是5KHz。這比所需的30KHz更精確，但是可接受。240KHz對800MHz操作是適當的比較頻率，但是1900MHz操作希望更高的比較率720KHz，其中振蕩器相位噪聲是800MHz的兩倍。
根據式(4)的解決方案假設在800MHz操作時高頻段第一本振頻率除3。換句話說，圖7的分頻器(51b)必須從除2改變到除3電路。也必須將分頻器45b改變?yōu)槌?電路，以便發(fā)射頻率步進在800MHz是正確的。這個解決方案這里就不再研究了，因為對于雙頻段IS136蜂窩電話它不是優(yōu)選的，而且在任何情況下都是所揭示方法的顯然擴展。
發(fā)明可以用于雙頻段/雙模無線電話，其中在800MHz頻段希望兼容AMPS和IS54(DAMPS)，同時兼容PCS1900(基于GSM)標準。
要解決的問題是一般為D-AMPS操作而設計的無線裝置，基于使用19.4MHz晶體作為最方便的24.3KS/S傳輸符號率、30KHz信道間隔以及8KS/S的語音數字化的公倍數。另一方面，一般為GSM、DCS1800以及PCS1900操作而設計的無線裝置，基于13MHz晶體，它是傳輸比特率270.833KB/S(13MHz/48)、信道間隔200KHz(13MHz/65)以及8KS/S話音數字化率的最小公倍數。僅僅將一種設計的無線裝置與另一種設計的無線裝置集成，由于增加了部件數會帶來困難。因此希望找到內部頻率規(guī)劃方案，使要設計的單元可以從任一晶體頻率操作，而且另一個目標是希望找到參考頻率分配方案，在800MHz AMPS模式、800或1900MHzD-AMPS模式或1900MHz的PCS1900模式的任一個中，都可以用相同的晶體參考頻率操作。
圖12說明了使用13MHz和19.44MHz晶體都連接到參考振蕩器(21)的解決方案，但是在一個時刻其中只有一個通過來自數字邏輯(20)的“選擇晶體”控制信號激活。
單個中頻放大器芯片包括雙晶體參考振蕩器(21)、第二LO及其所控制的PLL(17)和雙帶寬第二IF放大器和第二混頻器(16)。參考振蕩器在一種模式中工作在13MHz，第二LO被控制到12×13MHz?；蛘?，在第二模式中參考振蕩器工作在19.44MHz，第二LO被控制到(例如)155.52MHz，足夠接近156MHz，因此可以使用也是19.4MHz倍數的同一振蕩器(八倍的19.44MHz)。
IF放大器芯片從前端芯片(12)接收下變頻的信號，或者使用寬帶IF濾波器(15WB)或者窄帶IF濾波器(15NB)進行濾波。濾波器中心頻率在寬帶模式為150MHz在該模式中與156MHz的第二LO混頻，產生6MHz的第二IF，與RSSI信號一起饋入數字信號處理(20)。窄帶第一IF濾波器工作的中心頻率比155.52MHz的第二LO高120KHz，即155.64MHz，得到窄帶模式中的第二IF為120KHz，然后饋入數字處理芯片(20)。窄帶模式120KHz、寬帶模式6MHz的第二IF信號優(yōu)選地在IF放大器(16)中使用第二IF濾波器(未表示)進一步濾波。在一種實現中，120KHz第二IF濾波器集成了通帶寬度近似為30KHz的有源帶通濾波器，并作為IF放大器芯片(16、17、21)的一部分制造。6MHz的第二IF濾波優(yōu)選地通過近似170KHz帶寬的外部陶瓷濾波器(未表示)進行，如TV聲音IF級所用的那種。
當工作在800Hz的窄帶AMPS模式中時，雙工間隔為45MHz，因此發(fā)射機頻率比第一LO低45+155.64MHz。因此TX偏差是200.6MHz。但是如圖13所示，TX混頻器(46)在800MHz頻率的二倍處混合發(fā)射和接收機振蕩器(45、51)，因此產生401.28MHz的偏差。它與155.52MHz的第二LO具有最高的公因子1920KHz，因此分頻器(47)將來自TX混頻器(46)的TX偏差除以第一整數N2，得到第一1920KHz信號，分頻器(41)將來自IF芯片(30)的第二LO除以第二整數M2=81，產生第二1920KHz信號。兩個1920KHz信號在發(fā)射相位比較器(43)中比較，產生誤差信號。誤差信號在環(huán)路濾波器(44)中被濾波并積分，產生TX振蕩器(45)的控制信號，使之維持在所需頻率，該頻率在除法器(45b)中減半后是所需的800MHz發(fā)射頻率。
這個800MHz的頻率規(guī)劃也可以用于800MHz頻段的D-AMPS模式。當工作在1900MHz的D-AMPS模式時，雙工間隔是80.04MHz，這樣發(fā)射偏差是80.04+155.64MHz=235.68MHz。它不能簡單的關聯(lián)于155.52MHz的第二LO頻率；但是，由于在1900MHz只使用時分雙工，使發(fā)送和接收在不同時隙中進行并非同時進行，第一本振可以通過發(fā)射和接收之間比較小的240KHz而被回避，這樣可以使用235.44MHz的TX偏差，而不是235.68MHz。
稍做修改的235.44MHz的TX偏差與155.52MHz的第二LO共享2160KHz的公因子。因此在190(MHz D-AMPS模式中，分頻器(47)用整數N2除，重新編程將235.44MHz分到2160KHz，而分頻器(41)重新編程為用M2為72除，得到216KHz相位比較器(43)現在在2160KHz比較信號，而不是1920KHz。
最后為了得到雙工偏差為80MHz的PCS1900模式，發(fā)射偏差是80+150MHz，因為在該模式中第一IF是150MHz。230MHz的TX偏差與現在是156MHz的第二LO共享2MHz的公約數。這個模式也是時分雙工，而且第一LO可以被回避以便將TX偏差從230MHz修改到(例如)234MHz，它與156MHz的第二LO共享更大的公因子78MHz。然而，保持2MHz的相位比較頻率是有好處的，可以使所有相位比較頻率(1920、2160以及2000KHz)都足夠接近以便有利于使用公共的環(huán)路濾波器(44)和相位比較器(43)。否則，如果希望得到較大公因子(例如78MHz)的好處，不同的環(huán)路濾波器甚至相位比較器就變得很必要以便提供所需的包括穩(wěn)定性和鎖定時間的閉環(huán)特性。因此，圖13的裝置故意試圖在所有頻段和模式中大致地維持相同的包括環(huán)路帶寬和鎖定時間的TX偏差環(huán)路操作特性。
圖12和13的雙模、雙頻發(fā)射機-接收機假設在所有模式中使用雙超外差接收機。在窄帶AMPS和D-AMPS模式中，第二中頻是120KHz，第二IF濾波器是集成的、芯片內的、有源濾波器；在可以包括所有GSM語音和數據模式、衛(wèi)星通信模式以及GPRS分組數據模式的寬帶PCS1900模式中，第二IF是6MHz，第二IF濾波器在該頻率上更難集成。寬帶模式的另一種接收機結構在圖14中表示，其中寬帶模式的第二IF是零頻率，或者稱為“IF零差”，與RF零差相對，RF零差是在一個轉換步驟中將天線接收的頻率直接轉換成零頻率。圖14的接收機在兩步中將天線接收的頻率轉換成零頻率。第一步轉換到156MHz的第一中頻，第二步通過與156MHz的本振混頻從156MHz轉換成零頻。由于圖14中的第一IF現在是156MHz，而不是圖12和13中的150MHz，現在TX偏差在1900MHz是150+80=236MHz，仍然與156MHz本振共享2MHz的公因子。因此對圖13的唯一改變是PCS1900操作的N2值從230/2=115改變到236/2=118。如果需要，可以通過將N2改變到236/4=59、M2從78到39、M3從2到4而使用較高的4MHz公因子(或者改變N3的分數-N模，使第三相位比較器(49)接受較高的參考頻率)。
圖12、13和14的實現使用兩種不同的參考晶體，盡管在任何時刻只有一種激活。然而這就增加了復雜性，兩種晶體必須獨立地溫度補償，因為每種晶體都有不同的獨立溫度補償要求。溫度補償是通過“自學習”技術實現的，因此接收機鎖定到基站信號并使用基站信號頻率作為糾正晶體誤差的基礎。主要溫度使用電熱調節(jié)器測量，提供給晶體的糾正存儲在表中，與數字信號處理器(20)中微處理器存儲器中的主要溫度對應。
為了簡化溫度補償并消除第二晶體帶來的成本和電路板區(qū)域，因此而關心的是考慮圖15和16中使用單個晶體的解決方案。圖15的解決方案是選擇19.5MHz的折中晶體頻率。它是得到PCS1900比特率的13MHz的1.5倍，因為19.5MHz/72對應于13MHz/48，因此該比特率仍然可以得到。19.5MHz也接近D-AMPS模式所需的19.44MHz，通過除以800可以從中得到24.3KS/S的符號率。當使用19.5MHz時，誤差是0.3％，它使發(fā)射符號流中的定時漂移恰好等于6.667ms的TDMA突發(fā)傳輸過程或162個符號周期中一個符號周期的一半。大體上，這種誤差不大于在任何情況下接收機必須預測的達1個符號的由于多徑傳播引起的傳輸路徑延遲變化。然而仍然希望糾正發(fā)射信號，使它的誤差不會加劇傳播路徑引入的缺陷。對于第一近似，符號率誤差的降低可以通過將晶體頻率除以802，得到帶有0.0585％殘留誤差的符號率，在162個符號突發(fā)時間上定時漂移小于一個符號的十分之一。進一步的改進可以通過跳變-計數器進行，有時除以802，有時除以803，以便更精確地接近24.3KS/S符號率。但是，在一個實現中，24.3KS/S調制是以每比特8個抽樣的速率數字化產生的。每比特幾個抽樣用于代表已經使用平方根升余弦濾波器頻率響應濾波的符號流曲線波形。因此確實希望產生8倍符號率的精確近似，或者每秒194.4千抽樣，做法是將晶體頻率有時除以100、有時除以101?，F在要推導除以100的次數N1和除以101的次數N2。
D-AMPS幀重復周期是20ms，代表390,000個周期的19.5MHz時鐘，對應于388,800個周期的19.44MHz時鐘。
因此當使用19.5MHz時鐘時，定時發(fā)生器被編程為除以390,000，當使用19.44MHz時鐘時除以380,800，以便產生20ms的重復周期。D-AMPS TSMA幀被分成3個時隙，一個時隙持續(xù)130,000個周期的19.5MHz時鐘，或129,600個周期的19.4MHz時鐘。因此N1和N2的第一式是100.N1+101.N2=130,000此外，如前所述，要產生的1/8符號抽樣周期的總數是8×162=1296，因此N1和N2的第二式是N1+N2=1296解這些方程得到N2=400，N1=896。
因此跳變計數器被編程為共896次除以100，間隔400次除以101，產生總共1296個1/8符號周期，定時誤差不大于19.5MHz時鐘的一個時鐘周期一半的量級，或25納秒。圖20表示實現上述的跳變計數器設計。分頻器(100)配置為根據來自累加器(101)的控制輸入或者除以100或者除以101，這樣來自分頻器(100)的連續(xù)輸出脈沖將間隔100周期或101周期的19.5MHz時鐘。累加器(101)配置為模-81累加器，意味著如果增加一個增量之后，累加器中的值等于或大于81，那么就從累加器值中減去81，并產生溢出或進位脈沖。從累加器(101)輸出的進位脈沖用于使分頻器(100)除以101。
如果累加器(101)在上一個分頻器(100)輸出脈沖所引起的增加之后沒有產生進位，那么分頻器(100)就計數100個周期的19.5MHz時鐘輸入，以便產生下一個輸出抽樣率脈沖?；蛘呷绻弦粋€分頻器輸出脈沖使累加器增加并溢出，那么累加器進位輸出反饋到分頻器(100)，使分頻器計數101個周期的19.5MHz時鐘輸入，然后產生下一個分頻器輸出抽樣率脈沖。
通過設置累加器增量等于25，累加器產生25/81時間的進位脈沖，等于400/1296時間，這是上面計算的除101的比例，是在D-AMPS時隙中產生精確數目1296個8x符號率脈沖所需要的。
圖16表示使用19.5MHz晶體的內部頻率規(guī)劃。D-AMPS模式中的第一IF被改變到154.32MHz，分別在800和1900Mz操作中得到發(fā)射相位比較器(43)的高相位比較器頻率1320KHz和1080KHz，也給出第二LO相位比較器(31)的高比較頻率780KHz。
發(fā)明的另一個實現在圖17中表示，這次使用13MHz晶體得到所有的無線振蕩器頻率，而且連接到數字芯片(20)的19.44MHz晶體只為了得到AMPS和D-AMPS模式的比特及數字抽樣率。這種情況下的頻率規(guī)劃在圖18中表示，基本上與圖16的唯一區(qū)別是第二LO相位比較器現在工作在520KHz。
在圖16和圖18中，主接收機頻綜器(第一LO)在PCS1900模式中作為模5(可選10或20)的分數-N頻綜器工作，在AMPS和D-AMPS模式中模12。
通過使用圖19的裝置，取消只用于產生數字時鐘的19.44MHz晶體是可能的，其中數字芯片(20)在需要時通過內部PLL產生它自己的19.44MHz時鐘。為了有助于這個目的，分頻器(41)和(42)被分成兩個分頻器(41a、41b)以及(42a、42b)。分頻器41a在800MHz的D-AMPS模式中將154.44MHz的第二LO頻率除以117，得到發(fā)射相位比較器(43)所工作的1320KHz。選擇開關41c用于選擇分頻器41a在這個模式中的輸出。在這個模式中，分頻器41b同時工作，除以11以便對數字芯片(20)提供14.040MHz的輸出。這個頻率與數字芯片(20)在需要時通過本地PLL產生的19.44MHz共享1080KHz的公因子。分頻器(42a)在此時工作，以便將相位比較器(43)的工作頻率除以另一個因子2，得到660KHz，與模-11分數-N分頻器(43)一起用于提供振蕩器(51)的60KHz步進，再除以2之后為800MHz AMPS或D-AMPS操作提供30KHz步進。對于1900MHz D-AMPS操作，開關41c選擇分頻器(42b)的輸出，即14.04MHz除以13，為1080KHz。與800MHz的45MHz相比，這是在1900MHz提供80.04MHz的雙工偏差所需要的頻率。為相位比較器(43)所選的1080KHz再在重新編程為除3的分頻器(42a)中除以3，得到相位比較器(49)的360KHz的相位比較頻率，與分頻器(48)的分數-N模12一起使用，得到1900MHz的D-AMPS操作過程中振蕩器(51)的30KHz調諧步進。對于PCS1900操作，分頻器(41b)被編程為除以12，將現在是156MHz的第二LO分頻，為數字芯片(20)提供13MHz時鐘輸出。13MHz在分頻器(42b)中除以13到1MHz，這是相位比較器(43、48)的工作頻率。分頻器(42a)被編程為使M3=1。使用分數-N模5的分頻器(48)在這種模式中提供所需的200KHz步進。
因此從上面可以看到發(fā)明能夠構造雙頻、雙模收發(fā)機，使用單個晶體參考或兩個晶體以各種方式得到交替的270.833KB/S和24.3KS/S的符號率，交替的30KHz或200KHz的信道間隔，以及45MHz、80.04MHz或80.00MHz的發(fā)射-接收雙工間隔。
此外，這個靈活性是使用與現有技術相比改進的結構而實現的，使無線硬件減少到實質上三個集成電路芯片，其間的RF互連數也減少了，因此降低了內部干擾的危險性并減小了功耗。
在蜂窩無線裝置以外的情況下，每當不能方便地得到必須直接從公共參考晶體振蕩器綜合的所有時鐘頻率以及無線頻率時，發(fā)明也是有用的。發(fā)明可以由本領域技術人員使用上述概念、保持在如下權利要求所描述的發(fā)明精神和范圍內而修改。
權利要求
1．產生在發(fā)射頻率發(fā)送的信號以及在接收頻率接收信號的無線發(fā)射和接收裝置，包括-第一下變頻器，使用第一本振頻率信號對接收信號混頻，并產生第一中頻信號；-第二下變頻器，使用第二本振頻率信號對第一中頻信號混頻，并產生第二中頻；-第二本振裝置，產生具有由石英晶體諧振器確定的精確頻率的本振信號；-第一本振頻綜器裝置，具有第二本振頻率信號的第一輸入以及第一本振頻率信號的第二輸入，并根據它們產生控制信號，控制第一本振產生所需的第一本振頻率信號；以及-發(fā)射信號發(fā)生器裝置，在發(fā)射頻率上產生信號，該信號發(fā)生器具有第二本振信號的第一輸入以及第一本振信號的第二輸入，并根據它們產生發(fā)射頻率信號。
2．產生在發(fā)射頻率發(fā)送的信號以及在接收頻率接收信號的無線發(fā)射和接收裝置，包括-第一下變頻器，使用第一本振頻率信號對所述接收信號混頻，并將其轉換成第一中頻信號；-第二下變頻器，使用第二本振頻率信號對所述第一中頻信號混頻，并將其轉換成第二中頻；-參考晶體振蕩器裝置，提供精確的參考頻率信號；-第二本振頻綜器裝置，具有所述第二本振頻率信號的第一輸入以及所述參考頻率信號的第二輸入，并根據它們產生控制信號，控制所述第二本振產生所需的第二本振頻率信號；-第一本振頻綜器裝置，具有所述第二本振頻率信號的第一輸入以及所述第一本振頻率信號的第二輸入，并根據它們產生控制信號，控制所述第一本振產生所需的第一本振頻率信號；-發(fā)射信號發(fā)生器裝置，在所述發(fā)射頻率上產生信號，所述信號發(fā)生器具有所述第二本振信號的第一輸入以及所述第一本振信號的第二輸入，并根據它們產生所述發(fā)射頻率信號。
3．權利要求1的裝置，其中發(fā)射信號發(fā)生器還包括-發(fā)射振蕩器裝置，產生發(fā)射頻率信號；-調制器裝置，調制發(fā)射頻率信號，產生待發(fā)送的信號；-發(fā)送下變頻裝置，用第一本振信號對發(fā)射頻率信號混頻，產生發(fā)射偏差頻率信號；-發(fā)射偏差頻綜器裝置，具有發(fā)射偏差頻率信號的第一輸入以及第二本振頻率信號的第二輸入，并根據它們?yōu)榘l(fā)射振蕩器裝置產生控制信號，精確地控制發(fā)射頻率信號到發(fā)射頻率。
4．權利要求2的裝置，其中所述發(fā)射信號發(fā)生器還包括-發(fā)射振蕩器裝置，產生所述發(fā)射頻率信號；-調制器裝置，調制所述發(fā)射頻率信號，產生待發(fā)送的所述信號；-發(fā)送下變頻裝置，用所述第一本振信號對所述發(fā)射頻率信號混頻，產生發(fā)射偏差頻率信號；-發(fā)射偏差頻綜器裝置，具有所述發(fā)射偏差頻率信號的第一輸入以及所述第二本振頻率信號的第二輸入，并根據它們?yōu)樗霭l(fā)射振蕩器裝置產生控制信號，精確地控制所述發(fā)射頻率信號到所述發(fā)射頻率。
5．權利要求1的裝置，其中第一本振頻綜器裝置是分數-N頻綜器。
6．產生在發(fā)射頻率發(fā)送的信號以及在接收頻率接收信號的無線發(fā)射和接收裝置，包括-第一下變頻器，使用第一本振頻率信號對所述接收信號混頻，并將其轉換成第一中頻信號；-第二下變頻器，使用第二本振頻率信號對所述第一中頻信號混頻，并將其轉換成第二中頻；-第二本振裝置，產生具有由石英晶體諧振器確定的精確頻率的第二本振信號；-參考分頻器裝置，具有所述第二本振信號輸入并產生等于所述精確的第二本振頻率除以第一整數的頻率上的第一輸出信號，并通過進一步將所述第一輸出信號頻率除以第二整數產生第二輸出信號，其中所述第二輸出信號根據所述第一輸出信號從第一狀態(tài)到第二狀態(tài)的改變，從高到低或從低到高改變狀態(tài)；-第一本振頻綜器裝置，具有所述第二分頻器輸出信號的第一輸入以及所述第一本振頻率信號的第二輸入，并根據它們產生控制信號，控制所述第一本振產生所需的第一本振頻率信號；-發(fā)射信號發(fā)生器裝置，在所述發(fā)射頻率上產生信號，所述信號發(fā)生器具有所述第一分頻器輸出信號的第一輸入以及所述第一本振信號的第二輸入，并根據它們產生所述發(fā)射頻率信號，其中所述發(fā)射信號發(fā)生器裝置響應所述第一分頻器輸出信號從所述第二狀態(tài)到所述第一狀態(tài)的變化。
7．降低復雜性的蜂窩無線電話包括-第一接收機集成電路，具有第一本振頻率控制信號的第一輸入，通過天線接收的信號的第二輸入，所述電路在第一輸出連接提供來自第一本振的所述第一本振頻率上的第一輸出信號，通過使用所述第一本振將所述第二輸入上接收的所述信號下變頻，在第二輸出連接提供第一中頻上的第二輸出信號；-第二接收機集成電路，具有通過濾波器連接到所述第一接收機電路的所述第二輸出的第三輸入，在第三輸出連接上產生來自第二本振的第二本振信號，通過使用所述第二本振將輸入到所述第三輸入的所述第一中頻信號下變頻，在第四輸出連接上產生第二中頻信號；-第一發(fā)射集成電路，具有連接到所述第一接收機電路的所述第一輸出的第四輸入，在連接到所述第一接收機電路的所述第一輸入的第五輸出連接上產生控制信號，并具有連接到所述第二接收機電路的所述第三輸出的第五輸入，根據它們在所希望的發(fā)送頻率上產生信號。
8．交替以第一符號率和第二符號率接收和發(fā)射編碼和調制信息符號的雙模蜂窩無線電話裝置包括-雙參考頻率振蕩器裝置，響應選擇信號，根據所選信號電平振蕩在第一精確頻率或第二精確頻率并提供所選頻率的輸出信號；-數字信號處理裝置，使用所述選擇的參考振蕩器頻率信號產生所述編碼及調制的信息符號，根據選擇的參考頻率在所述第一速率或所述第二速率發(fā)送。-第二本振頻綜器裝置，產生鎖相到所述選擇的參考頻率信號的精確的第二本振頻率信號；-第一本振頻綜器裝置，產生精確的第一本振頻率信號；-發(fā)射振蕩器裝置，根據控制信號產生所需發(fā)射頻率上的信號；-發(fā)射振蕩器頻率控制裝置，包括發(fā)射混頻器，將所述發(fā)射頻率信號與所述第一本振信號混頻，產生發(fā)射偏差頻率信號，并包括發(fā)射鎖相環(huán)，將所述發(fā)射偏差頻率信號與所述第二本振頻率信號比較，產生所述控制信號。
9．權利要求8的裝置，其中所述第一本振頻綜器裝置使用所述第二本振信號作為頻率參考信號，將所述第一本振信號頻率調節(jié)到精確值。
10．權利要求8的裝置，其中所述第一本振信號與放大并濾波的接收信號混頻，產生第一中頻信號，所述第一中頻信號進一步與所述第二本振信號混頻，產生第二中頻信號。
11．權利要求10的裝置，其中當選擇以所述第一符號率接收時所述第二中頻信號的標稱頻率是零，當選擇以所述第二符號率接收時非零。
12．權利要求8的裝置，其中所述第一精確頻率是6.5MHz的倍數，而且所述第二精確頻率是9.72MHz的倍數。
13．雙模數字蜂窩無線電話包括-參考振蕩器裝置，振蕩在精確控制的19.5MHz頻率上；-發(fā)射機裝置，產生遵從GSM蜂窩標準的信號，發(fā)射比特率從所述參考振蕩器頻率除以整數因子72得到，或者產生遵從IS-136蜂窩標準的信號，符號率從所述參考振蕩器頻率除以非整數因子得到。
14．權利要求13的無線電話，其中所述非整數分頻包括因子100和25/81的第一非整數分頻，跟隨除8的第二整數分頻。
全文摘要
簡化結構的移動無線電話包括數目減少的集成電路和數目減少的RF連接。雙頻段、雙模移動電話可以用單晶體參考振蕩器或雙晶體構造,使選擇符號率、信道間隔或發(fā)/收雙工間隔得以實現。
文檔編號H04B1/40GK1286824SQ98813195
公開日2001年3月7日 申請日期1998年11月3日 優(yōu)先權日1997年11月19日
發(fā)明者C·戈雷, R·A·多爾曼, P·W·登特 申請人:艾利森公司