本發(fā)明涉及光電技術領域，具體涉及在基于孤子自頻移效應全光量化系統(tǒng)中的一種基于雙向可擴展多階級聯(lián)光譜壓縮結構的高精度全光量化裝置及方法。

背景技術：

模數(shù)轉換器（ADC，Analog-to-digital converter）用于將連續(xù)模擬信號轉換成離散數(shù)字信號，是信息處理系統(tǒng)中的關鍵器件，在高速寬帶通信系統(tǒng)、雷達信號處理、信號監(jiān)測及處理等領域有著重要應用。按照實現(xiàn)機理，ADC分為以下三類：超導材料ADC、電子學ADC和光學ADC。超導材料ADC受材料特性限制必須工作在超低溫環(huán)境下，這大大制約了其應用范圍。電子學ADC目前應用最為廣泛，但由于載流子遷移速率存在物理極限，其帶寬和速率有限，并且由于受到諸如采樣時間抖動、比較器不確定性等因素的限制，通常采樣速率每提高一倍，有效位數(shù)下降一位（R. H. Walden, Analog-to-digital converter survey and analysis, IEEE. J. Select. Areas Commun., Vol. 17, 1999:539-550），因此，電子學ADC始終很難在帶寬10GHz以上獲得高量化精度。例如，目前最高速的電子學ADC為美國Tektronix的16GHz帶寬ADC，以及日本Fujitsu的15GHz帶寬ADC，但它們的有效位數(shù)均低于6位。

隨著鎖模激光技術的發(fā)展，光學ADC的研究不斷涌現(xiàn)。目前，鎖模激光器能夠產生重復頻率10GHz以上的高穩(wěn)定度光脈沖序列，時間抖動通常在10fs量級，比電脈沖的時間抖動（0.5ps-2ps）低2個數(shù)量級以上，因此，以光脈沖作為采樣脈沖明顯優(yōu)于電脈沖，其根本原因在于：對于高速采樣區(qū)間，采樣時間抖動引入的噪聲是導致ADC信噪比降低（有效量化位數(shù)降低）的主導因素，光學ADC的理論極限為采樣速率10GS/s時有效量化精度>10bits，該指標遠高于電子學ADC。同時，由于光學帶寬巨大，鎖模激光器輸出的超短光脈沖寬度可低至亞ps量級，借助時分復用和波分復用技術可以獲得重復頻率高達數(shù)百GHz的超短光脈沖序列，并且電光調制器的電學帶寬可達數(shù)十GHz以上，因而有望使光學ADC獲得100GS/s以上的采樣速率以及高達數(shù)十GHz的模擬帶寬（G. C. Valley, Photonic analog-to-digital converters, Opt. Express, 2007, 15(5): 1955-1982）。對于目前研究較多的光學ADC，根據(jù)光學技術在其中所完成的功能，主要分為以下兩大類：光學輔助型ADC、全光ADC。其中，全光ADC在光域同時完成信號的采樣和量化，充分發(fā)揮了光學技術超寬帶、超高速、高穩(wěn)定度等特點，被認為是未來有望突破ADC帶寬、速率和精度極限最有潛力的技術之一。

在全光ADC中，光量化是一個非常關鍵的環(huán)節(jié)，也是信號數(shù)字化精度的保障。目前最受業(yè)界關注的是基于孤子自頻移效應（SSFS，Soliton self-frequency shift）的光量化技術，2002年，日本大阪大學的T. Konishi等人利用超短光脈沖在高非線性光纖（HNLF，highly nonlinear fiber）中的SSFS效應實現(xiàn)光量化（T. Konishi, K. Tanimura, K. Asano, et al., All-optical analog-to-digital converter by use of self-frequency shifting in fiber and a pulse-shaping technique. J. Opt. Soc. Am. B, 2002, 19(11):2817-2823），其物理本質為：超短光脈沖（亞皮秒量級脈寬）的譜寬很寬，在反常色散的高非線性光纖中傳輸時，脈沖頻譜的高頻分量可作為泵浦光，通過拉曼增益有效地放大同一脈沖中的低頻分量。此過程隨脈沖在光纖中傳輸持續(xù)進行，致使能量不斷地從高頻分量轉移到低頻分量，表現(xiàn)為孤子頻譜的整體紅移。對于固定長度的光纖，孤子的自頻移量正比于輸入光脈沖的強度，因此，光量化通過“強度→波長”映射來實現(xiàn)。

基于SSFS的光量化精度正比于自頻移量和頻移后脈沖譜寬的比值，而通常情況下SSFS后的脈沖譜寬較大。因此，在自頻移量有限時，光譜壓縮是提高量化精度的有效技術手段。光譜壓縮通常利用自相位調制（SPM, self-phase modulation）引入的正啁啾補償反常群速度色散（GVD，group-velocity dispersion）引入的負啁啾來實現(xiàn)。2008年，T. Konishi等人在SSFS后利用單模光纖（SMF，single-mode fiber）級聯(lián)HNLF實現(xiàn)光譜壓縮，使量化精度達到4bits（T. Nishitani, T. Konishi, K. Itoh., Resolution Improvement of All-Optical Analog-to-Digital Conversion Employing Self-frequency Shift and Self-Phase-Modulation-Induced Spectral Compression. IEEE J. Sel. Top. Quan. Electron., 2008, 14(3):724-732.）。然而一級SMF+HNLF結構獲得的光譜壓縮比（CR，compression ratio）有限，為了獲得更高的量化精度，需要借助多級SMF+HNLF結構實現(xiàn)高的CR。2013年該小組又通過四級SMF+HNLF結構實現(xiàn)SSFS后的光譜壓縮，獲得了6bits量化精度（K. Takahashi, H. Matsui, T. Nagashima, T. Konishi, Resolution upgrade towards 6-bit optical quantization using power-to-wavelength conversion for photonic analog-to-digital conversion. Opt. Lett., 2013, 38(22):4864-4867），但是實驗中用到了五段高非線性光纖和四段單模光纖，系統(tǒng)結構復雜，插入損耗較大，并且硬件成本較高。

技術實現(xiàn)要素：

本發(fā)明針對上述問題，提出在基于孤子自頻移效應全光量化系統(tǒng)中的一種基于雙向可擴展多階級聯(lián)光譜壓縮結構的高精度全光量化裝置及方法。

一種基于雙向可擴展多階級聯(lián)光譜壓縮結構的高精度全光量化裝置，包括第一光環(huán)行器、第一高非線性光纖、第一單模光纖、第二高非線性光纖、第二光環(huán)行器、摻鉺光纖放大器、第二單模光纖。

所述裝置的連接方式是：第一光環(huán)行器的a端口作為光量化裝置的輸入端口；第一光環(huán)形器的b端口依次接第一高非線性光纖、第一單模光纖、第二高非線性光纖和第二光環(huán)行器的e端口；第二光環(huán)行器的f端口通過依次連接摻鉺光纖放大器、第二單模光纖和第二光環(huán)行器的d端口構成具有反射功能的環(huán)路；第一光環(huán)行器的c端口作為光量化裝置的輸出端口。

本發(fā)明的技術方案：一種基于雙向可擴展多階級聯(lián)光譜壓縮結構的高精度全光量化方法包括以下步驟：

（1）通過SSFS使輸入的超短光脈沖光譜發(fā)生紅移，完成“強度-波長”映射；

（2）自頻移后的光脈沖通過反射結構，重復利用反常GVD和SPM的共同作用實現(xiàn)三級光譜壓縮，從而實現(xiàn)高精度光量化。

步驟（1）的具體方法是：

采樣后的光脈沖具有相同的中心波長和不同的峰值功率，從第一光環(huán)形器的a端口輸入，由b端口輸出，正向進入第一高非線性光纖中傳輸。由于SSFS，不同峰值功率的光脈沖其光譜紅移量不同，完成“強度-波長”映射。

步驟（2）的具體方法是：

由步驟（1）得到的自頻移后的光脈沖正向通過第一單模光纖，由反常GVD引入負啁啾，然后正向經過第二高非線性光纖，由SPM引入正啁啾，兩啁啾相互補償?shù)窒?，實現(xiàn)第一級光譜壓縮；第一級光譜壓縮后的光脈沖通過一個由第二光環(huán)行器、摻鉺光纖放大器和第二單模光纖組成的環(huán)路實現(xiàn)反射，引入負啁啾，并反向經過第二高非線性光纖進行啁啾補償，實現(xiàn)第二級光譜壓縮；第二級光譜壓縮后的光脈沖依次反向通過第一單模光纖和第一高非線性光纖，實現(xiàn)第三級光譜壓縮。

本發(fā)明的有益效果為：

（1）通過反射結構使自頻移后的光脈沖雙向通過單模光纖和高非線性光纖，重復利用反常GVD和SPM的共同作用實現(xiàn)高效光譜壓縮，提高量化精度；

（2）傳統(tǒng)基于孤子自頻移效應和單向三級光譜壓縮的光量化結構中，需要三段單模光纖和四段高非線性光纖，比較可以發(fā)現(xiàn)實現(xiàn)相同的光量化效果，本發(fā)明采用雙向級聯(lián)結構只用兩段單模光纖和兩段高非線性光纖，簡化了系統(tǒng)裝置，降低了硬件成本；

（3）本發(fā)明的雙向級聯(lián)結構還可以通過在第二高非線性光纖和第二光環(huán)行器之間進一步串接更多階的“單模光纖+高非線性光纖”實現(xiàn)五級、七級乃至更高級的光譜壓縮，進一步提高量化精度，因此，系統(tǒng)具有較強的可擴展性。

附圖說明

圖1是一種基于雙向可擴展多階級聯(lián)光譜壓縮結構的高精度全光量化裝置的結構示意圖。

圖2是無啁啾雙曲正割脈沖由反常GVD引起的的歸一化強度（a）和頻率啁啾（b）示意圖。

圖3是無啁啾雙曲正割脈沖由SPM引起的非線性相移（實線）和頻率啁啾（虛線）示意圖。

圖4是一種基于雙向可擴展多階級聯(lián)光譜壓縮結構的高精度全光量化裝置的輸出效果圖。

圖5是一種基于雙向可擴展多階級聯(lián)光譜壓縮結構的高精度全光量化裝置的輸入脈沖峰值功率與自頻移量關系圖。

圖6是輸入脈沖峰值功率49.8W時一種基于雙向可擴展多階級聯(lián)光譜壓縮結構的高精度全光量化裝置和傳統(tǒng)直通型基于孤子自頻移效應和一級光譜壓縮的光量化結構的輸出效果對比圖。

圖7是傳統(tǒng)直通型基于孤子自頻移效應和一級光譜壓縮的光量化結構示意圖。

圖8是傳統(tǒng)直通型基于孤子自頻移效應和一級光譜壓縮的光量化結構的仿真圖。

具體實施方式

下面結合附圖和具體實施例對本發(fā)明進行詳細的描述

如圖1所示，一種基于雙向可擴展多階級聯(lián)光譜壓縮結構的高精度全光量化裝置，包括第一光環(huán)行器1、第一高非線性光纖2、第一單模光纖3、第二高非線性光纖4、第二光環(huán)行器5、摻鉺光纖放大器6、第二單模光纖7。

所述裝置的連接方式是：第一光環(huán)行器1的a端口作為光量化裝置的輸入端口；第一光環(huán)形器1的b端口依次接第一高非線性光纖2、第一單模光纖3、第二高非線性光纖4和第二光環(huán)行器5的e端口；第二光環(huán)行器5的f端口通過依次連接摻鉺光纖放大器6、第二單模光纖7和第二光環(huán)行器5的d端口構成具有反射功能的環(huán)路；第一光環(huán)行器1的c端口作為光量化裝置的輸出端口。

本發(fā)明所述裝置按其功能可分為兩部分：第一部分是SSFS部分，包括第一高非線性光纖2，其功能是利用超短脈沖的SSFS，實現(xiàn)“強度-波長”映射；第二部分是雙向三級光譜壓縮部分，包括第一單模光纖3、第二高非線性光纖4、第二光環(huán)行器5、摻鉺光纖放大器6、第二單模光纖7和第一高非線性光纖2，其功能是壓縮自移頻后脈沖的譜寬，提高系統(tǒng)量化精度。

一種基于雙向可擴展多階級聯(lián)光譜壓縮結構的高精度全光量化方法包括以下步驟：

（1）在所述裝置的第一部分中，SSFS使輸入的超短光脈沖光譜發(fā)生紅移，完成“強度-波長”映射；

本步驟中，采樣后的光脈沖具有相同的中心波長、不同的峰值功率，從第一光環(huán)形器1的a端口輸入，由其b端口輸出，正向進入第一高非線性光纖2中傳輸。由于SSFS，不同峰值功率的光脈沖其光譜紅移量不同，完成“強度-波長”映射，理想情況下，光脈沖的自頻移量滿足

（1）

其中， 、 、 和 分別為高非線性光纖的群速度色散系數(shù)、非線性系數(shù)、拉曼響應函數(shù)一階時間矩和長度， 為輸入光脈沖的峰值功率?？梢钥闯鲈诟叻蔷€性光纖長度 一定的情況下，自頻移量與輸入脈沖的峰值功率呈線性關系。

（2）自頻移后的光脈沖通過雙向三級光譜壓縮部分，重復利用反常GVD和SPM的共同作用實現(xiàn)高效的三級光譜壓縮，從而實現(xiàn)高精度光量化。

本發(fā)明中光譜壓縮是通過預置負啁啾脈沖受到SPM產生的。其原理是脈沖先經過反常GVD引入線性負啁啾，再經過SPM引入非線性正啁啾，且正啁啾在脈沖中心波長附近是線性的，兩啁啾相互補償?shù)窒?，完成光譜壓縮。

當無初始啁啾光脈沖經過長度為z的反常色散單模光纖時，由于反常GVD，輸出脈沖的頻域是

（2）

其中， 、和z分別是脈沖頻率、單模光纖的群速度色散系數(shù)和光纖長度?？梢钥闯龇闯VD改變了脈沖每個頻譜分量的相位，但這種相位變化不會影響脈沖頻譜，卻能改變脈沖形狀。圖2（a）通過繪出 =2，4時的曲線，表明了由色散感應的雙曲正割脈沖的展寬程度，其中z是光纖長度， 是色散長度， 是脈沖歸一化強度；圖2（b）表明群速度色散施加于雙曲正割脈沖的頻率啁啾是負的，且呈線性變化。

當無初始啁啾光脈沖進入反常色散高非線性光纖時，由于SPM，輸出脈沖的頻譜變化是

（3）

其中、和分別是非線性相移、光纖有效長度和非線性長度?？梢钥闯鲇蒘PM感應的頻率啁啾隨傳輸距離的增大而增大，即當脈沖沿光纖傳輸時，新的頻率分量在不斷產生。圖3描繪了由SPM感應的雙曲正割脈沖的非線性相移（實線）和頻率啁啾（虛線），可以看出非線性頻率啁啾在脈沖中心附近呈線性關系且是正的。

本步驟中，通過步驟（1）得到的自頻移后的光脈沖正向通過第一單模光纖3，由反常GVD引入負啁啾，然后正向經過第二高非線性光纖4，由SPM引入正啁啾，兩啁啾相互補償?shù)窒?，實現(xiàn)第一級光譜壓縮；第一級光譜壓縮后的光脈沖通過一個由第二光環(huán)行器5、摻鉺光纖放大器6和第二單模光纖7組成的環(huán)路實現(xiàn)反射，引入負啁啾，并反向經過第二高非線性光纖4，通過SPM進行啁啾補償，實現(xiàn)第二級光譜壓縮；第二級光譜壓縮后的光脈沖依次反向通過第一單模光纖3和第一高非線性光纖2，實現(xiàn)第三級光譜壓縮。

實施例

為了觀察本發(fā)明的有效性，本實例利用Matlab仿真。仿真中輸入的雙曲正割脈沖中心波長1550.3nm，脈寬360fs，摻鉺光纖放大器6的放大系數(shù)是5 dB，各光纖的參數(shù)如表1所示。圖4給出了所有功率下的輸出光譜，自頻移波長范圍1570~1618nm，譜寬均近似為0.43nm，共67個狀態(tài)（中心間隔約0.75nm），對應量化位數(shù)6.07bits。圖5是輸入脈沖峰值功率與自頻移量關系圖，從圖中可以看出近似成線性關系，證明本發(fā)明原理的正確性。圖6給出了輸入功率49.8W時的壓縮效果圖。

表1 光纖參數(shù)

對比傳統(tǒng)直通型基于孤子自頻移效應和一級光譜壓縮的光量化結構，如圖7所示，該結構中由兩部分組成，第一部分是SSFS部分，包括第一高非線性光纖2，其功能是利用超短脈沖的SSFS，實現(xiàn)“強度-波長”映射；第二部分是單向一級光譜壓縮部分，包括第一單模光纖3和第二高非線性光纖4，其功能是壓縮自移頻后脈沖的譜寬。圖6給出了輸入功率49.8W時的壓縮效果圖。圖8給出了傳統(tǒng)直通型基于孤子自頻移效應和一級光譜壓縮結構的輸出光譜，可以看出，在相同波長自頻移波長范圍內的譜寬均近似為1.3nm，共34個狀態(tài)（中心間隔約1.45nm），對應量化位數(shù)5.09bits。

通過對比兩種光譜壓縮效果（如圖6所示），可以看出采用本發(fā)明光譜壓縮后譜寬約為傳統(tǒng)直通型基于孤子自頻移效應和一級光譜壓縮的光量化結構的三分之一，量化位數(shù)提高一位，極大提高了整個量化系統(tǒng)的有效精度。

本領域的普通技術人員將會意識到，這里所述的實施例是為了幫助讀者理解本發(fā)明的原理，應被理解為本發(fā)明的保護范圍并不局限于這樣的特別陳述和實施例。本領域的普通技術人員可以根據(jù)本發(fā)明公開的這些技術啟示做出各種不脫離本發(fā)明實質的其它各種具體變形和組合，這些變形和組合仍然在本發(fā)明的保護范圍內。