一種基于快速跳頻的多載波擴頻方法
【專利摘要】本發(fā)明屬于通信技術(shù)領(lǐng)域，尤其涉及一種基于多載波直接序列擴頻碼分多址(MC?DS?CDMA)以及FFH?OFDM的多載波擴頻技術(shù)。一種基于快速跳頻的多載波擴頻方法，該方法兼顧了MC?DS?CDMA和FFH?OFDM共同的特點，避免了傳統(tǒng)的MC?DS?CDMA無頻率分集增益的弱點，在抗衰落、抗干擾、碼分多址、通訊保密性方面都具有一定的優(yōu)勢。
【專利說明】
-種基于快速跳頻的多載波擴頻方法
技術(shù)領(lǐng)域
[0001] 本發(fā)明屬于通信技術(shù)領(lǐng)域，尤其設(shè)及一種基于多載波直接序列擴頻碼分多址(MC- DS-CDM) W及FFH-0FDM的多載波擴頻技術(shù)。
【背景技術(shù)】
[0002] 隨著OFDM和擴頻通信的發(fā)展，由此出現(xiàn)了一種全新通信技術(shù)一一多載波擴頻技 術(shù)。該技術(shù)將OFDM技術(shù)和擴頻技術(shù)結(jié)合在了一起，很好的兼顧了兩種技術(shù)在抗多徑、抗干 擾、碼分多址、保密性方面的優(yōu)勢，成為目前通信技術(shù)研究的熱點。根據(jù)其結(jié)構(gòu)和擴頻形式 的不同可W大致劃分成四類型:MC-CDMA、MC-DS-CDMA、MT-CDMA、二維擴頻技術(shù)。其中MC-DS- CDMA是一種時域擴頻技術(shù)，該技術(shù)首先對輸入信號進行串并變換，然后在時間域上實現(xiàn)擴 頻，把擴頻輸出結(jié)果分別調(diào)制到不同的正交載波上。從其擴頻方式可W看出，由于MC-DS- CDMA是一種在時域上進行的多載波擴頻技術(shù)，因此在不進行前向糾錯的情況下，無頻域分 集增益。
[0003] FFH-0抑Μ技術(shù)作為一種全新的(FDM衍生技術(shù)，從形式上來看，即聞尋傳統(tǒng)(FDM單一 子載波上傳輸?shù)臄?shù)據(jù)擴散到所有子載波上進行傳輸，克服了傳統(tǒng)OFDM無頻率分集的弱點。 從本質(zhì)上看，F(xiàn)FH是一種預編碼，通過運種預編碼實現(xiàn)了對DFT變換矩陣因子的重新排序。并 行信號中的任意一路信號遍歷了所有的子載波，實現(xiàn)了在OFDM符號周期內(nèi)信號的快速跳 變。由于FFH-0FDM具有W上的特點，使其可W對來自各子信道的衰退和噪聲干擾進行均勻 的混合，在頻率選擇性衰退和高斯白噪的環(huán)境中性能優(yōu)于傳統(tǒng)的OFDM。但是普通的FFH- (FDM不包含擴頻，因此與傳統(tǒng)的OFDM相比在碼分多址、保密性方面、抗干擾方面并不具有優(yōu) 勢。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0004] 本發(fā)明在MC-DS-CDMA的基礎(chǔ)上結(jié)合FFH-0FDM提出了一種基于快速跳頻的多載波 擴頻方法，該方法兼顧了MC-DS-CDMA和FFH-0抑Μ共同的特點，避免了傳統(tǒng)的MC-DS-CDMA無 頻率分集增益的弱點，在抗衰落、抗干擾、碼分多址、通訊保密性方面都具有一定的優(yōu)勢。
[0005] -種基于快速跳頻的多載波擴頻方法，具體為：
[0006] S1、時域直接擴頻，具體為：已調(diào)信號首先經(jīng)過串并變換后變?yōu)槎嗦凡⑿械男盘枺?對所述多路并行信號用相同的擴頻序列進行直接擴頻得到時域擴頻后的信號
其中，Ν為擴頻序列長度，an為擴頻序列，Μ為并行子載波 個數(shù)，gk(t)為時域直接擴頻后的輸出信號，所述gk(t)的集合G(t) = (gl(t)，g2(t)，g3 (t)，...，削(t))T，
如詠沖信號，其持續(xù)周期為Tc，n=l，. . .，N，k = 1, · · · , Μ;
[0007] S2、進行FF邸央射，具體為：
[0008] S21、SI所述G( t)進入FF刷央射模塊后，F(xiàn)F刷央射模塊根據(jù)預先設(shè)定好的跳頻矩陣對 信號進行快跳頻得質(zhì)
將S1所述gk(t)代入所述Zv(t)中得到
其中，Uv, k為FFH跳頻矩陣Um中第V行第k列的元素， 所述V表示采樣時間點，U表示輸入數(shù)據(jù)序號，k = 1，. . .，Μ，V = 1，. . .，Μ，所述
fv為不同時間點的起始瞬時 頻率，F(xiàn)m=化，f2,...，fM)T為(0，1，...個整數(shù)的亂序排列，*嗦示共輛轉(zhuǎn)置，Dm為Μ行Μ列 的離散傅里葉變換矩陣：
為Dm中第V行第k列的元素；
[0009] S22、利用S22所述Fm產(chǎn)生出不相同的FFH矩陣和IFFH矩陣，完成不一樣的跳頻映 射；
[0010] S3、進行多載波正交調(diào)制，將信號Zv(t)通過離散傅里葉反變換（IDFT)調(diào)制到相互 正交子載波上得到f (t)，具體為：
[0011] 設(shè)任意兩個正交子載波之間的頻率間隔為A f=l/Tc，有Μ個正交子載波，該系統(tǒng) 的頻帶寬度為MAf，則IDFT輸出信號f(t)可W表示為
[0012]
[0013] S4、進行多載波正交解調(diào)，具體為：
[0014] 在接收端，設(shè)信號已經(jīng)經(jīng)過了精確的信號同步和信道均衡，同 時接收信號不受射頻中頻模塊的影響，可得到經(jīng)過離散傅里葉變換后的信號為
，其中，n(t)為均值為0,方 差為S2的高斯白噪聲，該噪聲是由于在無線信道中傳輸引起的，Ην為第V個子載波上的信道 頻率響應；
[0015] S5、信道均衡，即信道經(jīng)過了準確的估計，得到信道頻率響應的Ην，經(jīng)過迫零信道 均衡W后可W得到
[0016]
[0017] S6、進行IFF刷央射，具體為:將S5所述F, (?)送入IFF刷央射模塊進行解調(diào)，IF即映射 模塊輸出夫
庚中，的是IFFH解跳矩陣為第k行第V列的元素， 時=，將S4所述(ο代入S5所述寫.(ο可W得到 [001 引
[0019] S7、時域直接擴頻的解擴，具體為:將S6所述器的進行直接擴頻的解擴，利用與發(fā) 送端事先約定的擴頻碼進行相關(guān)解擴，得最終的接收信號
[0020]
[0021] 本發(fā)明的有益效果是：
[0022] 具有二維擴頻特性:MC-DS-CDMA通過直接擴頻實現(xiàn)了在時間域上的擴頻，是一種 時域多載波擴頻技術(shù)。FFH-OFDM通過FFH預編碼實現(xiàn)了在所有子載波上的快速跳頻，是一種 頻域上的擴頻。將兩種技術(shù)結(jié)合起來，實現(xiàn)了時頻域上的雙擴頻。
[0023] 抗多徑能力強:改進的多載波擴頻技術(shù)利用FFH實現(xiàn)了頻域上的擴頻，在一個符號 周期內(nèi)信號遍歷性的在所有正交子載波上進行跳頻，運種符號周期內(nèi)的快速跳頻可W認為 是一種頻率分集，F(xiàn)F聞尋所有子信道的衰落和噪聲進行均勻的混合，在抗多徑頻率選擇性衰 退方面具有優(yōu)良的性能。
[0024] 抗干擾能力強:基于快速跳頻的多載波擴頻技術(shù)采用直接擴頻的方式實現(xiàn)了時域 上的擴頻，因此具有直接擴頻技術(shù)抗干擾能力強的特點。同時，在技術(shù)中信號遍歷了所有正 交子載波。當其中某一個載波受到窄帶噪聲干擾，可W丟棄受到干擾載波上攜帶的信息，利 用剩余載波上的分集信息進行信號提取，可W大大提高還技術(shù)抗干擾的能力。
[0025] 具有碼分多址能力:基于快速跳頻的多載波擴頻技術(shù)是在MC-DS-CDMA基礎(chǔ)上發(fā)展 起來的，因此具有碼分多址的能力，可W實現(xiàn)多用戶共享同一頻帶資源。
[0026] 保密性強:基于快速跳頻的多載波擴頻技術(shù)中包含直接擴頻模塊，在未知擴頻碼 的情況下很難恢復出傳輸信號，因此信號在傳輸過程中不易被截獲、竊聽或偵查，具有很好 的保密性和安全性。
【附圖說明】
[0027] 圖1為改進的多載波擴頻技術(shù)原理圖。
[0028] 圖2為平坦衰落的高斯信道下誤碼率隨信噪比變換曲線。
[0029] 圖3為五條可分辨路徑的多徑高斯信道下誤碼率曲線。
[0030] 圖4為九條可分辨路徑的多徑高斯信道下誤碼率曲線。
【具體實施方式】
[0031 ]下面結(jié)合附圖，對本發(fā)明作進一步地詳細描述。
[0032] 本發(fā)明在原有的MC-DS-CDMA技術(shù)基礎(chǔ)上，結(jié)合FFH-OFDM技術(shù)提出了 一種基于快速 跳頻的多載波擴頻技術(shù)，該方案的具體步驟如下所示：
[0033] 發(fā)射機部分：
[0034] 步驟一、對原始信號進行調(diào)制，調(diào)制方式可W為PSK或者QAM等。
[0035] 步驟二、串變并，將已調(diào)信號進行串并轉(zhuǎn)換，變?yōu)棣凡⑿行盘枴?br>[0036] 步驟Ξ、時域直接擴頻，采用相同的擴頻序列對Μ路并行信號采用相同的擴頻碼分 別進行直接擴頻，如
巧示。
[0037] 步驟四、FFH映射，F(xiàn)FH映射模塊根據(jù)預先設(shè)定好的跳頻矩陣對信號進行快跳頻，映 射方式如
巧示。
[0038] 步驟五、插入導頻，在運里采用的是塊狀導頻。
[0039] 步驟六、多載波正交調(diào)制，利用離散傅里葉反變換（IDFT)將經(jīng)過FF郵兆頻W后的信 號分別調(diào)制到相互正交子載波上，調(diào)制方式如
所示。
[0040] 步驟屯、并變串，并加入循環(huán)前綴(CP)，通過射頻模塊經(jīng)天線福射到無線信道中。
[0041] 接收機部分：
[0042] 步驟一、去掉CP，串變并，送入IDFT模塊。
[0043] 步驟二、多載波正交解調(diào)，對接收信號進行離散傅里葉變換化FT)，得到Μ路并行信 號，如
巧示。
[0044] 步驟Ξ、信道均衡，利用導頻信號對信道進行估計得到信道的頻率響應為Ην，采用迫 零法對DFT變換輸出信號進行信道均衡，化

聽示。
[0045] 步驟四、IFH1映射，IFH1映射模塊根據(jù)預先設(shè)定好的解跳矩陣對信號進行快跳頻 的解跳，映射方式如
f示。
[0046] 步驟五、時域直接擴頻的解擴，利用與發(fā)送端事先約定的擴頻碼進行相關(guān)解擴。解 擴方式如
巧示。
[0047] 步驟六、解調(diào)，按照PSK或者QAM的解調(diào)規(guī)律進行接收信號的解調(diào)。
[004引仿真一、為了分析改進的效果，在運里利用MATLAB仿真平臺進行了驗證。選用了多 徑高斯信道模型，其功率譜延遲包絡(luò)服從負指數(shù)分布。仿真過程中，采用FFH-0抑Μ和MC-DS- CDMA作為對照組。系統(tǒng)的參數(shù)設(shè)定為:符號間隔為0.05US，子載波個數(shù)為256，CP長度為16， CP時長為0.8us，0FDM符號長度為13.6us，信號的有效帶寬為20ΜΗΖ，調(diào)制方式選用QPSK，改 進的多載波擴頻技術(shù)使用WAS曲馬作為擴頻碼，擴頻碼長度為16。
[0049]圖2為平坦衰落的高斯信道下誤碼率隨SNR的變換曲線，此時信道的最大延遲時間 小于符號周期，接收信號中不會出現(xiàn)ISI。從圖中可W看出，改進技術(shù)與MC-DS-CDMA的性能 相似，前者略優(yōu)于后者，當SNR大于8地W后誤碼率都接近于零。而FFH-0抑Μ的性能最差，當 SNR大于12地W后誤碼率才接近于零。因此，在平坦衰落的環(huán)境中，改進技術(shù)的性能優(yōu)于MC- DS-CDMAW 及 F即-0 抑Μ。
[0050] 圖3為多徑高斯白噪聲信道下誤碼率隨SNR的變換曲線，其中可分辨路徑數(shù)為5條， 包括1條期望路徑和4條反射路徑。相鄰兩條路徑的時延間隔為0.15US，最大時延為0.6US。 模擬了頻率選擇性衰落情況下系統(tǒng)的情況，此時多徑時延沒有超過CP長度(CP時間長度為 0.8US)。從圖中可W看出，頻率選擇性衰落使得Ξ種技術(shù)的誤碼率都有所上升。由于FFH對 各信道的衰落具有混合的作用，改進技術(shù)的優(yōu)勢顯現(xiàn)出來，當SNR高于12dB時誤碼率趨于 零，明顯優(yōu)于MC-DS-CDMA。同時還可W發(fā)現(xiàn)當SNR大于16地時，F(xiàn)即-(FDM的誤碼率也低于MC- DS-CDMA。說明FFH固順映射在頻率選擇性衰落的信道下性能更好。
[0051] 圖4為多徑高斯白噪聲信道下誤碼率隨SNR的變換曲線，其中可分辨路徑數(shù)為9條， 包括1條期望路徑和8條反射路徑。相鄰兩條路徑的時延間隔為0.化S，最大時延為1.6US。此 時多徑時延超過了CP長度，CP無法起到保護作用，會造成ICI的產(chǎn)生。當SNR較低時，誤碼率 隨著噪聲功率的下降而下降。但當SNR高于4地時，由于ICI的影響，誤碼率不隨信噪比的升 高而發(fā)生變化，在10-2附近保持不變。就總體而言，改進技術(shù)的誤碼率依然低于FFH-0抑Μ和 MC-DS-CDMA。
【主權(quán)項】
1. 一種基于快速跳頻的多載波擴頻方法，其特征在于，包括如下步驟： 51、 時域直接擴頻，具體為：已調(diào)信號首先經(jīng)過串并變換后變?yōu)槎嗦凡⑿械男盘?，對?述多路并行信號用相同的擴頻序列進行直接擴頻得到時域擴頻后的信號，其中，N為擴頻序列長度，an為擴頻序列，Μ為并行子載波 個數(shù)，gk(t)為時域直接擴頻后的輸出信號，所述gk(t)的集合G(t) = (gl(t)，g2(t)，g3 (t)，· · ·，gM(t))T，1為脈沖信號，其持續(xù)周期為Tc，n=l，. · ·，N，k = 1，· · ·，Μ; 52、 進行FH1映射，具體為： 521、 S1所述G(t)進入FFH映射模塊后，F(xiàn)FH映射模塊根據(jù)預先設(shè)定好的跳頻矩陣對信號 進行快跳頻得到.將S 1所述g k ( t )代入所述z v ( t )中得到.其中，uv, kSFFH跳頻矩陣UM中第v行第k列的元素， 所述V表示采樣時間點，U表示輸入數(shù)據(jù)序號，k = 1，. . .，Μ，V = 1，. . .，Μ，所述 ^ =柯4凡，，4,=如咖夸卜1叫,…，？鐘為不同時間點的起始瞬時頻 率，仏=出彳2，…，f M)%(0，l，…，M-1)這Μ個整數(shù)的亂序排列，*H表示共輒轉(zhuǎn)置，Dm為Μ行Μ列 的離散傅里葉變換矩陣，為Dm中第v行第k列的元素； 522、 利用S22所述FM產(chǎn)生出不相同的FFH矩陣和IFFH矩陣，完成不一樣的跳頻映射； 53、 進行多載波正交調(diào)制，將信號zv(t)通過離散傅里葉反變換（IDFT)調(diào)制到相互正交 子載波上得到f(t)，具體為： 設(shè)任意兩個正交子載波之間的頻率間隔為A f=l/Tc，有Μ個正交子載波，該系統(tǒng)的頻帶 寬度為MAf，則IDFT輸出信號f(t)可以表示為54、 進行多載波正交解調(diào)，具體為： 在接收端，設(shè)信號已經(jīng)經(jīng)過了精確的信號同步和信道均衡，同時接 收信號不受射頻中頻模塊的影響，可得到經(jīng)過離散傅里葉變換后的信號為，其中，n(t)為均值為0,方 差為s2的高斯白噪聲，該噪聲是由于在無線信道中傳輸引起的，Hv為第V個子載波上的信道 頻率響應； 55、 信道均衡，即信道經(jīng)過了準確的估計，得到信道頻率響應的Ην，經(jīng)過迫零信道均衡以 后可以得到56、 進行IFFH映射，具體為:將S5所述€ (?)送入IFFH映射模塊進行解調(diào)，IFFH映射模塊 輸出為.其中，#是IFFH解跳矩陣C/g為第k行第ν列的元素， C/j = (i/vf，將S4所述I⑴代入S5所述寫.⑴可以得到57、 時域直接擴頻的解擴，具體為:將S6所述& 進行直接擴頻的解擴，利用與發(fā)送端 事先約定的擴頻碼進行相關(guān)解擴，得最終的接收信號
【文檔編號】H04L27/26GK106059980SQ201610365626
【公開日】2016年10月26日
【申請日】2016年5月27日
【發(fā)明人】竇衡, 王玄, 馬曉雙, 魏子棱, 蔡得泉
【申請人】電子科技大學